CN1951044A - 可配置式dsl收发机 - Google Patents

Abstract

本发明揭示一种包括一可配置式数字收发机(30)的DSL调制解调器。所述数字收发机(30)包括一配置寄存器(43)或其它电路，其选择要在所述调制解调器中构建的模拟传输端口的数量。本发明还为每一所配置端口提供模拟前端电路的示例。根据所揭示的实施例，所支持的端口数量随每一端口的数据速率及随每一端口的信令带宽按比例缩放，以使传输的效率最大化。

Description

可配置式DSL收发机

技术领域

本发明涉及高速数字通信领域，且更具体而言涉及使用离散多音(DMT)调制的数字用户线一(DSL)通信。

背景技术

数字用户线(DSL)技术已在美国及全世界成为主要的高速因特网接入部署技术之一。如在所属领域中众所周知，DSL通信是使用各个用户与一由电话公司或因特网服务提供商运营的中心局(CO)位置之间的现有电话“线”设施来实施现的。通常，CO与用户端设备(CPE)之间环路的某些(如果不是全部的话)长度是由传统的双绞铜电话线构建而成。值得注意地，现代DSL技术能够实现极高数据速率的通信，甚至是在相当长的双绞线长度(例如大约18,000英尺)上，而且不会干扰传统的话音频带电话通信。

现代DSL通信借助多载波调制(MCM)技术(也称作离散多音调制(DMT))来实现这些高数据速率，通过多载波调制(MCM)技术将数据信号调制到一相对宽的频带(对于传统ADSL而言大约为1.1MHz，对于VDSL而言高达30MHz)内的多个频率上，此频带远远高于电话话音频带并细分成许多子通道。通常根据一正交调幅(QAM)星座图将调制到每一子通道上的数据符号编码成一复数平面中的点。每一子通道的每个符号的位数(即“位负载”)、及因而其QAM星座图中点的数量是根据子通道频率下的信噪比(SNR)来加以确定，而信噪比取决于该频率下传输通道噪声及信号衰减。例如，相对无噪声及低衰减的子通道可在十位至十五位的符号中传送数据，所述十位至十五位的符号由一相对稠密的QAM星座图表示，其中所述星座图中各点之间的距离较短的。相反，存在噪声的通道则可能仅限于每个符号两个或三个位，从而在QAM星座图中的毗邻点之间具有较大的距离。高数据速率是通过为具有低噪声水平及低信号衰减度的子通道指配较多的位(即一较稠密的QAM星座图)并为具有较差SNR的子通道加载较少数量的位或根本不加载位来实现。

图1(现有技术)图解说明在传统DSL通信中一给定方向(例如自一中心局“CO”至用户端设备“CPE”的下行方向)上的数据流。要传输的输入位流-其通常为一呈数据源所形成格式的二进制数字串行流-应用于一传输调制解调器10中的位-符号编码器11。编码器11将所述输入位流中的位分组成若干用于调制DMT子通道的多位符号，其中每一符号中的位数均是按照如上文所述根据传输通道的特性指配给其对应子通道的位负载来加以确定。编码器11还可应用纠错编码(例如里德-索罗蒙编码)来进行差错检测及校正；也可应用其它类型的编码(例如格子编码、turbo编码或LDPC编码)来进行额外的信噪比提高。编码器11所产生的符号对应于适当调制星座图(例如QAM)中的点，其中每一符号均与其中一个DMT子通道相关联。

然后，将经编码的符号应用于离散傅立叶逆变换(IDFT)功能12，离散傅立叶逆变换(IDFT)功能12将每一符号与所述传输频带中的一个子通道相关联并根据傅立叶变换产生一对应数量的时域符号样本。然后，由并行-串行转换器13将这些时间域符号样本转换成一串行样本流。此串行符号值序列代表若干个经调制的子通道载波频率之和，其中所述调制表示各数据值。通常，频域中的N/2个唯一复数符号(及其N/2个共轭的对称符号)将由IDFT功能12变换成一由N个实数值时域样本构成的块。

如所属领域中所已知，循环插入功能14对由并行-串行转换器13所提供的每一串行样本块添加一循环前缀或后缀、或二者。在传统的ADSL中，循环插入功能14是将一选定数量的样本值从所述块的末尾预先附加至所述块的开头。在ADSL2+及VDSL中，将循环前缀及后缀插入与发射机开窗口组合成单个模块，例如循环插入功能14。然后，提高采样率功能15与数字滤波功能16以传统方式对所述数字数据流进行处理。数字滤波器16可包括诸如一用于移除图像成分的数字低通滤波及用于消除话音频带或ISDN干扰的数字高通滤波等作业。对应于编码器11至数字滤波器功能16的数字功能通常由一可构建成一数字信号处理器(DSP)装置的数字接收机集成电路来实施。

然后，由数字-模拟转换器17将经滤波的数字数据流信号转换成模拟域。然后，可对所输出模拟信号实施模拟滤波(未显示)，此种滤波通常包括至少一低通滤波器。然后，所述模拟信号由放大器18放大。数字-模拟转换器17、放大器18及任何模拟滤波均可构建于一包括一编码器/解码器(“编解码器”)、一线路驱动器与接收机、及一混合电路的所谓的“模拟前端”中。

所得到的DMT信号通过一通道LP、通过某一长度的传统双绞线传输至一接收DSL调制解调器20，所述接收DSL调制解调器20通常将所述传输调制解调器实施的过程反向，以将所述输入位流还原成所传输的通信。一接收机“模拟前端”-通常包括一对应的混合电路及线路接收机、及模拟滤波功能21-将高频噪声及图形失真从所接收的模拟信号中移除。也可对所述信号实施模拟均衡以补偿传输通道LP的线路衰减特性。然后，模拟-数字转换22将经滤波的模拟信号转换成数字域，此后应用传统的数字滤波功能23来增强所述模拟滤波器的功能。

数字滤波器功能23将经滤波的数字数据流转发至时域均衡器(TEQ)24-其通常为一可有效地缩短传输通道LP的脉冲响应长度的有限脉冲响应(FIR)数字滤波器，包括在由TEQ 24接收前所实施的滤波。从功能25中的每一所接收块中移除循环前缀，且并行-串行转换器26将所述数据流转换成若干个样本(2N)以应用于离散傅立叶变换(DFT)功能27。此数据流的DFT将恢复处于每一子通道频率的调制符号，将功能12在传输中所实施的IDFT反向，并提供一将传输符号乘以所述有效传输通道的频域响应的频域表示形式。频域均衡(FEQ)功能28约去所述有效通道的频域响应，以恢复所述调制符号。然后，符号-位解码器功能29将所述符号重新排序成一串行位流，从而对在信号传输中所采用的任何编码进行解码并产生一对应于所述传输所依据的输入位流的输出位流。然后，根据所述位置将此输出位流转发至客户机工作站，或转发至中心局网络。

虽然图1中的数据流仅显示在一个方向上的通信，但每一DSL收发机(即CO及CPE两处的DSL收发机)均包括一发射机及一接收机，且同样根据一类似的DMT过程通过传输通道LP在相反方向上传送数据。为了避免同一传输通道LP上的此种双向通信相互干扰，最常见的DSL实施方式一直是不对称DSL(“ADSL”)，其遵循一种频分双工(FDD)方法：自CO至CPE的“下行”通信处于频谱的一个频带中，而自CPE至CO的“上行”通信则处于另一不相重叠的频带中。例如，调制解调器ADSL中的下行通信占用256个带宽为4.3125kHz的子通道，而上行通信使用频率低于下行频带(但仍高于话音频带)的64个此种子通道。首字母缩略词“ADSL”所显示出的不对称是指相对于较窄、较低频率的上行频带而言，指配给下行通信的频带的频带更宽、更高。因此，ADSL下行数据速率通常大大高于下行数据速率。根据环路长度及通道传输而定，传统ADSL通信的典型下行数据速率可达到并超过8.0Mbps。

当然，仍持续需要具有更高数据速率的DSL技术。随着诸如通过DSL链路、视频电话等等所进行的视频点播及其它视频分布等高容量服务的部署，可预料对更高数据速率的要求会逐步提高。越新的DSL技术通过改变ADSL的DMT方案而提供越高的数据速率。一第一种更高数据速率的DSL方法称作“ADSL2+”，其通过将下行子通道数量加倍至512个分别具有4.3125kHz的子通道而将信令带宽扩展至2.2MHz。此方法的一实例阐述于第5,519,731号美国专利中，该专利现已与本申请案共同受让并以引用方式并入本文中。目前已在ADSL2+之外开发出DSL数据速率的进一步的提升技术。这些技术称作“甚高位速率DSL”(“VDSL”及“VDSL2”为实例性等级)。根据这些技术，已知有多达4096个子通道覆盖一扩展到30MHz的信令带宽。

VDSL2通信方法将在世界的不同区域中具有不同的实施方式这一点正变得越来越明显。例如，北美及欧洲的VSDL2预计通过使用一12MHz的信令带宽来提供高达30至50Mbps的数据速率。然而，在日本及韩国，则预计使用一高达30MHz的信令带宽来提供高达200Mbps的数据速率。据信，这些市场之间的带宽及数据速率的差异是因环路长度的差异所致：在北美及欧洲所允许的从中心局或光学网络单元(ONU)到用户的距离要长得多(长达18,000英尺)。当前用于VDSL2通信的草案标准涵盖这些可选实施方式。这些VDSL2方法之间的主要差异是由在一给定线路上所载送的子通道数量的差异以及由分配给每一子通道的带宽的差异来体现的。

发明内容

因此，本发明的一目的是提供单个DSL数字收发机，其可配置成支持子通道及子通道带宽的不同组合。

本发明的再一目的是提供可支持多个DSL端口的此种数字收发机。

本发明的再一目的是提供从存储资源观点来看能以一种有效的方式支持多个DSL端口的此种数字收发机。

本发明的再一目的是提供一种从计算复杂度的观点来看能以一种有效的方式支持多个DSL端口的此种数字收发机。

所属领域的技术人员参照下文说明及其图式将易知本发明的其它目的及优点。

本发明可构建入一可配置成支持不同端口数量的DSL数字收发机架构内，其中每一端口分别对应于一DSL链路。在一第一配置中，支持在较少端口上进行涉及到较多数量子通道的较高数据速率通信；在所述数字收发机的至少一种其它配置中，支持具有较低数据速率的较多端口及较少数量的子通道。所述数字收发机通过下述方式来实现这些配置：对于那些其复杂度随数据速率按比例缩放的收发机功能，按比例缩放数据速率，且对于那些其复杂度随信令带宽按比例缩放的收发机功能，按比例缩放此信令带宽。优选地，带宽按比例缩放是通过按比例缩放子通道数量从而使子通道带宽保持恒定不变来实现，以使所需存储资源最少化。

附图说明

图1为通过单个DSL链路进行的传统DSL传输及接收的一数据流程图。

图2为一根据本发明优选实施例的DSL传输的数据流程图，其显示根据数据速率或子通道数量来按比例缩放的适用性。

图3a及3b为一根据本发明优选实施例构造而成的DSL调制解调器的替代实施方式的一方块图形式的电路图。

图4为一根据本发明优选实施例构造而成的数字收发机的一方块图形式的电路图。

图5a及5b为图解说明根据本发明优选实施例的数字收发机的操作的流程图。

图6a及6b为图解说明根据本发明优选实施例的数字收发机在两个实例性配置中的操作的定时图。

具体实施方式

本文将结合本发明的优选实施例-即构建成一用于一数字用户线(DSL)调制解调器的数字收发机-来阐述本发明。然而，预期本发明还可有利于其它应用，特别是根据离散多音(DMT)调制来传输信号的应用。这些其它应用可包括无线通信(例如根据正交分频多路复用“OFDM”调制)、通过同轴电缆、光纤设备等等在广域网(WAN)及局域网(LAN)实施方式中进行的其它有线通信。因此，应了解，提供下文详细说明仅作为实例，并非意欲限制所主张的本发明的真正范围。

已发现，就本发明而言，在现代DSL应用中所使用的收发机的数字部分的计算复杂度取决于两个因素：传输与接收数据速率，及信令带宽。在使用离散多音(DMT)调制情况下，信令带宽变换至DMT子通道数量乘以每一子通道的带宽(假定所有子通道均具有相同的带宽-通常情况下如此)。已进一步发现，就本发明而言，数字域中的某些数据功能仅随数据速率按比例缩放，而某些其它功能仅随带宽按比例缩放。本发明利用此种认识来提供一种收发机，所述收发机可配置成具有较少输出端口(例如，少至一个端口)以用于高速、高带宽通信，或具有较大数量的输出端口以用于较低速度、较低带宽通信。且计算复杂度自身在电路或硬件意义上表现为一给定时钟速度下的逻辑门数量，并且还表现为存储要求。换句话说，对于某些功能而言，越高的计算复杂度需要越多数量的逻辑门、或越高的时钟速度，而对于其它功能而言则需要越大的数据存储资源。

图2在数字域中根据在传统DSL传输中所实施的那些功能来图解说明此种认识。具体而言，处于DMT调制之前的功能仅随数据速率按比例缩放，而DMT调制本身随带宽按比例缩放。如图2中所示，成帧(即，如所属领域中所知将输入位流布置成数据帧)11a、里德-索罗蒙(Reed-Solomon)编码11b(或其它前向纠错编码技术)、交错11c的复杂度每一者均仅随数据速率按比例缩放。换句话说，实施调制前功能11a、11b、11c、11d所需的电路计算复杂度仅随数据速率按比例缩放；信令带宽(包括DMT子通道数量)对这些功能的复杂度没有直接影响。在传统DSL传输中，此种依赖性通常为线性的，因而要使数据速率加倍需要这些功能的计算复杂度的大致两倍。或者，根据本发明，一给定的DSL收发机可对两个通道或“端口”执行功能11a、11b、11c、11d，其计算复杂度与所述收发机可对于具有两倍所述数据速率的单个“端口”执行这些功能11a、11b、11c、11d的复杂度相同，反之亦然。成帧功能11a、里德-索罗蒙编码功能11b与交错功能11c(连同具有下述位-符号映射功能11d的格子式编码)合起来相当于图1所示的传统编码功能11。同样地，在接收侧(为清楚起见未图示)上，解交错、里德-索罗蒙解码、解成帧这些对应的解调后接收功能在复杂度方面也随数据速率按比例缩放。

如图2中所示，已发现功能11d所实施的具有位-符号映射的格子式编码及由IDFT功能12所实施的DMT调制仅随信令带宽按比例缩放。就IDFT功能12而言，已发现，一2048点IDFT需要大致为一4096点IDFT的一半的计算复杂度。换句话说，假定每一子通道的带宽相同，则IDFT功能12为两个具有2048个子通道的通道或“端口”调制信号的复杂度可大致相同于为单个具有4096个子通道的端口调制信号所需的计算复杂度。事实上，已注意到，现代的IDFT处理(例如由现代数字信号处理器所实施)执行两个规模减半的IDFT的计算复杂度可略小于单个全规模IDFT所需的计算复杂度(即时钟循环或门)。

调制后所实施的功能，包括IDFT输出缓冲器13′及调制后数字处理功能15′，需要一仅随信令带宽按比例缩放且基本独立于数据速率的复杂度。IDFT输出缓冲器13′为可自IDFT功能12往其进行串行写入并可自其进行并行读取的存储位置，且因此对应于图1所示的串行-并行转换功能13。调制后数字处理功能15′包括上文根据图1所述并在所属领域中众所周知的诸如传统循环插入功能14、提高采样率功能15及数字滤波器功能16等功能。

因此，已发现，就本发明而言，可利用这些数字收发机功能的按比例缩放的依赖性来支持针对所给定计算复杂度配置端口数量。例如，考虑一能够以每一载波8.625kHz的音调间隔或信令带宽支持4096个复合载波(即DMT子通道)从而形成一35.3MHz的总信令带宽的数字收发机。根据本发明的优选实施例，此收发机可配置成通过按比例缩放每一端口所支持的载波或子通道数量来支持多个分别具有一较低数据速率的端口：

配置	端口数量	最大子通道/端口数量	子通道间隔	最大信令BW/端口
					主配置	1	4096	8.625kHz	35.328MHz
A	2	4096	4.3125kHz	17.664MHz
					B	4	2048	4.3125kHz	8.832MHz
C	8	1024	4.3125kHz	4.416MHz
					D	16	512	4.3125kHz	2.208MHz

所述“主”配置对应于单端口(其在此实例中为4096个音调间隔为8.625kHz的复合载波(即DMT子通道)，从而提供一35.328MHz的总信令带宽)收发机的全部计算复杂度，。根据本发明的优选实施例，所述收发机可配置成分别使用4.3125kHz音调间隔的替代配置A至D。配置A至D将35.328MHz的总带宽划分成输出端口与每一端口的复合载波的不同组合。虽然(例如)配置D的每一端口的总信令带宽相对较低，但所述收发机可支持十六个处于该带宽下的此种端口。应注意，配置D的信令带宽对应于现行“ADSL2+”标准。

根据本发明的一替代实施例，每一端口的载波数量可保持恒定不变(例如每一端口4096个载波)，但可按比例缩放所述音调间隔来支持额外端口。对于其中所述收发机可支持由4096个音调间隔为8.625kHz的载波构成的单端口的实例而言，此收发机可按比例缩放成支持八个分别具有4096个DMT复合载波(但音调间隔为1.0781kHz)的端口。然而，已发现，改变音调间隔而不是改变载波数量需要显著增加存储资源。

图3a及3b图解说明根据本发明的优选实施例的实例性DSL调制解调器21m、21b。考虑到调制解调器21m具有单个模拟端口而调制解调器21b支持四个端口，调制解调器21m、21b分别对应于上表中的主配置及配置B。

首先参见图3a，其图解说明用于支持单个模拟输入/输出端口的广义DSL调制解调器21m。在其可通过通信设施(在此示例中为双绞线LP)既传输又接收信号意义上而言，DSL调制解调器21m实际上为一收发机。根据本发明的此优选实施例，DSL调制解调器21m包括数字收发机30，数字收发机30耦接至主机接口32以根据应用与一主机计算机、网络交换结构、例如路由器等网络元件、或类似装置进行通信。根据本发明的此实施例，如上文所述，数字收发机30可配置成支持一个通信端口(例如图3a中所示)、或多个通信端口(如图3b中所示)。在其中数字收发机30支持一个端口的图3a所示实例中，数字收发机30连接至模拟前端34的单个示例，所述单个示例又耦合至在此实例中显示为双绞线的传输回路LP。

模拟前端34包括混合电路39，混合电路39为一传统电路，其连接至传输环路LP并将双绞线设施的双线布置转换成连接至线路驱动与接收机37的专用传输与接收线路-考虑到DSL调制解调器21m通过通信环路LP传输双向信号。线路驱动与接收机37为一用于通过双绞线线路驱动及接收ADSL信号的高速线路驱动与接收机。线路驱动与接收机24通过模拟传输与接收滤波器35双向耦接至编码器/解码器(“编解码器”)电路36。模拟前端34中的编解码器36分别对所传输与接收的信号实施传统的模拟编解码操作。适于用作根据本发明优选实施的模拟前端34的传统装置的实例包括TNETD7122及TNETD7123集成模拟前端装置，其可从Texas Instrument Incorporated公司购得。

图4图解说明根据本发明此实施例的数字收发机30的一实例性架构。如图4中所示，数字收发机30包括字节处理子系统41，字节处理子系统41耦接至收发机30的主机侧并对未经调制的数字数据实施字节级处理(在调制前或在调制后)。例如，在传输侧上，字节处理子系统41实施诸如成帧、前向纠错(FEC)及交错等功能，例如在所属领域中已知的现行ADSL/VDSL标准中所规定的TPS-TC及PMS-TC层中所涉及到的功能。位处理子系统44对要自字节处理子系统41传输的经字节处理的信号实施诸如格子式编码及星座图映射等位级操作，例如在所属领域中已知的现行ADSL/VDSL标准中所规定的PMD层中所涉及到的操作。相反地，位处理子系统44对所接收的经解调信号实施这些位级过程的相反过程，其结果应用至字节处理子系统41以将在传输中所应用的字节处理操作反向。收发机30还包括IDFT调制功能45TX，IDFT调制功能45TX根据所需DMT调制对要传输的来自位处理子系统44的经过处理的信号进行调制，将结果存储于输出缓冲器47TX中；这些输出缓冲器47TX对应于图2所示的IDFT输出缓冲器13′。相反地，DFT解调功能45RX根据由此种信号的发射机所应用的所需DMT调制对经输入缓冲器47RX缓冲的所接收DMT信号应用DFT解调。根据本发明的优选实施例，子系统41、44、45TX、45RX可由客户逻辑电路或可编程逻辑(例如一个或一个以上其计算能力及复杂度足以在对通过数字收发机30传送的信号进行编码与调制(及解调与解码)中实施大量数字处理的数字信号处理器(DSP)核心)来实现。收发机30还可包括处理器40(其既可也是一DSP处理器也可不是一DSP处理器)及其相关联的存储资源(包括程序及数据存储器)，以如下文所述来辅助这些功能并控制收发机30的配置。根据本发明的此实施例，如图4中所示，将输出缓冲器47TX实现成足以为要传输的DMT信号的IDFT调制充当输出缓冲器(即图2所示的IDFT输出缓冲器13′)的存储器。同样地提供输入缓冲器47TX且并将其尺寸确定成可接收并缓冲所输入的DMT数据。

数字收发机30还优选包括其它调制后功能46TX，以实施诸如对每一端口的每一IDFT调制输出附加一循环扩张及对要传输的信号应用适当的滤波器功能等功能。在接收侧上，调制前处理功能46RX应用适当的滤波功能来接收信号，并包括诸如时域均衡、移除任何循环前缀等功能。调制后处理功能46TX及调制前处理功能46RX可由收发机30内的DSP资源根据所属领域中已知的相应软件例程执行，或者可实现成图4所示的单独的硬件资源。在传输侧上，调制后处理功能46TX所应用的数字滤波器的结果可优选存储于与相应端口相关联的适当输出缓冲器13′空间内的输出缓冲器47TX中(若需要)。在数字收发机30内还提供有可配置端口子系统48，以将处理功能46TX、46RX耦接至其中构建有数字收发机30的调制解调器内的一个或一个以上模拟输出端口。

根据本发明的优选实施例，数字收发机30还包括在数字收发机30内执行及实现各种控制功能的处理器40。根据本发明的优选实施例，除其它功能外，管理子系统42还用于对数字收发机30的功能元件进行配置以支持一个或一个以上模拟端口中的一选定数量。在此实例性实施方式中，端口的数量(及视需要，诸如每一端口的载波数量及音调间隔等其它参数)取决于一例如在用户输入/输出装置控制下写入至配置寄存器43中的字。处理器40本身又发出控制信号或类似信号来对字节处理子系统41、位处理子系统44、IDFT调制功能45TX、DFT解调功能45RX、输入缓冲器47RX、输出缓冲器47TX、处理功能46TX、46RX、及可配置端口子系统48中的每一者进行配置，从而有效地将一个(或一个以上)高数据速率及高信令带宽端口细分成多个较低数据速率及较低信令带宽的端口。在配置寄存器43的替代形式中，端口数量可根据其它技术来选择，例如将一组装置终端机硬连线至一特定电压或电压电平组合、以所需端口配置来编程一组熔丝(外部或内部的)、或执行一选定的硬件程序。总之，处理器40与数字收发机30的每一主要功能进行通信以根据需要支持的端口数量来控制其操作。在诸如载波数量及音调间隔等参数不隐含于所支持的端口数量中的情况下，处理器40还将这些参数传送至数字收发机30的功能块。收发机30内还将包括其它控制及管理功能，包括时钟产生与控制、功率分配及电压调节等等，但为清楚起见图4中未对其加以显示。

预计所属领域的技术人员在参阅本说明书后将很容易能够实现数字收发机30以提供诸如以下等功能：可配置端口子系统48、配置寄存器43、及此类其它电路以及用于根据本发明优选实施例配置及操作数字收发机30的相应软件例程。对数字收发机30的功能进行的此说明还预计能提供足以在无需进行过度实验的情况下便可实现实际电路的此种实现形式的信息。

图3b图解说明其中数字收发机30支持四个通信端口的DSL调制解调器21b的布置。如上文根据图3a所述提供主机接口32及数字收发机30。然而，数字收发机30通过配置寄存器43及管理子系统42(图4)或通过上文所述的一替代方法来配置，以使其可配置端口子系统48与如图3b中所示的四个模拟前端示例34₁至34₄进行通信。在本实例中，以类似方式配置每一个模拟前端34₁至34₄，且每一个模拟前端34₁至34₄均分别通过一相应传输环路LP₁至LP₄来支持一DSL链路。

因此，一根据本发明优选实施例的数字收发机30的单个示例可配置成支持可变数量的“端口”或DSL链路，所述数量因所述链路所需的数据速率以及诸如音调间隔及每一链路的载波数量等其它参数而异。当前，DSL交换设备中的典型中心局(CO)线路卡支持多个端口，例如从八个到六十四个端口。因此，预计根据本发明优选实施例的数字收发机30将最适用于中心局(CO)实施方式，并可大大减少一给定线路卡上所需的数字收发机装置的数量。另外，本发明使系统制造商能够运送单种类型的数字收发机装置，同时仍能够支持制造和实施各种类型的VDSL及其它通信协议及选项。

此外，新的DSL技术正利用大多数住宅及企业位置所早已连接的多条电话线路。此技术的一实例是所谓的“结合式DSL”，其使用多条(例如两条或三条)进入用户端的双绞线设施来载送单个传输链路的信号，从而在不增加单条设施上的带宽情况下使数据速率倍增。因此，根据本发明来将一数字收发机配置成支持不同数量端口的能力也有利于此种CPE实施方式-具体而言通过以可配置方式为一结合式DSL调制解调器构建所述能力。

现在结合图4及图6a及6b参见图5a及5b，现将阐述根据本发明优选实施例的数字收发机30的传输作业。图5a及5b所示的流程图对于数字收发机30的各种配置、特别是就单个收发机30示例所支持的端口数量而言是通用的。图6a及6b所示的定时及缓冲容量图对应于下文将更详尽阐述的特定实例性配置。

图5a图解说明收发机30在实施调制前功能以传输n个端口的DMT信号时的作业。如图2中所示，这些调制前功能11包括成帧功能11a、前向纠错(FEC)(例如里德-索罗蒙编码)功能11b、交错功能11c、及通过位-符号映射进行格子化编码的功能11d，并且可按照所需通信协议或标准根据需要包括其它调制前功能。同样地，在接收侧(为清楚起见未显示)上，将包括解交错、里德-索罗蒙编码、解成帧等相应的解调后接收功能，且这些功能将以与如现在所将说明的传输作业相反的方向以类似的方式操作。

根据本发明优选实施例的数字收发机30的传输操作始于过程50，在过程50中，以所要支持的端口数量以及每一端口的DMT参数来配置收发机30。通常，预计每一端口将载送一以同样方式调制的信号，所述信号具有相同的载波(或子通道或音调)数量及相同的音调间隔(或子通道带宽)。如上文根据图4所述，可通过将一配置代码写入至数字收发机30中的配置寄存器43来实施过程50。或者，可通过其它传统方法来实现过程50的配置，包括如上文所述的对熔丝或反熔丝进行编程、以一对应于所需配置的模式将一外部端子组合硬连线至电压等等。响应于此，根据图4所示实例的收发机30中的管理子系统42根据在配置寄存器43中所选及所存储的的配置来对字节处理子系统41、位处理子系统44、IDFT功能45TX、调制后处理功能46及可配置端口系统48进行配置；还将实施对接收侧上的类似配置。可在过程50中配置单个端口来实现最高数据速率应用，或者可配置多个处于一较低数据速率的端口。

在图5a所示的过程52中，接下来，数据收发机30将一端口索引n初始化成一初始值(例如，零)。然后，在过程53中，字节处理子系统41对一对应于第一端口n＝0的数据块实施各种调制前功能。如上所述，这些调制前功能包括成帧、FEC、交错、及类似操作。还如上文所述，这些调制前功能的计算复杂度随数据速率按比例缩放，而不随信令带宽按比例缩放。因此，如果将每一端口的数据速率一分为二，则可由具有一给定计算复杂度的子系统41处理的端口数量可加倍。如通过此说明将易知，减少数字收发机30的配置中每一端口的数据速率以处理更多端口优选是通过减少要在每单位时间中从每一端口传输的数据符号或帧的数量来实现。此也可通过减少每一过程示例53对每一配置端口处理的数据位数来实现。

在过程53中对端口n执行成帧、FEC、交错及其它调制前功能后，在过程54中，将端口n的结果存储于一缓冲区(优选为数据存储器44(图4)的缓冲区)中。一旦在过程54中得到缓冲，端口n的这些结果便可供位处理功能44用来进行格子式编码及星座图映射并可供离散傅立叶逆变换(IDFT)功能45TX用来进行调制(例如DMT调制)，此将在下文中根据图5b加以说明。在本发明的此实施例中，一旦启动对一给定端口n的IDFT调制，处理器40便会腾空所述端口的缓冲器，此自然将会腾出所述端口的存储空间以便针对下一数据块进行加载。

重新参见图5a，字节处理子系统41判定当前端口n是否为在过程50中所配置的多个端口中的最后一个。如果不是(决策55为否)，则在过程56中递增端口索引n。然后，字节处理子系统41在决策57中判定是否存在用于下一端口n(在过程56中递增)的足够的缓冲空间；如果在决策57中存在空间或在一等待状态(“停止”)及重复测试后变为存在空间(决策57为“是”或变为“是”)，则通过另一过程示例54对与端口n相关联的数据块实施调制前作业。一旦最后一个端口已得到处理(决策55为“是”)，字节处理子系统41便在决策59中再一次判定是否存在用于第一端口n＝0的缓冲空间；一旦存在可用空间(决策59为或变为“是”)，便再一次对端口索引n进行初始化并针对下一所接收数据块对所有端口执行调制前过程。

如现将根据本发明的此优选实施例参照图5b所述，只要也在执行DMT调制，便对数字收发机30的多个所配置端口重复执行此种字节级调制前处理。

在过程60中，DSP子系统40将端口索引n初始化(例如初始化成一为零的初始值)。在过程61中，以传统方式对在对端口n的字节级调制前处理中所产生的来自过程54(图5a)的缓冲结果进行格子式编码及星座图映射。在过程62中，对这些映射结果应用IDFT(或快速傅立叶逆变换IFFT(若需要))，将每一输入数字数据值视为其在一复数调制(例如正交调幅或“QAM”)星座图中与一组载波频率之一相关联的映射点。换句话说，每一符号均与一离散多音(DMT)调制信号的一组载波频率之一相关联。过程62的IDFT的输出为对应于一宽带时域序列的一组数据值，其包含处于每一子载波频率下的信息。

如所属领域中所已知，一给定DMT信号的信令带宽主要取决于所述DMT信号中的载波或子通道数量并取决于与这些载波中的每一载波相关联的带宽(即音调间隔)。如上所述，配置过程50明确地或隐含地(隐含于所支持的端口数量中)确定所述DMT信号中的载波数量且因此确定由DSP子系统40执行的过程62中IDFT中的“点”数量，并且还确定用于过程61中格子式编码及星座图映射的音调间隔(即载波频率本身)及类似参数。如上所述，格子式编码、星座图映射及IDFT调制的计算复杂度仅随所述信令带宽而不随所述数据速率按比例缩放。因此，如果数字收发机30要支持更多端口，则通过按比例缩放每一端口的载波数量或通过按比例缩放各载波之间的音调间隔(或二者)来相应地按比例缩小每一端口的信令带宽。已发现，根据本发明，通过使载波数量随所要支持的端口数量按比例缩放，会最有效地节省存储资源。

重新参见图5b，一旦完成过程62，便在过程64中将来自过程62的当前端口n的时域输出序列存储于输出缓冲器47TX中。然后，启动调制后处理过程66，此种处理包括由上文所述的调制后处理功能46TX执行的对IDFT输出序列附加循环前缀、数字滤波及类似操作等传统过程，并将结果保留于输出缓冲器47TX中(若需要)。

一旦完成当前端口n的IDFT，DSP子系统40便在决策67中判定是否仍需对其他端口的数据进行调制。若如此(决策67为“否”)，则在过程68中递增端口索引n，并实施决策69以确定是否有用于该下一端口n的输出缓冲器空间。如果空间存在或变为存在(决策69为或变为“是”)，则然后对该下一端口实施格子式编码及星座图映射过程61及IDFT调制过程62。相反地，如果最后一个端口已经得到处理(决策67为“是”)，则在决策71中确定出存在可供用于第一端口(n＝0)的缓冲空间时，便针对下一数据块在过程60中将端口索引n重新初始化，并重复所述过程。

根据本发明的优选实施例，在端口的经调制时域序列得到传输时腾空输出缓冲器47TX。传统DSL通信中的DMT时域序列的传输受一固定的符号速率的控制，所述固定的符号速率是根据现行的适用的DSL标准来确定。例如，现代DSL通信的典型符号速率为每秒4.3125千个符号，其对应于一4.3125kHz的音调间隔。当然，为了获得最佳传输效率，因此希望数字收发机30的性能高到足以使经调制的数据可供用于在每一符号帧中进行传输。因此，数字收发机30的计算复杂度(或能力)优选高到足以使图5b所示的IDFT调制过程将经调制的数据一直保存于输出缓冲器47TX中以备用于调制后处理及传输。还预计现代DSP电路会很容易地满足此要求；实际上，预计所述符号速率通常将为DMT调制及传输作业中的限制因素，因而可使调制及其它处理周期性地停顿以防止输出缓冲器47TX溢出。

现在参见图6a及6b，现将参照图2所示的更高层次图解说明来阐述根据本发明优选实施例的数字收发机30的作业实例。在这些图式中，沿横轴显示DSL帧的定时(即传输一整“块”经调制数据的时间周期，且对应于等于符号速率的倒数的时间周期)，而沿竖轴显示用于所配置端口的图2所示IDFT输出缓冲器13′(在图4所示的实施性实施方式中其对应于输出缓冲器47TX)的内容。同样地，图6a及6b的曲线图图解说明用于两种配置的IDFT输出缓冲器13′的传输定时及存储要求。当然，所属领域的技术人员将易知，可根据任意数量的配置来配置数字收发机30，此视需要服务于的端口数量、每一端口的数据速率及存储空间的可用性而定。

图6a针对数字收发机30以其可支持的最高端口数据速率支持单个端口这种配置来图解说明对IDFT输出缓冲器13′的要求。在此实例中，此单个端口以一4.3125kHz的音调间隔通过4096个DMT通道传输。在DSL帧k-1开始时，此单个端口的输出缓冲器13′是空的。一旦完成此单个端口的IDFT调制过程62，便将此单个端口的输出缓冲器13′装以对应于所述过程的结果的数据，以便于在下一DSL帧k中传输信号。在其中所述单个端口通过4096个载波进行传输的此实例中，输出缓冲器13′装有每一载波的两个数据字(对应于复数调制结果)、加上对应于循环扩张(CE)的数据字。如图6a中所示，用于产生这些数据值并将其存储于IDFT输出缓冲器13′中的调制及调制后处理可在小于一DSL帧的时间周期的时间内完成。不过，由于DMT传输是以一种帧同步方式实现的，因此在此实例中IDFT输出缓冲器13′保存这些内容直至DSL帧k开始为止。

在如图6a所示的DSL帧k开始时，以一对应于符号速率的速率开始为此单个端口传输IDFT输出缓冲器13′的内容。在此实例中，传输一数据样本所需的时间为t_SAMPLE。传输帧k中IDFT输出缓冲器13′的内容的所有数据值所需的时间为t_SYMBOL＝[(2*4096)+CE]t_SAMPLE，其因所述循环扩张CE而超过DSL帧k的时间周期。但如图6a中所示，当数据在DSL帧k中得到传输时，此单个端口的IDFT输出缓冲器13′开始腾空。

然而，在DSL帧k结束前，完成对下一DSL帧k+1的IDFT调制及调制后处理。因此，在IDFT输出缓冲器13′随着DSL帧k的结果(包括循环扩张CE)的传输而完全腾空前，将这些结果加载于IDFT输出缓冲器13′中。因此，如图6a中所示，缓冲器大小要求向上此时在DSL帧k内向上形成尖峰。然而，如图6a中所示，随着第一DSL帧k及随后在完成帧k时对下一DSL帧k+1进行的符号及循环扩张的传输，传输符号及IDFT输出缓冲器13′的腾空继续进行。然后，所述过程以此种方式继续进行，对所述单个端口的IDFT输出缓冲器13′加载以每一DSL帧内的新结果，。

除图解说明调制及传输的定时外，图6a还图解说明操作此单个端口所需的最终存储器大小。如果所述调制及传输以图6a中所图解说明的方式继续进行，当然将需要一无限大的缓冲器。然而，如所属领域的技术人员在参阅本说明书后所将认识到，在某一时刻，IDFT输出缓冲器13′将满到足以使调制过程可停止一个帧，以在不使输出缓冲器13′下溢的情况下继续传输所述DMT信号。在一替代实施方式中，所述收发机的DSL帧处理可锁定至符号周期t_SYMBOL，在此情况下，输出缓冲器13′的大小将在各DSL帧之间固定不变(而非增大)。

图6b图解说明在同一数字收发机30的一不同配置(具体而言涉及到支持两个DSL端口0及1)中对DMT信号的调制及传输。重新参见图3b，例如，两个模拟前端34将构建于使用以此方式配置的数字收发机30的DSL调制解调器中。在此实例中，端口0及1中的每一端口均使用2048个载波且因此以图6a中所示单个端口的信令带宽的一半来传输一DMT信号。因此，端口0及1中每一端口的IDFT调制过程62均将为这2048个载波中的每一个产生两个数据值、连同一循环扩张CE。但调制过程62所需要的每一端口的计算时间及复杂度将仅为图6a所示的其中调制4096个载波的单个端口实例所需的每一端口的计算时间及复杂度的约一半。

因此，如在图6b中所示，在包括附加循环扩张CE及数字滤波在内的调制后处理之后，，在时间周期DSL帧k-1的前半个周期内为端口0产生DSL帧k的IDFT调制结果。由于这些结果是用于在DSL帧k中传输，因此端口0的IDFT输出缓冲器13′如图所示在DSL帧k-1的持续时间中保留这些结果。然后，IDFT功能12及调制后数字处理功能15′(图2)产生下一端口1的IDFT及调制后结果(即在下一次进行图5b所示的循环时)，并同时还是在DSL帧k-1结束前将这些过程的结果存储于端口1的输出缓冲器13′中。

在DSL帧k开始时，DSL端口0及1二者开始以相应的符号速率传输DMT信号，所述相应符号速率为与图6a中相同的符号速率，因为所述音调间隔一直保持不变。在DSL帧k的中点之前，可得到端口0在下一帧中的新的调制结果，并将其存储于端口0的输出缓冲器13′中；同时，继续传输先前所保留的结果。并且在DSL帧k结束前，产生端口1的IDFT结果，并如图6b中所示将其存储于端口1的输出缓冲器13′中。

因此，在对应于图6b的配置中对端口0及1二者继续进行DSL传输，其中每一端口的数据速率均为根据图6a所配置的单个端口的数据速率的一半。在每一种情况下，均使用同一数字收发机30，其中可根据上文所述来配置所要支持的端口数量配置。

在图6a及6b所示的实例中，图6a所示的单个端口及图6b所示的这两个端口0及1均具有一4.3125kHz的音调间隔。已发现，根据本发明，在端口数量的配置中优选通过在维持一恒定不变的音调间隔的同时减少每一端口的载波数量来按比例缩放信令带宽对于。由于输出缓冲存储器要求在不同的配置期间基本保持不变，因此如此按比例缩放载波数量(Nsc)是优选的。例如，考虑图6a及6b所示的这两种配置，将所述输出缓冲存储器要求表征为：

端口数量	音调间隔	每一端口的Nsc	每一端口的CE(样本数)	所有端口的IFFT输出缓冲器大小(样本数)	所有端口的IFFT输出缓冲器大小(每一样本各2个字节)
						1	4.3125kHz	4096	640	12800	25600
2	4.3125kHz	2048	320	10752	21504

实际上，如此表中所示，端口数量加倍导致略小于单端口配置，因为已注意到两个大小减半的IDFT所需的输出缓冲器大小小于一个完整大小IDFT所需的输出缓冲器大小。

如上所述，另一选择为，可通过按比例缩放音调间隔而不是如上述实例中一样按比例缩放每一端口的载波数量来按比例缩放每一端口的带宽。已注意到，对于本发明，以此方式进行按比例缩放需要一大得多的输出缓冲器。这是因为IDFT调制中所产生的点数随载波数量而不是随音调间隔按比例缩放。因此，即使音调间隔减小，两个为同一载波数量的IDFT过程也需要大约两倍于一个IDFT的输出缓冲存储器容量(允许一更低的符号速率，且因此允许一按比例缩放的数据速率)。

因此，根据本发明的优选实施例，已提供一种能够支持一可配置数量的端口的数字收发机。在所有情况下，均可通过使所述数据速率及信令带宽随所配置端口的数量按比例缩放来有效地利用所述数字收发机的全部计算复杂度。因此，可制造单个数字收发机来用于各种各样的DSL及VDSL应用中，以支持一个或较少数量的高数据速率链路、或一较大数量的较低数据速率的链路。因此，预计本发明的数字收发机将大大有益于数字收发机、调制解调器设备(用于中心局以及用于用户端设备，特别是用于“结合式”DSL应用)的设计及制造及此种设备的运行。

Claims (18)

1、一种用于多载波调制通信的数字收发机，其包括：

调制前电路，其用于对数字数据实施调制前处理；

数字信号处理电路，其用于对由所述调制前电路处理的数字数据实施多载波调制；

接口电路，其用于将经调制的数据从所述数字信号处理电路传送到一个或一个以上端口；及

配置电路，其用于控制所述调制前电路、数字信号处理电路及所述接口电路，以为一选定数量的端口处理传输数据。

2、如权利要求1所述的收发机，其进一步包括：

数据存储器，其耦接至所述数字信号处理电路，以存储对应于所述选定数量的端口的经调制数据。

3、如权利要求2所述的收发机，其中所述选定数量的端口选自一组端口配置，所述一组端口配置包括：一第一数量的端口，其中每一端口均具有一数据速率及一信令带宽；及一第二数量的端口，其中每一端口均具有根据所述第一与第二数量的端口之间的一关系相对于所述第一数量的端口中每一端口的所述数据速率及信令带宽按比例缩放的一数据速率及一信令带宽。

4、如权利要求3所述的收发机，其中由所述调制前电路实施的所述调制前处理需要计算随每一端口的数据速率按比例缩放的复杂度。

5、如权利要求4所述的收发机，其中所述调制前处理包括成帧、前向纠错编码及交错。

6、如权利要求3所述的收发机，其中所述配置电路包括一配置寄存器。

7、一种用以传输一多载波经调制信号的方法，其包括：

以一选定数量的端口来配置一数字收发机，所述选定数量的端口选自一组端口配置，所述一组端口配置包括：一第一数量的端口，其中每一端口均具有一数据速率及一信令带宽；及一第二数量的端口，其中每一端口均具有根据所述第一与第二数量的端口之间的一关系相对于所述第一数量的端口中每一端口的所述数据速率及信令带宽按比例缩放的一数据速率及一信令带宽；

对于一与具有一对应于所述选定数量的端口的所述数据速率的大小的所述选定数量的端口中每一端口相关联的数据块，实施调制前功能；

然后，对于所述选定数量的端口中每一端口，根据对应于所述选定数量的端口的所述信令带宽的信令带宽参数对其关相联的数据块实施离散傅立叶逆变换调制；

将所述选定数量的端口中每一端口的经调制的数据转发至与该端口相关联的模拟前端电路；

对每一端口的所述经调制数据实施模拟处理；且

对于每一端口，通过一相关联的通信链路传输多载波信号。

8、如权利要求7所述的方法，其中所述实施离散傅立叶逆变换调制的步骤是对所述选定数量的端口中每一端口、对与所述选定数量的端口的所述信令带宽相对应的一数量的载波实施。

9、如权利要求8所述的方法，其中以一帧同步方式实施所述传输步骤。

10、如权利要求7所述的方法，其中所述配置步骤包括在一配置寄存器中设定一数据值。

11、如权利要求7所述的方法，其进一步包括：

在所述实施离散傅立叶逆变换调制的步骤后，将经调制的数据存储于一输出缓冲器中。

12、如权利要求11所述的方法，其中所述实施离散傅立叶逆变换调制的步骤是对所述选定数量的端口中每一端口、对与所述选定数量的端口的所述信令带宽相对应的一数量的载波实施。

13、一种数字用户线调制解调器，其包括：

一数字收发机，其包括：

调制前电路，其用于对数字数据实施调制前处理；

数字信号处理电路，其用于对由所述调制前电路处理的数字数据实施多载波调制；

接口电路，其用于将经调制的数据从所述数字信号处理电路传送到一个或一个以上端口；及

配置电路，其用于控制所述调制前电路、数字信号处理电路及所述接口电路，以为一选定数量的端口处理传输数据；及

一个或一个以上模拟前端电路，其中每一模拟前端电路均连接到所述数字收发机的所述端口中的一个端口并连接到一通信设施。

14、如权利要求13所述的调制解调器，其中所述数字收发机进一步包括：数据存储器，其耦接到所述数字信号处理电路，以用于存储与所述选定数量的端口相对应的经调制数据。

15、如权利要求14所述的调制解调器，其中所述选定数量的端口选自一组端口配置，所述一组端口配置包括：一第一数量的端口，其中每一端口均具有一数据速率及一信令带宽，及一第二数量的端口，其中每一端口均具有根据所述第一与第二数量的端口之间的一关系相对于所述第一数量的端口中每一端口的所述数据速率及信令带宽按比例缩放的一数据速率及一信令带宽。

16、如权利要求15所述的调制解调器，其中由所述调制前电路实施的所述调制前处理需要计算随每一端口的数据速率按比例缩放的复杂度。

17、如权利要求16所述的调制解调器，其中所述调制前处理包括成帧及前向纠错编码。

18、如权利要求15所述的收发机，其中所述配置电路包括一配置寄存器。

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