CN1921324B - 码分多址通信系统的多径搜索方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种码分多址通信系统的多径搜索方法。该方法在能量大于噪声门限的候选路径中，以获得最大不相关路径能量之和为目标进行路径选择，对于任意一类信道条件，都可以使用统一的流程，从能量的角度给出最优的多径搜索结果。

Description

码分多址通信系统的多径搜索方法

技术领域

本发明涉及一种码分多址通信系统中的基带信号处理方法，特别是涉及一种码分多址通信系统中的多径搜索方法。

背景技术

陆地移动信道的主要特征是多径传播。所谓多径传播，指的是到达接收机天线的信号不是来自单一路径，而是多条路径的众多入射波的合成。由于电波通过各条路径的距离不同，因而来自各条路径的入射波的到达时间和相位也不同。不同相位的多个信号在接收端叠加，有时同相叠加而增强，有时反相叠加而减弱，这样接收信号的幅度将急剧变化，使得信号在传输过程中产生失真。由于码分多址系统所采用的扰码具有较好的自相关性，所以当同一信号不同路径分量之间的传输延迟(时延)不小于一个码片时，各径信号可以认为是不相关的。接收机可以将这些几乎不相关的多径分量分离出来，分别进行处理后再加以合并，从而提高接收信号的信噪比。通常将这种接收机称为RAKE接收机，它是码分多址系统中的关键组成部分。

如图1所示，典型的RAKE接收机一般由以下几部分构成：多径搜索模块、多径管理模块、一组figner(指峰)结构以及最大比合并模块等。首先，多径搜索模块从基带接收信号中获取多径信息，即各条传播路径的传输时延和能量；然后，根据这些多径信息，多径分配模块对各个finger进行指派，其中每个finger负责一路信号的解扰解扩等操作；最后由最大比合并模块将各个finger输出的符号进行加权合并。从中可以看出，获得各条传播路径的传输时延和能量，是接收机正确解调基带信号的前提条件，所以多径搜索模块是RAKE接收机中的重要组成部分。

如图2所示，典型的多径搜索模块主要包括以下几部分：

a.计算功率时延谱(PDP，Power Delay Profile)。在这个模块中，用本地扰码对基带接收信号进行滑动相关积分，并计算模值平方，从而得到相应用户的功率时延谱。功率时延谱中的横坐标表示路径的传输时延，其中每个时延值代表一条可能的传播路径，而纵坐标表示与各时延(即路径)相对应的能量(或功率)值。由于扰码具有较好的自相关性，所以当本地扰码滑动到某个时延而与接收信号中的一条路径分量对齐时，在功率时延谱中对应于该时延的能量就会产生一个峰值。由于在实际传播环境下，传输时延不一定是码片宽度的整数倍，所以为了提高多径搜索精度，功率时延谱中的时延单位一般为1/p码片(即功率时延谱中相邻样点的时延相差1/p码片)，其中p是大于1的正整数，这样多径搜索结果的精度就可以达到1/p码片。

b.设置噪声门限。首先估计功率时延谱中噪声能量的大小，然后根据噪声能量计算出噪声门限，一般将能量小于噪声门限的时延作为噪声予以排除。

c.路径判决(路径选择)。依据某种规则，对那些能量大于门限值的时延进行判决或选择，以决定其中哪些时延是真实传播路径。一种常用的判决方法是：首先在功率时延谱中搜索出所有的局部峰值(如果中间时延的能量大于与其相邻的左右两边时延的能量，那么中间时延的能量值就是一个局部峰值)；然后在所有的局部峰值中，选择若干个能量最大的时延作为搜索出的多径。

上述的多径搜索方法在多径时延相差较大的信道条件下一般可以给出合理的搜索结果。但是在多径时延比较接近的信道条件下，这种方法的性能会受到很大影响，很可能会给出不合理的搜索结果。这主要是因为功率时延谱中与各条路径对应的扰码自相关峰不是离散的，而是联成一片的。以图3为例，当四条路径的时延是0、2、4、6(时延单位是1/2码片)时，功率时延谱中与这四条路径对应的自相关峰联在一起，使得相邻的八个时延(从时延0到时延7)的能量值都大于噪声门限。如果使用上述的路径选择方法，只会选择时延0和2，而能量较小的时延4和6都因为不是局部峰值而被漏检。

发明内容

本发明的目的是提出一种对于各种信道条件都普遍适用的多径搜索方法，用以克服现有技术在多径时延比较接近的信道条件下有时无法给出合理搜索结果的缺点。

为实现上述目的，本发明提供了一种用于码分多址通信系统的多径搜索方法，所述通信系统内的接收机对基带接收信号进行解扩解扰处理获得功率时延谱，其特征在于，所述接收机按照如下步骤从功率时延谱中获得多径信息：

步骤1，根据公式P_noise＝C×P_signal/G_p计算噪声能量P_noise，其中，C是一个常数，由计算功率时延谱时所使用的归一化系数决定，G_p是计算功率时延谱时所使用的处理增益，P_signal是基带接收信号能量，P_signal可由接收机中的自动增益控制(AGC)模块直接获得；

步骤2，根据公式Th＝ThCoeff×P_noise计算噪声门限Th，其中，P_noise是步骤1中计算出的噪声能量，ThCoeff是噪声门限系数，ThCoeff可通过仿真实验确定具体取值；

步骤3，将功率时延谱中能量大于噪声门限的时延作为候选路径，并根据相关的候选路径分在同一组，属于不同组的候选路径必须不相关的分组策略，将全部候选路径分成N_G个候选路径组G_i，1≤i≤N_G；

步骤4，以获得最大不相关路径能量之和为目标进行路径选择，这里对各候选路径组G_i，1≤i≤N_G分别进行路径选择；

步骤5，将各候选路径组选择出的路径放在一起，按照能量从大到小的顺序，选择能量最大的F条路径作为多径搜索结果，F为当前允许上报的最大路径数目。

其中步骤4中对于第i个候选路径组G_i，1≤i≤N_G，路径选择的步骤如下：

步骤41，获取G_i中包含的所有有效的路径组合方式，即有效路径组合C_i，j，1≤j≤N_i，这里N_i表示G_i中包含的有效路径组合的个数；

步骤42，根据公式 $P_{\mathrm{sum}}\left(C_{i,j}\right)=\underset{k=1}{\overset{N_{i,j}}{\mathrm{\Σ}}}P\left({\mathrm{\τ}}_{i,j,k}\right)$ 分别计算出各有效路径组合C_i，j，1≤j≤N_i中所含路径的能量之和P_sum(C_i，j)，1≤j≤N_i，其中，N_i，j是C_i，j中所含路径的个数，τ_i，j，k和P(τ_i，j，k)分别是C_i，j中第k条路径的时延和能量，这里的P(τ_i，j，k)根据公式P(τ_i，j，k)＝PDP(τ_i，j，k)-P_noise计算得到，其中PDP(τ_i，j，k)是有效路径组合C_i，j中第k条路径在功率时延谱中对应的能量值，P_oise是在步骤1中得到的噪声能量；

步骤43，从{C_i，j，1≤j≤N_i}中找出能量之和最大的有效路径组合，并记为C_i，opt，即 $P_{\mathrm{sum}}\left(C_{i,\mathrm{opt}}\right)=\underset{1\≤j\≤N_i}{\max }\left\{P_{\mathrm{sum}}\left(C_{i,j}\right)\right\},$ C_i，opt中所含路径就是从第i个候选路径组G_i中选择出的路径。

本发明提出的码分多址通信系统的多径搜索方法的核心思想是：在能量大于噪声门限的候选路径中，以获得最大不相关路径能量之和为目标进行路径选择，对于任意一类信道条件，都可以使用统一的流程，从能量的角度给出最优的多径搜索结果，从而克服了现有技术在多径相距较近的信道条件下有时无法给出合理搜索结果的缺点。

附图说明

图1是RAKE接收机的结构示意图；

图2是多径搜索模块的结构示意图；

图3是一个在多径比较接近的信道条件下得到的功率时延谱；

图4是通信协议中规定的一个扰码自相关峰的形状示意图；

图5是本发明所述多径搜索方法中的候选路径分组示意图；

图6是本发明所述多径搜索方法中判断有效路径组合示意图；

图7是本发明所述多径搜索方法中通过构造p叉树获取有效路径组合示意图；

图8是本发明所述多径搜索方法中通过构造二叉树获取有效路径组合示意图；

图9是一个存在不相邻时延的候选路径组示意图；

图10是本发明所述的多径搜索方法流程图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做详细描述。

图4是通信协议中规定的一个扰码自相关峰的形状示意图，图中样点的时延单位是1/8码片。因为在通信系统中，接收信号中的扰码经过了匹配滤波，而本地扰码没有经过匹配滤波，所以这里的自相关峰是用一个经过匹配滤波的扰码与一个未经过匹配滤波的本地扰码进行滑动相关运算得到的，而中间最大的自相关值，就对应本地扰码与接收信号中的扰码对齐的情况。需要注意的是，只有当本地扰码与接收信号中的扰码相互错开1个码片以上时，自相关值才会下降到很小的值。因此，如果多径时延比较接近，那么功率时延谱中与各条路径对应的自相关峰就会产生重叠而联成一片，使得多个相邻时延的能量都大于噪声门限，如图3所示，这就容易造成两类误判：虚警和漏检。虚警是指在功率时延谱中某些假径由于对应的能量值较大等原因而被判决为真径，而漏检是指在功率时延谱中某些真径由于能量较小等原因而被判决为噪声。

虽然功率时延谱中能量的大小与路径的真实性之间有时会存在一些偏差。但是在统计意义上，能量较大的时延是真实路径的概率必然要高于能量较小的时延。更进一步讲，如果一组互不相关的路径对应的能量之和越大，那么解调时获得更高信噪比的概率就会越高。其中，“互不相关”这个条件是必须满足的，因为对于采用直接序列扩频的码分多址系统来说，如果搜索出的多径的相对时延小于1个码片宽度，那么这些多径之间的衰落就存在一定的相关性，这样就可能造成信噪比的下降。在本发明中，路径“相关”的具体含义可以描述如下，如果两条路径之间的相对时延小于1个码片宽度，则称这两条路径是相关的，否则这两条路径就是不相关的。以图5为例，时延1和时延2相差1/2个码片，所以它们所代表的两条路径是相关的，而时延1和时延3相差1个码片，它们所代表的两条路径就是不相关的。

基于上述分析，本发明以获得最大不相关路径能量之和为目标进行路径选择，具体地说就是：将所有能量大于噪声门限的时延作为候选路径，然后从中选择出满足以下两个条件的一组候选路径作为多径搜索结果：(1)选出的候选路径之间互不相关，即各径之间的相对时延都必须大于或等于1个码片；(2)在所有满足条件(1)的路径组合方式中，这组候选路径所对应的能量之和最大。

为了降低计算复杂度，可以对候选路径按以下分组策略进行分组：相关的候选路径分在同一组，属于不同组的候选路径必须不相关。这种分组方式可以保证各组的路径选择过程互不影响，这样我们就可以以组为单位，依次对各组单独进行路径选择，然后将各组的选择结果合在一起，就可完成所有路径的搜索工作。下面以图5所示的功率时延谱为例来说明这种分组方法，图中的时延单位是1/2码片。为了说明方便，将图中各时延按照取值从小到大(即图中从左到右)的顺序依次标记为时延0～时延10，如圆圈内的数字所示，而横坐标中的τ表示实际的时延值，可以取任意整数。图中一共有7条候选路径，其中时延1、时延2和时延3这3个相邻时延被分在同一个候选路径组，而时延6、时延7、时延8和时延9这4个相邻时延被分在另一个候选路径组。需要说明的是，虽然时延1和时延3是不相关的，但是它们都与时延2相关，所以按照上述分组策略，这3个时延被分在同一组。

在对一个候选路径组进行路径选择时，依次计算各种有效路径组合所对应的不相关路径能量之和，其中能量之和最大的有效路径组合所包含的路径就是从这个候选路径组中选择出的路径。这里，有效路径组合的定义可以描述如下，如果路径集合A中的一个子集B满足以下两个条件：(1)当集合B中的路径个数大于1时，集合B中的任意两条路径都不相关，(2)向集合B中加入任意一条来自路径集合A的路径，都会使集合B无法再满足条件(1)，那么就将集合B称为路径集合A的一种有效路径组合。下面举例说明有效组合的定义，设路径集合A由5个相邻时延组成，分别记为时延1～时延5，时延单位是1/2码片。图6中的(a)、(b)、(c)和(d)分别给出了四种可能的路径组合方式(都是A的子集)，图中黑色圆圈代表各组合中包含的时延(路径)。其中，组合(a)中的时延2和时延3不满足路径不相关的条件，所以不是有效路径组合。而组合(b)中如果再加入时延5仍然可以满足路径不相关的条件，所以也不是有效路径组合。而组合(c)同时满足有效路径组合定义中的两个条件，因此它是路径集合A的一种有效路径组合。类似地，组合(d)是路径集合A的另一种有效路径组合。

从上述有效路径组合的定义出发，本发明给出了一种获取全部有效路径组合的方法。当功率时延谱的时延单位是1/p码片时，其中p是大于1的正整数，对于一组相邻的时延(即组内各时延分别相差1/p码片)，其中包含的全部有效路径组合可以通过构造一个p叉树来方便地获得，并且这个p叉树的具体结构只与这组相邻时延的个数L有关，而与实际的时延值无关，所以图7(a)中的τ可以取任意整数。

该方法的具体步骤如下：

a.如图7(a)所示，将这组L个相邻时延按照取值从小到大的顺序依次记为时延1～时延L，如圆圈内的数字所示，这些数字被称为时延标号，为了构造p叉树的根，在前面加上一个虚拟的时延，并记为时延-p+1。

b.如图7(b)所示，从根结点开始，将p叉树中各个结点按照从上到下，从左至右的顺序依次记为结点0，结点1，结点2，...，如结点旁边的数字所示，这些数字被称为结点标号。父结点标号与各子结点标号的关系如下：设父结点标号为n，按从左到右的顺序，该父结点的第q个子结点标号为pn+q，1≤q≤p，即左边第1个子结点标号为pn+1，左边第2个子结点标号为pn+2，依次类推。

c.图7(b)中的一个结点表示图7(a)中的一个时延，将各结点的值定义为相应时延的时延标号，如结点内的数字所示。例如图7(b)中的结点2的值是2，即这个结点表示图7(a)中的时延2。为了叙述方便，这里将结点n的值记为X(n)，即结点n表示图7(a)中的时延X(n)。

d.将时延-p+1作为各有效路径组合中的第1个时延，所以定义结点0的值为-p+1，即X(0)＝-p+1。根据有效路径组合的定义，有效路径组合中的下一个时延只能是时延1到时延p中的一个，所以定义结点0的第1个子结点的值为X(p^*0+1)＝-p+1+p＝1，第2个子结点的值为X(p^*0+2)＝-p+1+p+1＝2，……，第p个子结点的值为X(p^*0+p)＝-p+1+p+p-1＝p，即结点0的第q个子结点的值定义为X(p^*0+q)＝-p+1+p+q-1＝q，1≤q≤p。如果某个有效路径组合包含了时延1(即结点1)，那么下一个时延只能是时延p+1到时延2p中的一个，所以定义结点1的第1个子结点的值为X(p^*1+1)＝1+p＝p+1，第2子结点的值为X(p^*1+2)＝1+p+1＝p+2，……，第p个子结点的值为X(p^*1+p)＝1+p+p-1＝2p，即结点1的第q个子结点的值定义为X(p^*1+q)＝1+p+q-1＝p+q，1≤q≤p。依此类推，将结点n的第q个子结点的值定义为X(pn+q)＝X(n)+p+q-1，1≤q≤p。按照这个规律，可以将p叉树从结点0开始一层层地展开下去。

e.因为一个有效路径组合中的最后一个时延只能是时延L-p+1到时延L中的一个，所以当某个结点的值大于L-p并且小于L+1时，就将该结点作为叶结点不再展开，这个叶结点以及它的祖先结点的值(即时延标号)就构成了一个有效路径组合。由于组合中的第1个时延(即时延-p+1)是虚拟的时延，所以实际的有效路径组合不包括时延-p+1。需要指出的是，当某个结点的值大于L时，也不再对其继续展开，因为该结点以及它的祖先结点的值不可能构成一个有效路径组合。

由于对于给定的相邻时延个数L，其包含的有效路径组合是完全固定的。因此，在接收机工作的初始化阶段，可以针对每一个L取值构造一个相应的p叉树，其中1≤L≤L_max，L_max是最大相邻时延个数，以获取相邻时延个数从1到L_max时所包含的全部有效路径组合，然后将这些组合记录在一张有效路径组合表中。例如，当时延单位是1/4码片时，可以通过构造L_max个四叉树来建立一张有效路径组合表。在对某个候选路径组进行路径选择时，根据该组的相邻时延个数直接从有效路径组合表中查到该组包含的有效路径组合，这样就可避免重复构造p叉树所引入的计算复杂度。

下面通过一个例子来说明上述这种获取有效路径组合的方法。如图8(a)所示，设功率时延谱的时延单位是1/2码片，对于一组相邻时延(时延个数为6)，其中包含的全部有效路径组合可通过以下步骤获取：

a.如图8(a)所示，将这6个相邻时延按照取值从小到大的顺序依次记为时延1～时延6，为了构造二叉树的根，在前面再加上一个虚拟的时延，并记为时延-1。

b.如图8(b)所示，将二叉树中各个结点按照从上到下，从左至右的顺序依次记为结点0，结点1，结点2，...，父结点标号与左、右子结点标号的关系如下：设父结点标号为n，则左子结点标号为2n+1，右子结点标号为2n+2。

c.将各结点的值(结点内的数字)定义为相应时延的时延标号。例如图8(b)中的结点6的值是5，即这个结点表示图8(a)中的时延5。这里将结点n的值记为X(n)。

d.将时延-1作为各有效路径组合中的第1个时延，定义结点0的值为-1，即X(0)＝-1。定义结点n的左子结点的值为X(2^*n+1)＝X(n)+2，右子结点的值为X(2^*n+2)＝X(n)+3。按照这个规律，可以将二叉树从结点0开始一层层地展开下去。

e.当二叉树的某个结点的值达到5或6时，就将其作为叶结点不再展开，这个叶结点以及它的祖先结点的值就构成了一个有效路径组合。例如结点8的值为6，就将其作为叶结点不再展开，它的祖先结点分别是结点0、结点1和结点3，所以这四个结点的值{-1，1，3，6}就构成了一个有效路径组合，去除其中的时延-1后，这个有效路径组合实际为{1，3，6}，即时延1、时延3和时延6所对应的三条路径就构成了一种有效路径组合。而当某个结点的值大于6时，也不再对其继续展开，该结点以及它的祖先结点的值不可能构成有效路径组合。

如图8(b)所示，当相邻时延的个数为6时，这组相邻时延一共包含5种有效路径组合，分别为：{1，3，5}，{1，3，6}，{1，4，6}，{2，4，6}，{2，5}。因此，只要分别计算出这5种有效路径组合中的路径能量之和并取其中的最大值，就可得到这组相邻时延中的最优路径组合。

需要说明的是，当时延单位是1/2码片时，功率时延谱中相邻时延相差1/2码片，不相邻的时延至少相隔1个码片，所以一定是不相关的。在这种情况下，只有相邻的时延才能分在同一个候选路径组中，因此可以直接查询有效路径组合表来获得该候选路径组所包含的有效路径组合。然而，当时延单位小于1/2码片时，不相邻的时延有可能是相关的，所以有可能被分在同一个候选路径组中。以图9为例，当时延单位是1/4码片时，由于时延5的能量小于门限，所以它不是候选路径，这时时延4和时延6虽然不相邻，但是它们仍然是相关的，所以除了时延5以外，时延1到时延7属于同一个候选路径组。在这种情况下，可以首先假设时延5也是候选路径，这样组内的时延就是相邻的，此时相邻的时延个数是7；然后在相应的有效路径组合表中，查询到相邻时延个数为7时所包含的全部有效路径组合；最后将其中包含时延5的组合排除，剩余的组合就是该候选路径组所包含的全部有效路径组合。因此，在计算候选路径组的相邻时延个数时，应该包括那些位于组内候选路径之间的非候选路径。

以下描述本发明方法在时延单位(即多径搜索精度)为1/p码片时的一个较佳实施例，其中p是大于1的正整数。

在接收机工作的初始化阶段，通过构造L_max个p叉树，获取相邻时延个数从1到L_max时所包含的全部有效路径组合，其中L_max是最大相邻时延个数，可以设定为一个较大的正整数，然后将这些有效路径组合记录在一张有效路径组合表中，供路径选择时使用。

如图10所示，在进行多径搜索时，首先进入步骤S1，对基带信号进行包括解扩解扰等常规处理，计算出基带信号的功率时延谱。

进入步骤S2，根据公式P_noise＝C×P_signal/G_p计算噪声能量P_noise，其中，C是一个常数，由计算功率时延谱时所使用的归一化系数决定，G_p是计算功率时延谱时所使用的处理增益，P_signal是基带接收信号能量，P_signal可由接收机中的自动增益控制(AGC)模块直接获得，而不需要额外的计算。

进入步骤S3，根据公式Th＝ThCoeff×P_noise计算噪声门限Th，其中，ThCoeff是固定的门限系数，可通过仿真实验确定具体取值。

进入步骤S4，将功率时延谱中能量大于噪声门限的时延(路径)作为候选路径，并根据相关的候选路径分在同一组，属于不同组的候选路径必须不相关的分组策略，将这些候选路径分成N_G个候选路径组G_i，1≤i≤N_G。

进入步骤S5，以组为单位，从第1组开始依次进行路径选择，对于第i个候选路径组G_i，1≤i≤N_G，路径选择的步骤如下：

步骤S51，通过查询有效路径组合表，找到G_i中包含的全部有效路径组合C_i，j，1≤j≤N_i，这里N_i表示G_i中包含的有效路径组合的个数；

步骤S52，根据公式 $P_{\mathrm{sum}}\left(C_{i,j}\right)=\underset{k=1}{\overset{N_{i,j}}{\mathrm{\Σ}}}P\left({\mathrm{\τ}}_{i,j,k}\right)$ 分别计算出各有效路径组合C_i，j，1≤j≤N_i所含路径的能量之和P_sum(C_i，j)，I≤j≤N_i，其中，N_i，j是C_i，j中所含路径的个数，τ_i，j，k和P(τ_i，j，k)分别是C_i，j中第k条路径的时延和能量。为了降低噪声对搜索过程的影响，这里的P(τ_i，j，k)根据公式P(τ_i，j，k)＝PDP(τ_i，j，k)-P_noise计算得到，其中PDP(τ_i，j，k)是有效路径组合C_i，j中第k条路径在功率时延谱中对应的能量值，P_noise是在步骤S2中得到的噪声能量；

步骤S53，最后从{C_i，j，1≤j≤N_i}中选出能量之和最大的一种组合C_i，opt，即 $P_{\mathrm{sum}}=\left(C_{i,\mathrm{opt}}\right)=\underset{1\≤j\≤N_i}{\max }\left\{P_{\mathrm{sum}}\left(C_{i,j}\right)\right\},$ C_i，opt中所含路径就是从第i个候选路径组G_i中选择出的路径，将这些选择出的路径添加到数组Path中。

然后按同样的流程对第i+1组进行路径选择，直到将N_G个候选路径组都处理完为止。此时，各候选路径组选择出的所有路径都被记录在Path中。

进入步骤S6，设当前允许上报的最大路径数目为F，如果Path中包含的路径数目大于F，则将Path中能量最大的F条路径作为多径搜索结果。

以上所述，仅为本发明的较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。

Claims (3)

1.一种用于码分多址通信系统的多径搜索方法，所述通信系统内的接收机对基带接收信号进行解扩解扰处理获得功率时延谱，其特征在于，所述接收机按照如下步骤从功率时延谱中获得多径信息：

步骤1，根据公式P_noise＝C×P_signal/G_p计算噪声能量P_noise，其中，C是一个常数，由计算功率时延谱时所使用的归一化系数决定，G_p是计算功率时延谱时所使用的处理增益，P_signal是基带接收信号能量，P_signal可由接收机中的自动增益控制(AGC)模块直接获得；

步骤2，根据公式Th＝ThCoeff×P_noise计算噪声门限Th，其中，P_noise是步骤1中计算出的噪声能量，ThCoeff是噪声门限系数，ThCoeff可通过仿真实验确定具体取值；

步骤3，将功率时延谱中能量大于噪声门限的时延作为候选路径，并根据相关的候选路径分在同一组，属于不同组的候选路径必须不相关的分组策略，将全部候选路径分成N_G个候选路径组G_i，1≤i≤N_G；

步骤4，以获得最大不相关路径能量之和为目标进行路径选择，这里对各候选路径组G_i，1≤i≤N_G分别进行路径选择，其中所述以获得最大不相关路径能量之和为目标进行路径选择包括：在给定的路径集合中选择出一组满足以下两个条件的路径：(1)选择出的路径之间互不相关，即各径之间的相对时延都必须大于或等于1个码片；(2)在所有满足条件(1)的路径组合方式中，这组路径的能量之和最大；

步骤5，将各候选路径组选择出的路径放在一起，按照能量从大到小的顺序，选择能量最大的F条路径作为多径搜索结果，F为当前允许上报的最大路径数目。

2.根据权利要求1所述的多径搜索方法，其中步骤4中对于第i个候选路径组G_i，1≤i≤N_G，路径选择的步骤如下：

步骤41，获取G_i中包含的所有有效的路径组合方式，即有效路径组合C_i，j，1≤j≤N_i，这里N_i表示G_i中包含的有效路径组合的个数；

步骤42，根据公式 $P_{\mathrm{sum}}\left(C_{i,j}\right)=\underset{k=1}{\overset{N_{i,j}}{\mathrm{\Σ}}}P\left({\mathrm{\τ}}_{i,j,k}\right)$ 分别计算出各有效路径组合C_i，j，1≤j≤N_i中所含路径的能量之和P_sum(C_i，j)，1≤j≤N_i，其中，N_i，j是C_i，j中所含路径的个数，τ_i，j，k和P(τ_i，j，k)分别是C_i，j中第k条路径的时延和能量，这里的P(τ_i，j，k)根据公式P(τ_i，j，k)＝PDP(τ_i，j，k)-P_noise计算得到，其中PDP(τ_i，j，k)是有效路径组合C_i，j中第k条路径在功率时延谱中对应的能量值，P_noise是在步骤1中得到的噪声能量；

步骤43，从{C_i，j，1≤j≤N_i}中找出能量之和最大的有效路径组合，并记为C_i，opt，即 $P_{\mathrm{sum}}\left(C_{i,\mathrm{opt}}\right)=\underset{1\≤j\≤N_i}{\max }\left\{P_{\mathrm{sum}}\left(C_{i,j}\right)\right\},$ C_i，opt中所含路径就是从第i个候选路径组G_i中选择出的路径。

3.根据权利要求2所述的多径搜索方法，其中获取有效路径组合的步骤包括：当功率时延谱的时延单位是1/p码片时，其中p是大于1的正整数，对于一组相邻的时延，其中包含的全部有效路径组合可以通过构造一个p叉树来获得，这个p叉树的具体结构只与这组相邻时延的个数L有关；在接收机工作的初始化阶段，设定最大相邻时延个数L_max，并针对每一个L取值构造一个相应的p叉树，其中1≤L≤L_max，以获取相邻时延个数从1到L_max时所包含的所有有效路径组合，然后将这些组合记录在一张有效路径组合表中；在对某个候选路径组进行路径选择时，根据该组的相邻时延个数直接从有效路径组合表中查到该组包含的有效路径组合。

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