CN1852062B - 一种检测窄带基站系统的天馈故障点的装置和方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种检测窄带基站的天馈故障点的装置，包括：扫频源，用于产生扫频信号，扫频信号的一部分输出到待检测天馈，另一部分作为混频器的输入；延时模块，用于将天馈故障点反射信号延时后输出到混频器；混频器，用于将扫频信号与延时模块输出的信号进行混频，并将混频后的信号输出到中央处理单元；中央处理单元，用于根据混频器的输出信号检测窄带基站系统天馈故障点。本发明还公开了一种检测窄带基站的天馈故障点的方法。采用本发明所提供的技术方案，解决了由于窄带基站系统的天馈中信号相对带宽窄、检测长度短的特点导致的检测精度下降的问题。

Description

一种检测窄带基站系统的天馈故障点的装置和方法

技术领域

本发明涉及移动通信技术，特别是涉及一种在窄带基站系统中进行天馈故障点定位和天馈故障点电压驻波比测量的装置和方法。

背景技术

在故障电缆中的故障点进行定位以及故障点电压驻波比(VoltageStanding Wave Ratio，VSWR)测量的方法主要有两大类：一种是时域反射计(Time Domain Reflectometer，TDR)方法，一种是频域反射计(FrequencyDomain Reflectometer，FDR)方法。相位检测FDR(Phase Detection FDR，PDFDR)是FDR技术中的一种，它通过相位检测来定位故障点，目前主要运用于飞机，火车，汽车等其他交通工具的老化电缆的检测。

请参考图1，图1是PDFDR检测技术的原理图。

扫频源是一个能够在一定的扫频范围内，以一定的步进调整输出信号频率的信号源。扫频源输出的信号一部分经第一定向耦合器耦合到混频器的本地频率(Local Frequency，LF)口，另一部分到电缆故障点后反射，反射信号经第二个定向耦合器到混频器的射频(Radio Frequency，RF)口。混频器实际上是一个模拟乘法器，LF信号与RF信号混频，在混频器的中频(Intermediate Frequency，IF)端口输出的信号有三个主要的频率分量：直流，扫频源输出信号频率和扫频源输出信号频率的2倍频。其中直流输出就是用于检测电缆故障点的信号。对于同一个电缆故障点，直流输出的值是与扫频源输出信号的频率一一对应的。在进行电缆故障点检测的时候，让扫频源按一定的步进频率扫频，即让扫频源的输出信号频率按照一定的步进频率取扫频范围内的所有值，得到一组直流输出的值；然后将这一组直流输出的 值做快速傅立叶反变换(Inverse Fast Fourier Transform，IFFT)，即可得到电缆故障点的位置以及故障点的反射电压，并进一步通过反射电压计算出故障点的电压驻波比VSWR，上述测量和计算工作都是在图1中的中央处理单元中进行。

按照图1所示意的PDFDR技术得到的效果示意图如图2所示。在图2中，上图是与扫频源的输出信号频率对应的混频器直流输出的值。其中，横坐标是扫频源输出信号的频率，单位是10⁸Hz；纵坐标是混频器直流输出的值，单位是伏特。图2中的下图是将图2中的上图所得到的数据经过IFFT以后得到的结果，其中横坐标表示电缆上各点到检测装置的距离，单位是米；纵坐标表示电缆上各点的反射电压，单位是伏特。其中，曲线峰值的所在就是电缆故障点的位置，该点的纵坐标值表示电缆故障点的反射电压。

图1所示的PDFDR技术，其对于电缆故障点的检测精度取决于两个因素，一个是扫频源的扫频范围，一个是电缆故障点距离检测装置的距离。扫频源的扫频范围越宽，或者电缆故障点到检测装置的距离越远，检测精度就越高。但是，对于窄带基站系统的天馈，扫频源的扫频范围不能超出基站射频前端的接收滤波器的通带范围。这是因为频率在基站射频前端的接收滤波器的通带范围之外的信号，会在天馈故障点检测的时候产生多次反射，大大降低检测的精度。另一方面，天馈故障点可能位于天馈上的任何位置，故障点到检测装置的距离可能非常近，这时就有可能造成检测精度的下降。由于这些限制，现有的窄带基站系统尚未有完整的天馈故障点定位及天馈故障点VSWR测量方案。

发明内容

有鉴于此，本发明的主要目的在于：针对窄带基站系统的特点，提供一种在窄带基站系统中进行天馈故障点定位和天馈故障点VSWR测量的装置和方法，在窄带基站系统的天馈中，仍能进行较高精度的故障点检测。

为了达到上述目的，本发明提供一种检测窄带基站的天馈故障点的装 置，包括：

扫频源，用于产生扫频信号，扫频信号的一部分通过装置的正向接口输出到待检测天馈，另一部分作为混频器的输入；

延时模块，用于将通过装置的反向接口输入的天馈故障点反射信号延时后输出到混频器；

混频器，用于将扫频信号的一部分，与延时模块输出的信号进行混频，并将混频后的信号输出到中央处理单元；

中央处理单元，用于根据混频器的输出信号检测窄带基站系统天馈故障点，并将检测结果通过装置的外部数据接口输出，其中，所述检测包括：将事先校准的所述装置的开路长度和短路长度的均值作为所述延时模块产生的延时等效长度来修正天馈故障点的位置和天馈故障点的反射电压，并将事先校准的开路电压和短路电压的均值作为计算天馈故障点反射系数时的参考值

其中，进行所述校准时，天馈故障点检测装置的正向接口接标准定向耦合器的正向接口，天馈故障点检测装置的反向接口接标准定向耦合器的反向接口，标准定向耦合器的输入接口接匹配负载，所述开路电压为进行所述校准时将标准定向耦合器的输出接口开路得到的峰值电压，所述开路长度为进行所述校准时将标准定向耦合器的输出接口开路得到的峰值位置，所述短路电压为进行所述校准时将标准定向耦合器的输出接口短路得到的峰值电压，所述短路长度为进行所述校准时将标准定向耦合器的输出接口短路得到的峰值位置。

其中，所述延时模块为延时线。

其中，所述延时模块进一步包括：

环行器，用于产生和延时线同样长度的延时时间。

其中，所述延时模块为环行器和一端口短路的腔体带通滤波器。

其中，在所述装置的反向接口和延时模块之间进一步包括：

低噪声放大器，用于将通过反向接口输入的天馈故障点反射信号放大后输出到延时模块。

其中，在所述混频器和中央处理单元之间进一步包括：

低通滤波器，用于将混频器输出信号的高频分量滤除，将混频器输出信号的直流分量输出到中央处理单元。

其中，在所述混频器和中央处理单元之间，或所述低通滤波器和中央处理单元之间进一步包括：

运算放大器，用于将混频器的输出信号放大后作为中央处理单元的输入信号，或者将低通滤波器的输出信号放大后作为中央处理单元的输入信号。

其中，在所述扫频源和混频器，以及扫频源和装置的正向接口之间进一步包括：

定向耦合器，用于将扫频源产生的扫频信号中的一部分耦合到混频器，另一部分耦合到装置的正向接口。

其中，在所述扫频源和定向耦合器之间进一步包括：

隔离器，用于防止扫频源产生的信号被反射回扫频源。

为了达到上述目的，本发明还提供了一种检测窄带基站的天馈故障点的方法，包括：

步骤E，校准延时等效长度，并得到开路电压和短路电压，其中，所述延时等效长度为开路长度和短路长度的平均值；

步骤A，在扫频范围内输出一组扫频信号，将每个扫频信号的一部分输出到混频器，将每个扫频信号的另一部分输出到待检测天馈；

步骤B，对于每一个扫频信号，将天馈故障点反射后的信号延时后输入混频器，并且与扫频信号混频后输出混频信号；

步骤C，根据与所述一组扫频信号对应的一组混频信号得到峰值电压和峰值位置；

步骤D，根据所述延时等效长度对峰值电压进行修正得到天馈故障点的反射电压，利用修正后的所述天馈故障点的反射电压、并将所述开路电压和短路电压的均值作为参考值计算出天馈故障点反射系数，根据所述天馈故障点反射系数计算天馈故障点电压驻波比，并根据所述延时等效长度和峰值位置计算出故障点位置

其中，进行所述校准时，将天馈故障点检测装置的正向接口接标准定向耦合器的正向接口，将天馈故障点检测装置的反向接口接标准定向耦合器的反向接口，将标准定向耦合器的输入接口接匹配负载，所述开路电压为进行所述校准时将标准定向耦合器的输出接口开路得到的峰值电压，所述开路长度为进行所述校准时将标准定向耦合器的输出接口开路得到的峰值位置，所述短路电压为进行所述校准时将标准定向耦合器的输出接口短路得到的峰值电压，所述短路长度为进行所述校准时将标准定向耦合器的输出接口短路得到的峰值位置。

其中，步骤E所述校准延时等效程度，并得到开路电压和短路电压包括：

步骤E1，在扫频范围内输出一组扫频信号，将每个扫频信号的一部分输出到混频器，将每个扫频信号的另一部分输出到输入接口接匹配负载，输出接口开路的标准定向耦合器的正向接口；

步骤E2，对于每一个扫频信号，将标准定向耦合器的反向接口所输出的信号延时后输入混频器，并且与扫频信号混频后输出混频信号；

步骤E3，根据与所述一组扫频信号对应的一组混频信号得到峰值电压和峰值位置，以峰值电压作为开路电压，以峰值位置作为开路长度；

步骤E4，在扫频范围内输出一组扫频信号，将每个扫频信号的一部分输出到混频器，将每个扫频信号的另一部分输出到输入接口接匹配负载，输出接口短路的标准定向耦合器的正向接口；

步骤E5，对于每一个扫频信号，将标准定向耦合器的反向接口所输出的信号延时后输入混频器，并且与扫频信号混频后输出混频信号；

步骤E6，根据与所述一组扫频信号对应的一组混频信号得到峰值电压和峰值位置，以峰值电压作为短路电压，以峰值位置作为短路长度；

步骤E7，以开路长度和短路长度的平均值作为延时等效长度。

采用本发明所提供的技术方案，在扫频源带宽受限的情况下，通过在检测装置内部加入了延时器件以及环行器，增加了故障点到检测电路的距离，解决了由于窄带基站系统的天馈中信号相对带宽窄、检测长度短的特点导致的检测精度下降的问题。

图1是PDFDR检测技术的原理图。

图2是PDFDR检测技术的效果示意图。

图3是本发明的窄带基站系统天馈故障点检测装置的方框图。

附图说明

图4是本发明提供的窄带基站系统天馈故障点检测方法的流程图。

图5是本发明提供的窄带基站系统天馈故障点检测方法的校准流程图。

图6是本发明使用的标准定向耦合器的方框图。

本发明的核心思想在于，在采用PDFDR技术进行天馈故障点检测的装置内部，通过加入延时器件来增加天馈故障点到检测装置的距离，从而在窄带基站系统的天馈中进行较高精度的故障点检测。

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面结合附图及具体实施例对本发明作进一步地详细描述。

请参考图3，图3是本发明提供的窄带基站系统天馈故障点检测装置的方框图。

具体实施方式

扫频源，用于在一定的扫频范围内，输出不同频率的信号。其输入是由中央处理单元输出的控制信号，输出连接到隔离器。

隔离器，用于防止扫频源输出的信号被定向耦合器反射回扫频源，其输入连接到扫频源，输出连接到定向耦合器。

定向耦合器，用于将隔离器输出的扫频信号中的一部分耦合到混频器，将扫频信号中的另一部分耦合到装置的正向接口，并进一步通过检测装置的正向接口到达窄带基站系统的天馈。

低噪声放大器，用于将通过检测装置的反向接口输入的天馈故障点反射信号进行低噪声放大。

环行器和延时器件，用于对天馈故障点反射信号产生延时作用。其中环行器用于将延时器件的延时能力提高一倍。延时器件可以是延时线，也可以 是一端口短路的带通滤波器，如果是延时线，则环行器是可选的，如果是一端口短路的带通滤波器，则必须要使用环行器。由于对延时器件的功率容量和插入损耗要求不是很高，因此可以将滤波器的腔体做得很小，有利于电路板的布置和成本控制。这样就可以将这个天馈故障点检测装置集成在窄带基站系统内部。

混频器，用于将定向耦合器输出的扫频信号与天馈故障点反射信号进行混频，其输入端分别连接到定向耦合器和环行器，输出端连接到低通滤波器。

由于扫频信号和天馈故障点反射信号的频率相同，因此在连接混频器时，可以将扫频信号连接到混频器的LF口，将天馈故障点反射信号连接到混频器的RF口；也可以将扫频信号连接到混频器的RF口，将天馈故障点反射信号连接到混频器的LF口。

低通滤波器，用于将混频器的输出信号中的高频分量滤除，仅留下直流分量。即，滤除混频器输出信号中的扫频源输出信号频率分量和扫频源输出信号频率的2倍频率分量。可以用模拟滤波器实现，也可以用数字滤波器实现。

运算放大器，用于将信号放大。如果上述低通滤波器用模拟滤波器实现，则运算放大器位于模拟低通滤波器和中央处理单元之间；如果上述低通滤波器用数字滤波器实现，则运算放大器位于混频器和数字低通滤波器之间。

中央处理单元，用于将运算放大器输出的直流信号进行采样量化和计算，还用于将计算结果通过外部数据接口输出，以及用于控制扫频源产生扫频信号。

请参考图4，图4是本发明提供的窄带基站系统天馈故障点检测方法的流程图。

步骤401，将天馈故障点检测装置的正向接口接窄带基站射频前端的正向接口，将天馈故障点检测装置的反向接口接窄带基站射频前端的反向接口。

步骤402，令扫频信号的频率取扫频范围内的第一个频率。

步骤403，将扫频信号的一部分耦合到混频器，另一部分耦合到待检测天馈。

步骤404，接收待检测天馈故障点反射的信号。

步骤405，将天馈故障点反射信号延时。

步骤406，将天馈故障点反射信号和扫频信号混频，产生混频信号。

步骤407，测量并记录混频信号中直流分量的幅度。

步骤408，判断扫频信号的频率是否取遍了扫频范围内的所有频率，如果取遍则执行步骤410，否则执行步骤409。

步骤409，令对比信号的频率取扫频范围内的下一个频率，返回执行步骤402。

步骤410，将所记录的混频信号中的直流分量的幅度作IFFT。

步骤411，得到IFFT后的峰值电压以及峰值位置。

步骤412，以峰值电压作为修正前的天馈故障点反射电压，以峰值位置作为修正前的天馈故障点位置。

步骤413，利用事先校准的开路长度、开路电压、短路长度和短路电压，对修正前的天馈故障点位置和天馈故障点反射电压进行修正，得到修正后的天馈故障点位置和天馈故障点反射系数。

设修正前的天馈故障点位置为L，修正后的天馈故障点位置为L_real，开路长度为l_open，短路长度为l_short，天馈的介电常数为ε_r，则修正后的天馈故障点位置按照如下公式计算：

$L_{\mathrm{real}}=\frac{L-\frac{l_{\mathrm{short}}+l_{\mathrm{open}}}{2}}{\sqrt{{\mathrm{\ϵ}}_r}}$

设修正前的天馈故障点反射电压为v_peak，修正后的天馈故障点反射电压为v_peak′，天馈的损耗系数为αdB每米，则修正后的天馈故障点反射电压按照如下公式计算：

$v_{\mathrm{peak}}^{\′}=\frac{v_{\mathrm{peak}}}{{10}^{\frac{-2*L_{\mathrm{real}}*\mathrm{\α}}{20}}}$

进一步，设天馈故障点的反射系数为Γ，开路电压为v_open，短路电压为v_short，则天馈故障点的反射系数按照如下公式计算：

$\mathrm{\Γ}=2*\frac{v_{\mathrm{peak}}^{\′}}{(v_{\mathrm{short}}+v_{\mathrm{open}})}$

步骤414，根据天馈故障点反射系数得到天馈故障点VSWR。

按照以下公式计算天馈故障点VSWR：

$\mathrm{VSWR}=\frac{1+\left|\mathrm{\Γ}\right|}{1-\left|\mathrm{\Γ}\right|}$

这样就完成了天馈故障点的定位和天馈故障点VSWR的测量。

需要说明的是，为了使测量结果更加准确，可以在上述的窄带基站系统天馈故障点检测方法中某些位置加入额外的步骤，具体为：在步骤402和步骤403之间，加入信号隔离步骤，防止步骤402产生的扫频信号在进行步骤403的耦合处理时发生反射；在步骤404和步骤405之间，将天馈故障点反射信号进行低噪声放大；在步骤406和步骤407之间，将混频信号进行运算放大。

需要说明的是，步骤407所述测量并记录混频信号中直流分量的幅度，需要对混频信号进行低通滤波处理，这里的低通滤波处理可以是数字低通滤波也可以是模拟低通滤波。如果采用数字低通滤波，则上述将混频信号进行运算放大的步骤位于步骤406和低通滤波之间；如果采用模拟低通滤波，则上述将混频信号进行运算放大的步骤位于低通滤波和步骤407之间。

采用上述的窄带基站系统天馈故障点检测方法进行实际的天馈故障点检测时，在第一次检测之前，需要采用如图6所示的标准耦合器对天馈故障点检测装置进行校准，即测量图3所示的环行器和延时器件所能产生的等效延时长度。

请参考图5，图5是校准本发明的窄带基站系统天馈故障点检测装置的流程图。

步骤501，将天馈故障点检测装置的正向接口接标准定向耦合器的正向接口，将天馈故障点检测装置的反向接口接标准定向耦合器的反向接口，将标准定向耦合器的输入接口接匹配负载。

步骤502，将标准定向耦合器的输出接口开路。

步骤503，执行步骤402到步骤411，将步骤411得到的峰值电压作为开路电压，将步骤411得到的峰值位置作为开路长度。

步骤504，将标准定向耦合器的输出接口短路。

步骤505，执行步骤402到步骤411，将步骤411得到的峰值电压作为短路电压，将步骤411得到的峰值位置作为短路长度。

其中，开路长度和短路长度的平均值就是环行器和延时器件能产生的延时等效长度。开路电压和短路电压的平均值作为计算天馈故障点反射系数时的参考值。开路长度、短路长度、开路电压和短路电压都存储在中央处理单元中，在每次进行天馈故障点检测的时候都要用到。

按照以上方法以及实际系统的参数进行的仿真结果如表一所示。由于天馈故障点反射系数和天馈故障点VSWR是一一对应的关系，因此表一中仅仅给出了仿真得到的天馈故障点反射系数的比较结果。在表一中，实际故障点反射系数是已知的，实际故障点位置也是已知的，将检测所得到的故障点位置和实际故障点位置相比，以及将检测所得到的反射系数和实际的反射系数相比，可以看出本发明所提供的天馈故障点检测装置的精确程度。

仿真时采用的扫频源，其扫频范围为450MHz到460MHz。按照图5所述的校准步骤可以得到l_short＝18.170m，l_open＝18.756m，v_short＝0.687V，v_open＝0.649V，则环行器加上延时器件的等效延时长度为18.463米。

故障点实际  位置(米)

故障点实际  反射系数

0.200

0.333

0.429

0.500

表一

由表一可见，采用本发明提供的天馈故障点检测装置，故障点定位相对误差在15％之内，反射系数检测的绝对误差小于0.04，完全能够满足工程的需要，因此可以对天馈故障点进行有效的检测。尤其是对于故障点靠近检测装置，例如故障点位置为1米的情况，仍然能够很精确的进行检测。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (12)

1.一种检测窄带基站的天馈故障点的装置，其特征在于，该装置包括：

扫频源，用于产生扫频信号，扫频信号的一部分通过装置的正向接口输出到待检测天馈，另一部分作为混频器的输入；

延时模块，用于将通过装置的反向接口输入的天馈故障点反射信号延时后输出到混频器；

混频器，用于将扫频信号的一部分，与延时模块输出的信号进行混频，并将混频后的信号输出到中央处理单元；

中央处理单元，用于根据混频器的输出信号检测窄带基站系统天馈故障点，并将检测结果通过装置的外部数据接口输出，其中，所述检测包括：将事先校准的所述装置的开路长度和短路长度的均值作为所述延时模块产生的延时等效长度来修正天馈故障点的位置和天馈故障点的反射电压，并将事先校准的开路电压和短路电压的均值作为计算天馈故障点反射系数时的参考值，其中，进行所述校准时，天馈故障点检测装置的正向接口接标准定向耦合器的正向接口，天馈故障点检测装置的反向接口接标准定向耦合器的反向接口，标准定向耦合器的输入接口接匹配负载，所述开路电压为进行所述校准时将标准定向耦合器的输出接口开路得到的峰值电压，所述开路长度为进行所述校准时将标准定向耦合器的输出接口开路得到的峰值位置，所述短路电压为进行所述校准时将标准定向耦合器的输出接口短路得到的峰值电压，所述短路长度为进行所述校准时将标准定向耦合器的输出接口短路得到的峰值位置，所述峰值位置为将扫频范围内的所有频率各自对应的混频信号中的直流分量的幅度进行逆傅立叶变换IFFT后得到的信号的峰值所对应的延时等效长度。

2.根据权利要求1所述的检测窄带基站的天馈故障点的装置，其特征在于，所述延时模块为延时线。

3.根据权利要求2所述的检测窄带基站的天馈故障点的装置，其特征在于，所述延时模块进一步包括：

环行器，用于产生和延时线同样长度的延时时间。

4.根据权利要求1所述的检测窄带基站的天馈故障点的装置，其特征在于，所述延时模块为环行器和一端口短路的腔体带通滤波器。

5.根据权利要求1所述的检测窄带基站的天馈故障点的装置，其特征在于，在所述装置的反向接口和延时模块之间进一步包括：

低噪声放大器，用于将通过反向接口输入的天馈故障点反射信号放大后输出到延时模块。

6.根据权利要求1所述的检测窄带基站的天馈故障点的装置，其特征在于，在所述混频器和中央处理单元之间进一步包括：

低通滤波器，用于将混频器输出信号的高频分量滤除，将混频器输出信号的直流分量输出到中央处理单元。

7.根据权利要求1所述的检测窄带基站的天馈故障点的装置，其特征在于，在所述混频器和中央处理单元之间进一步包括：

运算放大器，用于将混频器的输出信号放大后作为中央处理单元的输入信号。

8.根据权利要求6所述的检测窄带基站的天馈故障点的装置，其特征在于，所述低通滤波器和中央处理单元之间进一步包括：

运算放大器，用于将低通滤波器的输出信号放大后作为中央处理单元的输入信号。

9.根据权利要求1所述的检测窄带基站的天馈故障点的装置，其特征在于，在所述扫频源和混频器，以及扫频源和装置的正向接口之间进一步包括：

定向耦合器，用于将扫频源产生的扫频信号中的一部分耦合到混频器，另一部分耦合到装置的正向接口。

10.根据权利要求9所述的检测窄带基站的天馈故障点的装置，其特征在于，在所述扫频源和定向耦合器之间进一步包括：

隔离器，用于防止扫频源产生的信号被反射回扫频源。

11.一种检测窄带基站的天馈故障点的方法，其特征在于，该方法包括：

步骤E，校准延时等效长度，并得到开路电压和短路电压，其中，所述延时等效长度为开路长度和短路长度的平均值；

步骤A，在扫频范围内输出一组扫频信号，将每个扫频信号的一部分输出到混频器，将每个扫频信号的另一部分输出到待检测天馈；

步骤B，对于每一个扫频信号，将天馈故障点反射后的信号延时后输入混频器，并且与扫频信号混频后输出混频信号；

步骤C，根据与所述一组扫频信号对应的一组混频信号得到峰值电压和峰值位置；

步骤D，根据所述延时等效长度对峰值电压进行修正得到天馈故障点的反射电压，利用修正后的所述天馈故障点的反射电压、并将所述开路电压和短路电压的均值作为参考值计算出天馈故障点反射系数，根据所述天馈故障点反射系数计算天馈故障点电压驻波比，并根据所述延时等效长度和峰值位置计算出故障点位置，

其中，进行所述校准时，将天馈故障点检测装置的正向接口接标准定向耦合器的正向接口，将天馈故障点检测装置的反向接口接标准定向耦合器的反向接口，将标准定向耦合器的输入接口接匹配负载，所述开路电压为进行所述校准时将标准定向耦合器的输出接口开路得到的峰值电压，所述开路长度为进行所述校准时将标准定向耦合器的输出接口开路得到的峰值位置，所述短路电压为进行所述校准时将标准定向耦合器的输出接口短路得到的峰值电压，所述短路长度为进行所述校准时将标准定向耦合器的输出接口短路得到的峰值位置，所述峰值位置为将扫频范围内的所有频率各自对应的混频信号中的直流分量的幅度进行逆傅利叶变换IFFT后得到的信号的峰值所对应的延时等效长度。

12.根据权利要求11所述的检测窄带基站的天馈故障点的方法，其特征在于，步骤E所述校准延时等效程度，并得到开路电压和短路电压包括：

步骤E1，在扫频范围内输出一组扫频信号，将每个扫频信号的一部分输出到混频器，将每个扫频信号的另一部分输出到输入接口接匹配负载，输出接口开路的标准定向耦合器的正向接口；

步骤E2，对于每一个扫频信号，将标准定向耦合器的反向接口所输出的信号延时后输入混频器，并且与扫频信号混频后输出混频信号；

步骤E3，根据与所述一组扫频信号对应的一组混频信号得到峰值电压和峰值位置，以峰值电压作为开路电压，以峰值位置作为开路长度；

步骤E4，在扫频范围内输出一组扫频信号，将每个扫频信号的一部分输出到混频器，将每个扫频信号的另一部分输出到输入接口接匹配负载，输出接口短路的标准定向耦合器的正向接口；

步骤E5，对于每一个扫频信号，将标准定向耦合器的反向接口所输出的信号延时后输入混频器，并且与扫频信号混频后输出混频信号；

步骤E6，根据与所述一组扫频信号对应的一组混频信号得到峰值电压和峰值位置，以峰值电压作为短路电压，以峰值位置作为短路长度；

步骤E7，以开路长度和短路长度的平均值作为延时等效长度。

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