CN1834687A - 双频信号飞行时间测量方法及其测量装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种双频信号飞行时间测量方法及其测量装置，属于信号测距的技术领域，该双频信号飞行时间测量方法是发射在D/A中预定的双频信号叠加的信号，发射时间长度为tp，同时开始计时，然后接收经过一段时间飞行返回的接收信号，当接收的信号强度高于本底噪声的5－10倍时，停止计数，接收信号经过A/D转化为数字信号，最后计算出信号的准确飞行时间；实现该双频信号飞行时间测量方法的测量装置，包括电源、信号发射模块、信号接收模块、计算模块、D/A和A/D，同步控制器控制D/A、A/D、信号发射模块和信号接收模块同步工作；本发明应用于信号飞行时间的测量，具有大量程、高精度和高动态响应速度的三大优点。

Description

双频信号飞行时间测量方法及其测量装置

技术领域

本发明涉及信号测距方法及其装置的技术领域，尤其是涉及一种信号飞行时间测量方法及其测量装置。

背景技术

有源雷达系统通常是通过信号发射机发射信号，信号接收机接收到目标物的反射信号来分析目标物的距离运动速度等性状。而有一类测距雷达，如：激光测距雷达、超声测距雷达(也叫激光(超声)测距机)，是通过计算信号从发射到接收的时间差，即信号飞行的时间，再与速度相乘得到目标物与信号发射机的距离。而这之中信号飞行时间的测量成为关键，精确而高速的信号飞行时间的测量，可以大大提升这些测量领域对目标物的测量精确度和动态特性，从而使这些测量方法有更广的适用范围。

与本专利最接近的装置和方法是基于连续调幅信号的信号飞行时间测量：

这类信号测距的原理是：基于连续调幅信号飞行时间的测量。由于发射信号是周期信号，其返回信号与发射信号有一定的相位差。在一个发射信号的周期T之内，该相位差与发射信号的飞行时间差成正比，从而可以通过对相位差的测量来获得信号的飞行时间。下面详细介绍其技术方案：

1、信号发射。信号发射机有发射单频连续周期信号和混频连续周期信号两种：

(1)发射单频连续周期信号的情况

在现有最接近本专利的技术中，有一种技术为信号发射机发射单频连续周期信号情况，不失一般性，假设发射机发射正弦信号y，(如果是光波，可以是经过光强调制的信号，那么ω₀为光调制的圆频率)，接收机的接收信号为y′，如公式(1-1)表示：

y＝Asin(ω₀t+),

y′＝A′sin(ω₀t+′)’

                         (1-1)

我们得到信号的飞行时间为t_fly，如公式(1-2)表示：

t_fly＝(′-)/ω₀，    (1-2)

由于常用的接收机所使用的鉴相器只能检测一个周期内的相位差，那么

假设：

(′-)＝2mπ+Δ，Δ＜2π，                  (1-3)

得到

t_fly＝Δ/ω₀，                                   (1-4)

(2)发射混频连续周期信号的情况

单频周期信号，测得的信号飞行时间差小于一个信号周期。有时，信号在介质中飞行的速度非常快，通常发送含有两个圆频率为ω₀，ω₁的信号的混频信号y，接收信号为y′：

y＝A[sin(ω₀t+₀)+sin(ω₁t+₁)]，                (1-5)

y′＝A′[sin(ω₀′t+₀′)+sin(ω₁′t+₁′)]，    (1-6)

如果我们单独计算每个频率信号的相位差，那么，我们可知

t_fly＝Δ₀/ω₀，                                  (1-7)

t_fly＝Δ₁/ω₁，                                  (1-8)

我们可得：

从式(1-9)可知，信号飞行时间的测量等效于一个低频(ω_s＝ω₀-ω₁)信号的相位测量，该相位的值域也只能在2π的范围内。但这样的发射信号会使时差测量的绝对精度降低。

2、信号接收及处理

如果发射机发射的是连续调幅信号，由公式(1-2)(1-9)可知，测量发射和接收信号的飞行时间所使用的相位差法，是普遍使用的差频测相技术。

如图1所示，设主控振荡器信号e_s1＝Acos(ω_st+ω_s)，经调制器发射后经2Ls距离返回信号接收器，接收到信号e_s2＝Bcos(ω_st+ω_s+Δ)，Δ表示相位变化。设基准振荡器信号e₁＝Acos(ω₁t+ω₁)，把e₁送到混频器1和2中与e_s1，e_s2混频，在混频器的输出端得到差频参考信号e_r和测距信号e_s，他们分别表示为：

e_r＝Dcos[(ω_s-ω₁)t+(_s-₁)]，

                                                                   (1-10)

e_s＝Ecos[(ω_s-ω₁)t+(_s-₁)+Δ]，

用相位检测电路测出这两个混频信号的相位差Δ′＝Δ。可见，差频后的得到的两个低频信号的相位差Δ′与直接测量高频信号的相位差Δ是一样的。

3、基于连续调幅信号的飞行时间测量的缺陷分析：

由于受该时间测量方法本身的限制，不管用直接法还是间接法，其精度和测量速度都受到时间测量方法本身的限制，要么是通过长时间的测量来获得一个精确的平均值，要么是在较短的时间内获得一个粗略的值。也就是说，通过该方法来测量信号的飞行时间，从而得到测量距离的动态测试性能和精确度都较差。而且，该方法本身需要信号在一定时间内是连续的，这一条件对测试方法是一个很大的限制。由于只能测试一个周期内的相位差，为了扩大测量的量程，必须增加电路的复杂程度。而且，随着量程的扩大，其相对误差基本不变，但绝对误差则逐渐增大。

发明内容

本发明的目的在于：克服现有测量信号飞行时间鉴相法所存在的缺陷，为用户提供一种具有大量程、高精度和高动态响应速度的双频信号飞行时间测量方法。本发明的另一目的还在于提供该双频信号飞行时间测量方法的测量装置。

为了实现上述发明目的，本发明采用的技术方案是：一种双频信号飞行时间测量方法，主要由如下步骤组成：

第一步、由发射器发射一组在D/A中预定的由双频信号叠加信号y，该预定波的发射时间为t_p，同时同步控制器控制计数器开始以系统时钟频率f_sys计数，且有

y＝sin(2πf₁t)+sin(2πf₂t)，     (2-1)

$t_p>\frac{1}{\mathrm{abs}(f_1-f_2)}+2\×t_{\mathrm{per}},---(2-2)$

其中，式中f₁，f₂是双频信号的两个频率，abs(f₁-f₂)表示(f1-f2)的绝对值，t_per是信号通过系统后产生的不稳定段时间长度；

第二步、当接收机的接收信号强度高于本底噪声的5～10倍时，计数器停止计数，此时计数器的计数值为N；

第三步、接收机将接收到的信号通过A/D转换为数字信号；

第四步、从计数器停止计数的时刻起经过时间t_per后，计算模块开始对双频信号分别进行频率为f₁，f₂的DTFT(即：离散时间的傅利叶变换)计算，从而得到频率为f₁，f₂的信号相位，分别为₁，₂，对频率f₁，f₂分别进行DTFT计算，其计算的长度为L(正整数)，L×f_sys为参与DTFT计算的信号的时间长度，该时间长度必须为频率f₁，f₂信号周期的整数倍；

第五步、记 $M=\frac{t_{\mathrm{per}}}{f_{\mathrm{sys}}},$

最后获得信号的实际的飞行时间t_real，

式中floor(X)表示小于X的最大整数。其中N+M代表DTFT计算的时间起点，G(f，)代表根据频率f和DTFT计算的相位而得到的真实起点离计算起点的距离，(G(f₁，₁)+G(f₂，₂))/2是求其平均值。

所述实际的飞行时间t_real的计算还可由以下两式获得

                              (2-4)

式(2-3)和式(2-4)的不同在于公式(2-3)同时使用了频率f₁，f₂相位信息得到真实时间值，所以根据误差合成公式(2-3)得到其误差为单独使用的0.7071倍，但是计算量比公式(2-4)的计算量大。

本发明中采用实现上述双频信号飞行时间的测量方法，对双频信号飞行时间进行测量的装置，其系统结构包括：支持系统正常工作的电源；将预制的长度为t_p的双频叠加数字信号转换为模拟发射信号的D/A转换器；将该信号转化为声波或光波或电磁波等可在介质中传播的信号发射模块；将在介质中传播的返回信号转化为电信号的信号接收模块；将信号接收模块中接收到的电信号转化为数字信号的A/D转换器；对D/A、A/D、信号发射模块和信号接收模块系统进行同步控制的同步控制器；以及对数字信号进行飞行时间差计算的计算模块。

上述系统结构中的D/A、A/D转换器和同步控制器可以集成为数字电路模块，所述的计算模块为CPU或PDSP；也可将计算模块用FPGA或ASIC集成于数字电路模块中。

下面详细介绍本发明的双频信号飞行时间测量方法的原理：

图5为双频信号飞行时间测量方法的原理图，如该图所示，在测量开始之前设定返回信号的触发电平，一般为仪器系统的5～10倍，在测量起始时发射一组频率为f₁，f₂的双频叠加信号y，该信号的各个频率分量的初始相位为已知值，按公式(2-1)可知，此时频率f₁，f₂的初始相位为0，同时计数器开始以系统时钟振荡频率f_sys开始计数，通过信号接收模块接收到发射信号的返回信号。

当接收模块接收到的信号大于触发电平时计数器停止计数，这时计数器记得的数为N。

图3是通过数字模拟计算得到的系统相对带宽与系统中心频率信号不稳定段图。由于系统的限制，对每一个单频信号来说，在信号发射的起始段会存在一个不稳定段，该信号的不稳定是由于系统的带宽与系统中心频率f_center之比(以下简称相对带宽)很小的原因造成的。由图3看出，在双对数坐标下相对带宽与信号不稳定段周期数成线性关系，当信号相对带宽大于2，信号的不稳定段周期小于0.5，所以这时可以不考虑信号不稳定段的影响；而当信号相对带宽小于2的时候，信号不稳定周期大于1，需要考虑信号不稳定段的影响。

图4是计算出的信号包络图，即是通过数字模拟来计算不稳定周期，如该图所示，假设测量系统的阻尼系数为0.7，设定系统为不同的相对带宽，将输入的正弦信号通过系统后计算输出信号的包络线，从图4中可以计算出接收信号真实起点到信号包络线过冲点(即第一个大于输入信号幅度的极大值点)的周期数。将信号输入已知带宽且阻力系数为0.7的系统，通过数字模拟计算不稳定周期，求出输出信号的包络。图4中包络线的第一个大于信号稳定段幅值的极大值为过冲点，从过冲点到信号真实起点的点数除以一个输入信号周期的点数，即为信号不稳定段周期数m，通常取整数。由于在信号不稳定段进行DTFT计算时会影响计算精度，因此在进行计算时要避开它，所以应在计数器停止计数后，经过t_per后再开始进行计算，其中 $t_{\mathrm{per}}=\frac{m}{f_{\mathrm{center}}}$ 计算得到。

在进行DTFT计算时，其计算长度在相应信号周期的整倍数时才最精确，所以我们在选取频率f₁，f₂时要兼顾采样率，在进行DTFT计算时使其计算长度对应的时间长度同时是频率f₁，f₂的正整数周期倍数，从而使计算优化。

由上可知，abs(f₁-f₂)越大我们的计算长度的下限就越小，所以可以跟据系统要求按照来选取最优的叠加频率。

在经过DTFT计算出了信号频率分别为f₁，f₂的相位后，可以通过公式(2-3)、(2-4)得到信号的准确飞行时间。公式(2-3)、(2-4)的推导思路如下：由差频信号即频率为abs(f₁-f₂)的信号的相位粗略定出信号的接收起点，又由于频率f₁，f₂，abs(f₁-f₂)信号的接收起点处的相位在无干扰的情况下都是0，我们可通过误差较大但对应周期时间长的频率abs(f₁-f₂)的信号相位来确定信号的大致起点，再在该起点处用周期时间短的频率f₁，f₂的相位信息来求信号的精确起点，从而在避免超过一个周期的相位计算的同时又获得了精确的信号飞行时间t_real。

其中使用频率abs(f₁-f₂)相位的初略计算和使用频率f₁，f₂的相位信息的精确修正的公式在推导以后合并成了G(f，)。

通过原理叙述可知，该方法关键有3个部分：计数器的计时，高频信号的DTFT相位差的时间计算，高频信号的DTFT相位的时间计算。计数器计时是通过信号的触发电平来控制，由于计时容易受到噪声影响，所以这是对信号飞行时间的最粗略估计，但是它可以给我们提供一个信息，就是信号到来计算模块可以开始计算。对高频信号的DTFT相位差的时间计算：由于信号的相位差是通过DTFT计算，使用了信号参与计算的所有点的相位信息，所以起初噪声的影响被抑制了，通过频率abs(f₁-f₂)的信号相位信息计算出的信号飞行时间的较为准确，但是由于其差频后频率低，而系统的相位噪声对其影响较大，没有高频的相位信息精确，但是由于每个周期的时间长，它可以避免直接采用单频高频信号时所带来的跨周期的±1周期误差，DTFT计算出的相位只能在0～2π范围内；在信号不稳定段长度较长时，单独使用高频信号的DTFT的相位来计算信号周期时，受噪声的影响容易产生±1周期误差，而由于使用了差频信号的相位来求飞行时间，±1周期误差就避免了，再用高频信号的相位信息来修正信号飞行时间，最后得到信号的真实飞行时间t_real。从中还可知道，该方法的测量精度等于频率为f₁或f₂的单频信号在一个周期的量程内的测量精度，但其测量量程则理论上不受限制。

下面详细介绍本发明的双频信号飞行时间测量装置的原理：

图2是双频信号飞行时间测量装置的系统结构图，如该图所示，该系统的结构分五部分，D/A将预制的频率为f₁，f₂时间长度为t_p的双频叠加信号输入信号发射模块的信号控制系统，信号发射模块将电信号转化为声波或光波或电磁波可在介质中传播的信号，该信号通过一段距离的飞行后，进入信号接收模块，信号接收模块将介质中传播的信号通过A/D转换为数字信号，数字信号通过计算模块的计算，转化为飞行时间差输出。同步控制器控制D/A、A/D、信号发射模块和信号接收模块同步工作，那么计算模块按式(2-3)或(2-4)可得到精确的信号飞行时间。

该系统结构可以提高飞行时间测量的精度，并且减小系统的测量时间。由该系统结构可知，信号飞行时间的测量精确度与信号飞行过程中引入的噪声、D/A与A/D产生的噪声及信号接收模块和信号发射模块工作引入的噪声有关。在使用10MHz、12Bit、A/D相对稳定度为10^-6的晶振时，DTFT的计算长度取960个系统时钟周期的长度，该D/A与A/D模块引入的噪声所产生的误差为20ps，相当于50GHz的计数器产生的±1误差，相当于使用10MHz系统时钟达到了使用50GHz的系统时钟的效果。而信号在飞行过程所引入的噪声随不同的应用而不同，如在短距离室内的激光测距应用中，飞行过程中引入的噪声就会很小，合成的信号飞行时间测量在百皮秒量级；如果使用超声波在水中测距，在静态水中系统的合成误差为100ps左右。

如果该双频信号飞行时间测量器的每个采样数据输出的时间t_total，由信号飞行时间t_real、A/D向计算模块传输数据的时间t_tran、计算模块的计算时间t_cal和计算结果数据输出t_out的时间决定，则：

t_total＝t_fly+t_tran+t_cal+t_out，       (2-9)

t_real与信号性质和飞行距离有关，t_tran与不同的电路结构采用的方法有关，有些结构可以忽略不计，有些结构需要几毫秒。t_cal与计算模块有关，由于算法比较简单，容易硬件化，在硬件化后计算时间可以忽略不计，在没有硬件化的时候需要1毫秒左右。t_out由于传输数据少，始终是一个高阶小量。从中可以看到，即便采用最差的方案(t_fly，t_tran，t_cal都不可忽略)，那么信号的输出时间也只需要10毫秒左右，约合100Hz，其采样率也高于在同等精确度下所使用的信号飞行时间测量装置。

由于数字电路的高速发展，高性能的A/D芯片性价比大大提高，使低成本高速度双频信号飞行时间测量成为现实。

在超声测距中，假设两个超声频率在1MHz附近，声音在空气中的速度为~300米/秒(由于声音在空气中传播的速度是随温度变化，可以让参考通道测量固定距离的声波传输时间来计算声速，从而实时校准测量结果)，那么超声波的波长为0.3mm，理论上单次测量的最大精度极限为6nm(声音在20ps走过的距离)，考虑到信号飞行过程中引入的误差，估计可以达到大约6μm的精度，如果使用图7的电路图测量速度，所测速度在近距离可达数千赫兹。

在激光测距中，假设激光的两个调制频率在为10MHz(通讯中所用到的半导体激光的调制频率最高可达4GHz)，光速为3×10⁸米/秒，那么调制波的波长(也叫光尺的长度)为30m，那么理论上使用复合鉴相法单次测量的最高精度约为6mm，且量程可以有多个光尺的长度。由于本发明测量系统的高速性能，可以采用多次平均的方法来提高精度，系统测量速度可以达到数千到几十千赫兹，在几百赫兹的测量速度下其精度就可以小于1mm。

本发明的有益效果在于：本发明的双频信号飞行时间测量方法及其测量器，是将对单纯的混频法和单频法中的飞行时间测量的综合和改进，既克服了单频法中测量量程小的缺点，又克服了混频法精度较低的缺点，在加上数字化的系统结构和算法设计，就可以达到很高的采样速度。应用在激光测距上，就可以在很大的量程对激光使用很高的频率进行调制，理论上量程只受接收光信号质量的影响；双频信号飞行时间测量方法及其测量器，可以使测量精度大大提高，而随激光的调制频率的提高，其绝对精度还可以进一步提高，且不影响量程；该双频信号飞行时间测量方法中采用A/D，再加上FPGA或ASIC的高速流水线算法，从而使该方法比传统的信号飞行时间的测量速度大大提高，成为了一种动态测试方法。该双频信号飞行时间测量器由于是数字化实现，所以信号在系统内传输时具有高保真的效果，做成产品系统结构简单，集成度高，适用范围广。并可以以较低的成本达到很高的性能。系统可采用10MHz的A/D以达到50GHz以上的计数器的效果，而10MHz的A/D是非常常见的；复合鉴相器可以提高飞行时间测量的精度并且减小系统的测量时间。

综上所述，本发明的双频信号飞行时间测量方法及其测量装置，具有大量程、高精度和高动态响应速度的三大优点。

将这项技术应用在激光和超声测距中，可以将现有激光测距精确度提高一个数量级，对应于同等精确度的产品，其测量的频率从几赫兹提高到几十千赫兹，大大的提高了性能，从而使激光测距可以在更广泛的场合中应用。

附图说明

图1是背景技术中的差频测相原理图，

图2是本发明的双频信号飞行时间测量器的系统结构图，

图3是通过数字模拟计算得到的系统相对带宽与系统中心频率信号不稳定段图，

图4是计算出的信号包络图，

图5是本发明的双频信号飞行时间测量方法原理图，

图6是本发明的双频信号飞行时间测量装置实施例2的电路原理图，

图7是本发明的双频信号飞行时间测量装置实施例3的电路原理图。

具体实施方式

实施例1

如图5所示，双频信号飞行时间测量方法，有如下步骤：

第一步、由发射器发射一组在D/A中预定的由双频信号叠加信号y，该预定波的发射时间为t_p，同时同步控制器控制计数器开始以系统时钟频率f_sys计数，且有

y＝sin(2πf₁t)+sin(2πf₂t)，    (2-1)

$t_p>\frac{1}{\mathrm{abs}(f_1-f_2)}+2\×t_{\mathrm{per}},---(2-2)$

其中，式中f₁，f₂是双频信号的两个频率，abs(f₁-f₂)表示(f1-f2)的绝对值，t_per是信号通过系统后产生的不稳定段时间长度；

第二步、当接收机的接收信号强度高于本底噪声的5-10倍时，计数器停止计数，此时计数器的计数值为N；

第三步、接收机将接收到的信号通过A/D转换为数字信号；

第四步、从计数器停止计数的时刻起经过时间t_per后，计算模块开始对双频信号分别进行频率为f₁，f₂的离散时间的傅利叶(DTFT)计算，从而得到频率为f₁，f₂的信号相位，分别为₁，₂。对频率f₁，f₂分别进行DTFT计算，其计算的长度为L(正整数)，L×f_sys为参与DTFT计算的信号的时间长度，该时间长度必须为频率f₁，f₂信号周期的整数倍。

第五步、记

$M=\frac{t_{\mathrm{per}}}{f_{\mathrm{sys}}},$

最后获得信号的实际的飞行时间t_real，

式中floor(X)表示小于X的最大整数。其中N+M代表DTFT计算的时间起点，G(f，)代表根据频率f和DTFT计算的相位而得到的真实起点离计算起点的距离，(G(f₁，₁)+G(f₂，₂))/2是求其平均值。

实施例2

一种双频信号飞行时间测量方法，同实施例1。

如图6所示，采用上述双频信号飞行时间测量方法的测量装置，包括电源、信号发射模块和信号接收模块，还包括由D/A、A/D转换器和同步控制器集成的数字电路模块和计算模块，计算模块为CPU或PDSP。其中，信号发射模块包括调制器和发射器，调制器调制的信号模式由数字电路模块的A/D通道提供，调制器控制发射器发射信号；信号接收模块包括接收器、参考信号接收器和调制电路，接收器将接收到的信号转化为电信号，经过调制电路输入数字电路的A/D通道，参考信号接收器是用来接收参考信号的。

下面介绍该双频信号飞行时间测量装置的工作流程：

系统通过CPU或PDSP接受外界发送的启动信号采集指令，该指令通过系统总线发送给数字电路模块，数字电路模块的总线控制器将指令转换为启动DAC通道(接D/A的通道)发射信号的命令，该命令同时启动系统内的计数器开始计数，得到接收信号达到触发电平时的计数值N，信号通过信号发射模块发射，这时信号分两路，一路直接通过信号接收模块的参考信号接收器返回，到达ADCR即参考A/D通道，该通道作为系统校准的辅助通道；另一路接外界，再经过一段时间后，信号从信号接收模块返回ADCO(接A/D的通道)。每一通道达到触发电平后，计数器停止计数，这时每一通道得到其相应的计数值N，各通道相应触发时刻再顺延t_per时间后开始采集数据(正延时触发采集)，采集到的数据存储在系统的内存模块，数据通过总线传输到CPU或PDSP进行计算。ADCO通道计算出的时间差减去ADCR通道的时间差，即为真实的信号飞行时间差。

在这里要指出的是：参考通道是在信号发射模块和信号接收模块易受外界影响时为校准这个影响而设置，如果在一个相对稳定的状况下进行测试，可以在系统工作之前先校准，这时就不需要ADCR通道和参考信号接收通道，可以降低系统成本，该系统就可以同时测量两个通道的数据，以后的叙述默认需要ADCR通道。整个过程中，每一步的衔接、转换和启动都是在内时钟单元的控制下保持严格同步的。

该双频信号飞行时间测量装置的特点：由于该双频信号飞行时间测量装置的计算模块是由CPU或PDSP完成，所以其连续监测数据的采样速度受到总线数据传输速度的限制。有了数字电路模块，可以根据不同的应用，选择不同的数据传输总线。由于在CPU或PDSP上依据不同的信号发射模块和信号接收模块可以很方便地改变算法，所以可以低成本地应用到更广泛的领域，其适应性强，这是软件实现算法的优点，称之为基于软件计算实现双频信号飞行时间测量的装置。该双频信号飞行时间测量装置的各方面性能要高于传统的飞行时间测量装置。

本发明采用基于软件计算实现双频信号飞行时间测量的装置，虽然牺牲了部分测量的动态性能，其精确度和采样率性能还是优于现有技术，并且获得了算法的自由度，使复合鉴相法具有了通用性，只要配上不同的信号发射模块和信号接收模块，就可以进行不同种类的信号飞行时间的测量。

实施例3

如图5所示，一种双频信号飞行时间测量方法，有如下步骤：

第一步、由发射器发射一组在D/A中预定的由双频信号叠加信号y，该预定波的发射时间为t_p，同时同步控制器控制计数器开始以系统时钟频率f_sys计数，且有

y＝sin(2πf₁t)+sin(2πf₂t)，            (2-1)

$t_p>\frac{1}{\mathrm{abs}(f_1-f_2)}+2\×t_{\mathrm{per}},---(2-2)$

其中，式中f₁，f₂是双频信号的两个频率，abs(f₁-f₂)表示(f1-f2)的绝对值，t_per是信号通过系统后产生的不稳定段时间长度；

第二步、当接收机的接收信号强度高于本底噪声的5-10倍时，计数器停止计数，此时计数器的计数值为N；

第三步、接收机将接收到的信号通过A/D转换为数字信号；

第四步、从计数器停止计数的时刻起经过时间t_per后，计算模块开始对双频信号分别进行频率为f₁，f₂的离散时间的傅利叶(DTFT)计算，从而得到频率为f₁，f₂的信号相位，分别为₁，₂，对频率f₁，f₂分别进行DTFT计算，其计算的长度为L(正整数)，L×f_sys为参与DTFT计算的信号的时间长度，该时间长度必须为频率f₁，f₂信号周期的整数倍。

第五步、记

$M=\frac{t_{\mathrm{per}}}{f_{\mathrm{sys}}},$

最后获得信号的实际的飞行时间t_real，

                             (2-4)

式中floor(X)表示小于X的最大整数，其中N+M代表DTFT计算的时间起点，G(f，)代表根据频率f和DTFT计算的相位而得到的真实起点离计算起点的距离。

如图7所示，采用上述双频信号飞行时间测量方法的测量装置，包括：信号发射模块、信号接收模块、数字电路模块、计算机和电源。与基于软件计算实现双频信号飞行时间测量的装置电路原理图不同的是：计算机只做人机界面的工作而不作算法的工作，算法的工作放在了数字电路模块中，也就是说算法硬件化了。

下面介绍该双频信号飞行时间测量装置的工作流程：

通过系统总线接收到开始测量的指令，数字电路模块的总线控制器将指令转换为启动DAC通道(接D/A的通道)发射信号的命令，该命令同时启动系统内的计数器开始计数，得到接收信号达到触发电平时的计数值N，信号通过信号发射模块发射，这时信号分两路，一路直接通过信号接收模块的参考信号接收器返回，到达ADCR，即参考A/D通道；另一路接外界，再经过一段时间后，信号从信号接收模块返回ADCO(接A/D的通道)。每一通道达到预定触发段的条件后，计数器停止计数，这时每一通道得到其相应的计数N值，各通道相应触发时刻在顺延t_per时间后A/D开始工作，A/D每完成模拟信号的数字转换，数字信号就传送给FPGA参与DFT的运算，当A/D工作了k个信号周期的时间后(k为50~1000的整数)，FPGA完成计算得到传输时间，由ADCO通道计算出的时间减去ADCR通道的校准时间得到真实的时间，整个过程中，每一步的衔接、转换和启动都是在内时钟单元的严格控制下保持同步的。

该硬件化的双频信号飞行时间测量装置的特点：由于不受总线传输速率和计算速度的限制，该方法的各方面性能要高于基于软件计算实现的双频信号飞行时间测量器。在基于高动态响应实现硬件化的双频信号飞行时间测量装置数字电路中，由于采用了D/A-＞A/D-＞FPGA或ASIC结构，并在DFT时采用流水线算法，可以达到数据采完即算完的计算效果，大大提高了测量的速度。在激光测距仪的应用上，理论上其测量的频率在远距离是仅和测量距离相关，f_measure＝c/L；由于光速非常大，在一公里的测量距离时，测量频率理论上可以接近100kHz，使高精度高动态响应的信号飞行时差的测量成为现实。而FPGA或ASIC的结构，虽然其算法的修改要比软件计算实现困难，但是由于不涉及对系统的修改，其修改的时间成本和硬件成本也要低于现有飞行时间测量的系统设计。

Claims (5)

1、一种双频信号飞行时间测量方法，其特征在于：主要由如下步骤组成：第一步、由发射器发射一组在D/A中预定的由双频信号叠加信号y，该预定波的发射时间为t_p，同时同步控制器控制计数器开始以系统时钟频率f_sys计数，且有

                    y＝sin(2πf₁t)+sin(2πf₂t)，

$t_p>\frac{1}{\mathrm{abs}(f_1-f_2)}+2\×t_{\mathrm{per}},$

其中，式中f₁，f₂是双频信号的两个频率，abs(f₁-f₂)表示(f1-f2)的绝对值，t_per是信号通过系统后产生的不稳定段时间长度；

第二步、当接收机的接收信号强度高于本底噪声的5～10倍时，计数器停止计数，此时计数器的计数值为N；

第三步、接收机将接收到的信号通过A/D转换为数字信号；

第四步、从计数器停止计数的时刻起经过时间t_per后，计算模块开始对双频信号分别进行频率为f₁，f₂的DTFT计算，从而得到频率为f₁，f₂的信号相位，分别为₁，₂；对频率f₁，f₂分别进行DTFT计算，其计算的长度为正整数L，L×f_sys为参与DTFT计算的信号的时间长度，该时间长度必须为频率f₁，f₂信号周期的整数倍；

第五步、记 $M=\frac{t_{\mathrm{per}}}{f_{\mathrm{sys}}},$ 最后获得信号的实际的飞行时间t_real，

式中floor(X)表示小于X的最大整数，N+M代表DTFT计算的时间起点，G(f，)代表根据频率f和DTFT计算的相位而得到的真实起点离计算起点的距离。

2、根据权利要求书1所述双频信号飞行时间测量方法，其特征在于：所述实际的飞行时间t_real的计算还可由以下两式获得

3、采用权利要求1所述的双频信号飞行时间测量方法的测量装置，其特征在于：包括支持系统正常工作的电源；将预制的发射时间长度为t_p的双频叠加数字信号转换为模拟发射信号的D/A转换器；将该信号转化为可在介质中传播的信号发射模块；将在介质中传播的信号转化为电信号的信号接收模块；将信号接收模块接收到电信号转换为数字信号的A/D；对D/A、A/D、信号发射模块和信号接收模块系统进行同步控制的同步控制器；以及对数字信号进行飞行时间差计算的计算模块。

4、根据权利要求3所述的双频信号飞行时间的测量装置，其特征在于：所述的D/A、A/D/和同步控制器集成为数字电路模块，所述的计算模块为CPU或PDSP。

5、根据权利要求4所述的双频信号飞行时间的测量装置，其特征在于：将所述计算模块用FPGA或ASIC集成于数字电路模块中。

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