CN1823446A - 宽带相控阵辐射体 - Google Patents

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    • H01Q21/064—Two dimensional planar arrays using horn or slot aerials

Abstract

一种辐射元件，包括一对衬底，每个衬底都具有过渡区和馈入表面。每个衬底彼此隔离。辐射元件还包括具有一对射频(RF)馈线的平衡对称式馈入结构，其中所述馈线与该对过渡区中相应的一个过渡区的馈入表面相邻地设置，并与之电磁耦合，而且该对射频馈线在过渡区附近形成信号空点。

Description

宽带相控阵辐射体
技术领域
本发明通常涉及通信和雷达天线，尤其涉及凹槽辐射元件。
背景技术
在通信系统、雷达、测向以及其他宽带复用的系统中，只有有限的孔径间距，因此通常希望将射频发射机和接收机有效地结合到一个具有一排宽带辐射元件的天线上。
传统已知的宽带相控阵辐射体，在对角扫描平面上的较大的扫描角度上通常会遭受到严重的极化退化。这个限制迫使极化加重网络来费劲地加重一个单极化。该加重导致发射阵列具有较差的天线辐射效率，因为未加重的极化信号必须提供大部分的发射信号的天线等效全向辐射功率(EIRP)。
传统的宽带相控阵辐射体通常使用简单的但是非对称的馈入结构或类似的装置。由于传统的宽带辐射体能够支持比较大的一组较高阶传播模式，馈入区域所起的作用是作为这些高阶传播模式信号的发射器。馈入本质上就是模式选择器或滤波器。当馈入在发射场的方向或物理对称的馈入区域中加入了非对称，较高阶模式就会被激发。然后这些模式将传播到孔径。较高阶模式将会引起辐射体性能的问题。由于较高阶模式以不同的相位速度传播，孔径处的场是多次激发模式的重叠。结果就是在单位元的场中，等幅度以及相位的急速偏离。基本模式的孔径激发比较简单，通常是由TE01模式产生的，在E平面上为余弦分布而在H平面上为均匀场。从基本模式的明显偏离是由激发的较高阶模式引起的，并且较高阶模式是形成辐射元件的共振和扫描盲区的原因。由非对称式馈入宽带辐射体中的较高阶模式传播所引起的另一个效应就是交叉极化。尤其是在对角平面上，许多较高阶模式都包括一个激发交叉极化场的非对称。而交叉极化场是在天线的极化加重网络中形成不平衡加重的原因，这将造成阵列的发射功率效率较低。
通信、雷达以及电子战争系统中的相控阵天线中需要使用的宽带辐射元件，要求其具有的孔径数量减少以适合多种应用。在这些应用中，要求最小带宽为3∶1，但是最好是10∶1或更大的带宽。辐射元件必须能够发射和接收垂直和/或水平的线性极化、右旋和/或左旋的圆极化或者每一种的结合，这取决于应用和所需要的辐射波束的数量。最好是辐射体的占地尽可能小并且能安装到阵列的单位元内，以减小辐射体的外形、重量和成本。
提供宽带辐射体的现有技术是使用体积大的辐射体和馈入结构，而不具有同位置的(co-located)(一致的)辐射方向图相位中心。传统的辐射体还典型地在对角平面上具有比较差的交叉极化隔离特性。在一项解决这些问题的技术中，传统的方形凹槽类型的辐射体，其外形大约是完整尺寸的凹槽辐射体的典型尺寸的一半(0.2λL对0.4λL，其中λL为低频的波长)，该传统辐射体已经被调整为在一个单位元内包括四个隔离的辐射体。该装置允许每个单位元形成虚拟的同位置的相位中心，但是需要复杂的馈入结构。典型的方形凹槽辐射体要求单位元内的四个辐射体中的每一个辐射体都具有一个隔离的馈入/平衡-不平衡转换器，还需要另一组馈入网络来结合用于每个极化的那对辐射体。以前，装配式凹槽辐射体使用微带或带状线电路，来向辐射元件的射频信号输入和输出馈入一个槽线。不幸的是，这些传统类型的馈入结构，允许多个信号传播模式生成在每个单位元区域内，这会引起交叉极化隔离程度的减小，尤其是在对角平面上。
因此，希望提供一种具有较高的极化纯度和较低的失配损失的宽带相控阵辐射体。还希望提供一种具有较低外形和较宽的带宽的辐射元件。
发明内容
根据本发明，辐射元件包括一对衬底，每个衬底都具有过渡区和馈入表面，每个衬底彼此隔离。辐射元件还包括具有一对射频(RF)馈线的平衡对称式馈入结构，其中馈线与相应对过渡区中的一个过渡区的馈入表面相邻地设置，并且与之电磁耦合，而且该对射频馈线在过渡区附近形成信号空点(signal null point)。
使用这种设置，宽带相控阵辐射体能提供较高的极化纯度和较低的失配损失。一排这样的辐射元件能提供高极化纯度和低损失的相控阵天线，该天线具有大于60°的圆锥扫描量和10∶1宽带性能的带宽，并具有重量轻且成本低的构造。
根据本发明的另一方面，平衡对称式馈入结构还包括具有多个侧壁的外罩，这些侧壁形成空腔。该对馈线中的每一个馈线被设置在一对相对的侧壁上并且包括微带传输线。使用这种设置，平衡对称式辐射体馈入结构产生比较好的匹配宽带辐射信号，该信号对于双重垂直的馈入辐射体，具有比较好的交叉极化隔离。平衡对称式馈入结构不但在物理上是对称的，而且是通过对称的横向电波模式(TEM)场来馈入的。该馈入的重要特征是向外展开的凹槽形状的过截止波导终端、对称的双极化TEM场馈入区域和生成对称场的宽带平衡-不平衡转换器。
在另一实施例中，一组四个的鳍片为每个单位元提供衬底，并且这些鳍片是关于中心馈入对称的。该设置允许形成同位置的(一致的)辐射方向图相位中心，以使对于通过一个阵列孔径所发射或接收的任何极化，其相位中心将不会变化。
根据本发明的另一方面，辐射元件包括高度小于约0.25λL的衬底，其中λL指工作波长范围的低端的波长。使用这种设置，辐射元件的短电气(electrical short)交叉凹槽辐射鳍片(fins)与开放空腔上方的凸起的平衡对称式馈入网络相结合来提供宽带工作和较低的外形。向交叉凹槽辐射鳍片馈入的平衡对称式馈入网络提供同位置的(一致的)辐射方向图相位中心，而同步的双线性极化输出提供接收或发射的多极化模式。短电气交叉凹槽辐射鳍片提供主平面、主基间平面和对角平面上的低交叉极化，并且短鳍片将形成具有低外形的反应性耦合天线。
附图说明
本发明的上述特征以及本发明本身，可以通过以下的附图描述来更完全地理解，其中：
图1是一排凹槽辐射体的等角视图，辐射体由多个鳍状元件提供；
图2是包括平衡对称式馈入电路的图1的辐射体阵列的可选实施例的一个单位元的一部分的横截面视图；
图3是包括凸起的平衡对称式馈入电路的图1的辐射体阵列的一个单位元的一部分的横截面视图；
图3A是图3的分解横截面视图，显示了一个单位元的一部分到凸起的平衡对称式馈入电路的耦合；
图4是一个单位元的等角视图；
图4A是图4的平衡对称式馈入结构的等角视图；
图5是现有技术的辐射体阵列的频率响应曲线图；
图5A是图1的辐射体阵列的频率响应曲线图；以及
图6是嵌入阵列中心的图1的阵列所示类型的单个天线元件的场功率的辐射方向图，而其他所有的辐射体都被停止。给出了各种平面(E、H以及对角(D))上的共极化和交叉极化的性能的方向图。
具体实施方式
对本发明的天线系统进行描述之前，应该注意的是，此处有时会参考具有特定的阵列形状的阵列天线(例如平面阵列)。本领域的一般技术人员当然应该认识到，此处所描述的技术可适用于各种尺寸和形状的阵列天线。因此应该注意的是，尽管下文中所提供的描述以矩形阵列天线为背景对本发明的概念进行了描述，但是本领域的一般技术人员应该认识到，这些概念同样可以应用到其他尺寸和形状的阵列天线上，包括，但不受限于，任意形状的平面阵列天线和圆柱形的、圆锥形的、球形的以及任意形状的共形阵列天线。
此处有时还会参考包括具有特定尺寸和形状的辐射元件的阵列天线。例如，有一种辐射元件是所谓的凹槽元件，其形状为锥形，其尺寸能兼容工作在某特定频率范围(例如2-18GHz)上。本领域的一般技术人员当然应该认识到，也可以使用其他形状的天线元件，而且可以选择一个或更多个辐射元件的尺寸，以使其能工作在射频范围内的任何频率范围上(例如从1GHz以下到约50GHz以上的范围内的任何频率)。
而且，此处有时会参考具有特定形状和波束宽度的天线波束的生成。本领域的一般技术人员当然应该认识到，也可以使用具有其他形状和宽度的天线波束，而且可以使用已知的技术来提供天线波束，比如通过将幅相调整电路包含进天线馈入电路中的适当的位置上。
现在来参考图1，根据本发明的示例性的宽带天线10，包括腔体板12和一排凹槽天线元件，该凹槽天线元件总体上被表示为14。凹槽天线元件14中的每一个通过设置在腔体板12上的所谓的“单位元”来提供。换句话说，每个单位元构成一个凹槽天线元件14。很清楚应该认识到，只有天线10的一部分被显示于图1中，该部分对应于一个2乘16的线性阵列的凹槽天线元件14(或单位元14)。
取单位元14a作为每个单位元14的代表，单位元14a由四个鳍状构件16a、16b、18a、18b来提供，每一个构件在图1中都以阴影示出以便于观看。鳍状构件16a、16b、18a、18b被设置于腔体板12中的空腔(图1中未示出)的上方的馈入结构19上，来构成凹槽天线元件14a。馈入结构19将在以下结合图4和4A来描述。但是应该认识到，可以使用多种不同类型的馈入结构，而且以下将结合图2-4A来描述几种可能的馈入结构。
如图1所示，构件16a、16b沿着第一轴20设置，而构件18a、18b沿着与第一轴20相垂直的第二轴21设置。因此，构件16a、16b基本上垂直于构件18a、18b。
通过将每个单位元中的构件16a、16b设置成垂直于构件18a、18b，每个单位元都能响应于方向互相垂直的电场极化。也就是说，通过将一组构件(例如构件16a、16b)设置在一个极化方向上而将另一组构件(例如构件18a、18b)设置在垂直的极化方向上，就提供了可以响应于具有任意极化的信号的天线。
在该特定示例中，单位元14被设置成规则的图形，此处对应于矩形栅格图形。本领域的一般技术人员当然应该认识到，单位元14并不需要全被设置成规则的图形。在一些应用中，希望或者必须将单位元14设置成这种方式，即每个单独的单位元的相互垂直的元件16a、16b、18a、18b不被排列在每个单位元14之间。因此，尽管所示单位元14为矩形格子，但本领域的一般技术人员应该认识到，天线10可以包括而不局限于方形或三角形格子的单位元14，并且每个单位元14都能够相对于格子图形旋转不同的角度。
在一个实施例，为了简化制造过程，鳍状构件16a和16b中的至少一些能够被制造成如构件22所示的“背靠背”鳍状构件。同样，鳍状构件18a和18b也能够被制造成如构件23所示的鳍状构件。因此，从单位元14k和14k’中能够看出，背靠背鳍状构件的每一半构成了两个不同凹槽元件的一部分。
多个鳍片16a、16b(总称为鳍片16)构成了第一栅格图形，而多个鳍片18a、18b(总称为鳍片18)构成了第二栅格图形。如上所述，在图1的实施例中，每个鳍片16的方向都基本上垂直于每个鳍片18的方向。
每个辐射元件14的鳍片16a、16b和18a、18b形成一个锥形槽，当射频信号通过平衡对称式馈入电路被馈入时，射频信号就从每个单位元14的锥形槽发射(下面将结合图2-4A来详细描述)。
通过利用对称的背靠背鳍状构件16、18和平衡式馈入结构，每个单位元14都是对称的。每个极化的相位中心在每个单位元内是同中心的。这使天线10成为对称的天线。
这与现有技术的凹槽天线形成对比，在现有技术的凹槽天线中，每个极化的相位中心都有轻微的移位。
应该注意的是，此处有时会参考天线10发射信号。但是，本领域的技术人员应该认识到，天线10同样适用于接收信号。由于使用传统的天线，不同信号之间的相位关系被使用该天线的系统所保持。
在一个实施例中，鳍片16、18通过导电性材料来提供。在一个实施例中，鳍片16、18通过固体金属来提供。在一些实施例中，金属可以被电镀以提供多个电镀的金属鳍片。在可选的实施例中，鳍片16、18通过其上设置有导电性材料的绝缘材料来提供。因此，鳍片结构16、18能通过其上设置有金属化表面的塑料材料或电介质材料来提供。
在工作中，射频信号通过平衡对称式馈入结构19被馈入每个单位元14。射频信号从单位元14辐射并形成波束，波束的视轴垂直于腔体板12，其方向背离腔体板12。这对鳍片16、18可以被看作是构成一个偶极的两个半部分。因此，被馈入每个衬底的信号通常相位相异180°。从天线10发出的辐射信号呈现出高度的极化纯度并具有更大的信号功率电平，该信号功率电平接近于天线增益的理论极限。
在一个实施例，由鳍片16a、16b所构成的锥形槽的每个过渡区的凹槽元件锥度，通过二维平面上的一系列的点来描述，如表1中表格形式所示。
        表1
        凹槽锥度值
  Z(英寸)   X(英寸)
  0   .1126
  .025   .112
  .038   .110
  .050   .108
  .063   .016
  .075   .103
  .088   .1007
  .100   .098
  .112   .094
  .125   .0896
  .138   .0845
  .150   .079
  .163   .071
  .175   .063
  .188   .056
  .200.212.225.238   .0495.0435.0375.030
当然应该认识到，鳍状元件16、18的尺寸和形状(或者相反，由鳍状元件16、18所构成的槽的尺寸)能够根据多个因素来选择，这些因素包括，但不局限于期望的工作频率范围。但是通常，与比较长的鳍状构件所提供的交叉极化隔离的程度相比较而言，比较短的带有比较快的开放率(opening rate)的鳍状构件在相当宽的扫描角度上提供比较高的交叉极化隔离程度。但是应该认识到，如果鳍状构件太短，低频的H-平面性能会退化。
此外，比较长的鳍状元件(带有任意开放率)可能会导致具有VSWR(电压驻波比)波纹和比较差的交叉极化性能的天线特性。
天线10还包括被设置在元件14上的匹配板30。应该理解，图1中匹配板30的一些部分已经被去掉，以显示元件14。实际上，匹配板30将被设置在所有的元件14上，并与天线10集成在一起。
匹配板30具有第一和第二表面30a、30b，其中表面30b最好设置得靠近但不必接触到鳍状元件16、18。从结构方面考虑，也许最好是使匹配板30与鳍状构件物理接触。因此，第二表面30b与鳍状构件之间的精确距离可以被用作设计参数，选择该设计参数来提供期望的天线特性或是提供具有期望的结构特性的天线。
匹配板的厚度、相对介电常数和损失特性能被选择，来提供具有期望的电气特性的天线10。在一个实施例中，匹配板30通过一片可购买到的PPFT(即Teflon聚四氟乙烯)来提供，其厚度大约为50mils(密耳)。
尽管匹配板30在此处显示为单层结构，在可选实施例中，期望通过多层结构来提供匹配板30。由于结构或电气的原因，可能使用多层比较合适。例如，为了结构支撑，可以添加比较坚硬的层。或者，具有不同相对介电常数的层可以被结合，以使所提供匹配板30具有特定的电气阻抗特性。
在一项应用中，期望利用多层来提供匹配板30，做为集成的天线屏蔽器/匹配结构30。
因此应该认识到，将鳍片制作得比较短可以改进天线的交叉极化隔离特性。还应该认识到，使用天线屏蔽器或广角匹配(WAM)板(例如匹配板30)使得能够使用甚至更短的鳍片，这将进一步改进交叉极化的隔离，因为天线屏蔽器/匹配板使得鳍片看起来更长。
现在参考图2，辐射元件100是构成根据本发明的天线阵列的多个辐射元件100中的一个，其与图1中由鳍状构件16a、16b所构成的辐射元件相似。与单位元14相似(图1)，构成单位元的一半的辐射元件100包括一对衬底104c和104d(总称为衬底104)，该衬底由隔离的鳍片102b和102c分别提供。应该注意的是，104c、104d对应于图1的鳍状构件16a、16b(或18a、18b)，而鳍片102a、102b对应于上面结合图1所讨论的背靠背鳍状元件。鳍片102b和102c被置于腔体板12上(图1)。鳍片102b还包括衬底104b，该衬底104b与鳍片102a的衬底104a一起构成另一辐射元件。每个衬底104c和104d具有一个平面馈入结构，该平面馈入结构包括馈入表面分别为106c和106d，以及过渡区分别为105c和105d(总称为过渡区105)。辐射元件100还包括电磁耦合于过渡区105的平衡对称式馈入电路108(也被称作平衡对称式馈入结构108)。
平衡对称式馈入结构108包括具有空腔116的电介质110，该电介质具有内表面118a和外表面118b。金属化层114c被置于内表面118a上，而金属化层120c被置于外表面118b上。以同样的方式，金属化层114d被置于内表面118a上，而金属化层120d被置于外表面118b上。本领域的技术人员应该认识到，金属化层114c(也被称作馈线或射频馈线114c)和金属化层120c(也被称作接地层120c)相互作用而作为微带电路140a，其中，接地层120c为微带电路140a提供接地电路，而馈线114c为微带电路140a提供信号电路。此外，金属化层114d(也被称作馈线或射频馈线114d)和金属化层120d(也被称作接地层120d)相互作用而作为微带电路140b，其中，接地层120d为微带电路140b提供接地电路，而馈线114d为微带电路140b提供信号电路。
平衡对称式馈入结构108还包括平衡-不平衡(平衡不平衡转换器)馈入结构136，该馈入结构136带有射频信号线138以及第一射频信号输出线132和第二射频信号输出线134。第一射频信号输出线132被连接在馈线114c上，而第二射频信号输出线134被连接在馈线114d上。应该认识到，与单位元14相似的该单位元需要两个180°的平衡-不平衡转换器136，一个平衡-不平衡转换器用来为每个极化方向的辐射元件馈入。为了清晰起见，仅仅示出一个平衡-不平衡转换器136。平衡-不平衡转换器136是辐射元件100能正确工作所需要的，并在输出端提供具有相当好的隔离的同步双极化信号。取决于功率容量和任务要求，平衡-不平衡转换器136被提供来作为平衡对称式馈入结构108的一部分或者作为单独的器件。平衡-不平衡转换器136的第一射频信号输出被连接在馈线114c上，而平衡-不平衡转换器136的第二射频信号输出被连接在馈线114d上，而且信号分别沿着微带电路140a和140b传播，并且在信号空点154处相遇，相遇时相位相差180度，下文中将进一步描述。应该注意的是，衬底104c包括馈入表面106c，而衬底104d包括馈入表面106d，其中馈入表面106c和馈入表面106d分别被沿着金属化层120c和120d设置。
辐射元件100为发射或接收的每个极化信号提供同位置的(一致的)辐射方向图相位中心。辐射元件100提供主平面和对角平面上的交叉极化隔离程度，使得允许扫描波束向外达到60°。
在工作中，射频信号从平衡-不平衡转换器136被差分地馈入信号输出线132和信号输出线134上，此处相位差为180度。射频信号被分别连接在微带电路140a和140b上，并沿着微带电路传播，在信号空点154处相遇，相遇时相位差为180度，这时信号被破坏，在馈入点上结合成零。沿着微带电路140a和140b传播的射频信号被连接到槽141上并从过渡区105c和105d辐射或“被发射”。这些信号形成波束，波束的视轴以背离空腔116的方向而垂直于腔体板12。如本领域所知，射频信号线138通过使用循环器(未示出)或发射/接收切换(未示出)来连接在接收和发射电路上。
场力线142、144、146显示了辐射元件100的电场图形。在金属化层120c周围的区域中，电场线150从金属化层120c延伸到馈线114c。在金属化层120d周围的区域中，电场线152从馈线114d延伸到金属化层120d。在馈入表面106c周围的区域中，电场线148从金属化层120c延伸到馈线114c。在馈入表面106d周围的区域中，电场线149从馈线114d延伸到金属化层120d。在场点154(也被称作信号空点154)处，来自馈线114c和114d的电场线148和149彼此充分抵消而形成了信号空点154。馈线114c和114d以及过渡区105c和105d的设置减少了不对称模式的激发，其中不对称模式的激发会增加损失失配和交叉极化。此处，如电场线142所示的发射TEM模式是通过中间的具有如电场线146所示的Floquet(弗罗凯)模式的电场线144被转换的。接收到的起初具有Floquet模式的信号将降到平衡TEM模式。
该对衬底104c和104d以及相应的过渡区105c和105d可以被看作是构成一个偶极的两个半部分。因此，馈线114c和114d上的信号通常将在相位上相差180°。同样，垂直的过渡区(未示出)的每个馈线上的信号在相位上将相差180°，其中垂直的过渡区形成了与单位元14(图1)相似的单位元。在传统的偶极阵列中，过渡区105c和105d上的信号的相对相位将确定辐射元件100所发射的信号的极化。
在可选实施例中，分别沿着馈入表面106c和106d的金属化层120c和120d可以被省略，金属化层120c与馈入表面106c在他们相交处连接，金属化层120d与表面106d在他们相交处连接。在该可选实施例中，馈入表面106c和106d分别为微带电路140a和140b提供接地层，分别沿着衬底104c和104d的底部。
在另一可选实施例中，放大器(未示出)被分别连接在平衡-不平衡转换器136的信号输出线132和134与传输馈线114c和114d之间。在此可选实施例中，与平衡-不平衡转换器136相关的大部分损失在这些放大器之后。
现在参考图3和3A，其中图2、3和3A中的相同元件提供以相同的参考标号，辐射元件100’(也被称作短电气交叉凹槽辐射元件100’)包括一对衬底104c’和104d’(总称为衬底104’)。应该注意的是，衬底104c’和104d’对应于图1中的鳍状构件16a、16b(或18a、18b)。每个衬底104c’和104d’都具有锥形的馈入结构，该馈入结构分别包括馈入表面106c’和106d’以及过渡区105c’和105d’(总称为过渡区105’)。过渡区105’和馈入表面106’与图2中相对应的过渡区105和馈入表面106的不同在于过渡区105’和馈入表面106’包括形成拱形的凹槽端107。馈入表面106c’和106d’被连接在同样形状的平衡对称式馈入结构108’(也被称作凸起的平衡对称式馈入结构)上。
过渡区105’已经改进了向空间的阻抗转移。本领域的一般技术人员应该认识到，过渡区105’可以具有任意的形状，例如，由凹槽端107所形成的拱形可以制成不同的形状，来影响转移阻抗以提供更好的阻抗匹配。过渡区105’的锥度可以使用已知的方法来调整，以匹配50欧姆馈入自由空间的阻抗。
更具体来说，平衡对称式馈入结构108’包括带有空腔116的电介质110，电介质具有内表面118a和外表面118b。金属化层114c被置于内表面118a上，而金属化层120c被置于外表面118b上。以同样的方式，金属化层114d被置于内表面118a上，而金属化层120d被置于外表面118b上。本领域的一般技术人员应该认识到，射频馈线114c与金属化层120c(也被称作接地层120c)相互作用而作为微带电路140a，其中，接地层120c为微带电路140a提供接地电路，而馈线114c为微带电路140a提供信号电路。此外，射频馈线114d与金属化层120d(也被称作接地层120d)相互作用而作为微带电路140b，其中，接地层120d为微带电路140b提供接地电路，而馈线114d为微带电路140b提供信号电路。
平衡对称式馈入结构108’还包括与图2中的平衡-不平衡转换器136相似的平衡-不平衡转换器136。平衡-不平衡转换器136的第一信号输出被连接在馈线114c上，而平衡-不平衡转换器136的第二射频信号输出被连接在馈线114d上，其中，信号分别沿着微带电路140a和140b传播，并且在信号空点154’处相遇，相遇时相位相差180度。此外，应该认识到，衬底104c包括馈入表面106c，而衬底104d包括馈入表面106d，馈入表面106c和馈入表面106d分别沿着金属化层120c和120d设置。辐射元件100’为发射或接收的每个极化信号提供同位置的(一致的)辐射方向图相位中心。辐射元件100’提供主平面和对角平面上的交叉极化隔离程度，使得允许扫描波束接近60°。
在工作中，射频信号从平衡-不平衡转换器136被差分地馈入信号输出线132和信号输出线134上，此处相位差为180度。信号被分别连接在微带电路140a和140b上，并沿着微带电路传播，在信号空点154’处相遇，相遇时相位差为180度，这时信号被破坏，在馈入点上结合成零。沿着微带电路140a和140b传播的射频信号被耦合到槽141上并从过渡区105c’和105d’辐射或“被发射”。这些信号形成波束，其视轴以背离空腔116的方向而垂直于腔体板12。如本领域所知，射频信号线138通过使用循环器(未示出)或发射/接收切换(未示出)来连接在接收和发射电路上。
场力线142、144、146显示了辐射元件100’的电场图形。在金属化层120c周围的区域中，电场线150从金属化层120c延伸到馈线114c。在金属化层120d周围的区域中，电场线152从馈线114d延伸到金属化层120d。在馈入表面106c’周围的区域中，电场线148从金属化层120c延伸到馈线114c。在馈入表面106d’周围的区域中，电场线149从馈线114d延伸到金属化层120d。在信号空点154’处，来自射频馈线114c和114d的射频场力线彼此充分抵消而形成了信号空点154’。射频馈线114c和114d以及过渡区105c’和105d’的设置减少了不对称模式的激发，其中不对称模式的激发会增加损失失配和交叉极化。此处，如电场线142所示的发射TEM模式是通过中间的具有如场力线146所示的Floquet模式的电场线144被转换的。接收到的起初具有Floquet模式的信号将降到平衡TEM模式。
在一个实施例中，辐射元件100’包括鳍片102b’和102c’(总称为鳍片102’)，鳍片的高度小于0.25λL，其中λL指工作波长范围的低端的波长。尽管理论上，这么短的辐射元件将会阻碍辐射或降低性能，但实际上发现比较短的元件能提供更好的性能。鳍片102b’和102c’被提供为一种形状，该形状匹配于平衡对称式馈入结构108’电路到自由空间的阻抗。形状可以通过本领域的经验或数学技术来确定。短电气交叉凹槽辐射元件100’包括两对金属鳍片102b’和102c’的部分，其中金属鳍片被设置于由平衡对称式馈入结构108’提供的开放空腔116的上方。金属鳍片102’的每一对被设置为垂直于另一对金属鳍片(未示出)。
在一个实施例中，空腔116的壁厚为0.030英寸。这样的壁厚能为阵列结构提供足够的强度，并且该壁厚与孔径中使用的辐射体鳍片102’具有相同的宽度。不带有天线屏蔽器(未示出)并且工作在频率7-12GHz上的辐射体鳍片102’的长度是0.250英寸，该长度是从交叉的鳍片102’的颈部(throat)上的馈入点到鳍片的顶部测量的。带有天线屏蔽器/匹配结构(例如图1中的匹配板30)的长度也许更短。应该认识到，天线屏蔽器的阻抗特性会影响信号向自由空间的转移，并且能使得鳍片102’更短。本领域的一般技术人员应该认识到，空腔116的壁的尺寸和鳍片102’的尺寸能够被调整以适应不同的工作频率范围。
短电气交叉凹槽辐射元件100’的工作原理是基于Marchand连接点原理(Marchand Junction Principle)。初始的Marchand平衡-不平衡转换器被设计为到平衡传输线转换器的同轴电缆。Marchand平衡-不平衡转换器将信号从同轴线一端上的不平衡TEM模式转换成另一端上的平衡模式。该转换发生在一个虚拟连接点上，在该接点上处于一种模式(TEM)的场降低并变成零，然后在另一端被重组为平衡模式，由于能量守恒而只有非常少的损失。当传输线上的射频场被分裂成两个信号时，模式场的取消将会发生，其中两个信号的相位彼此相差180度，然后将在虚拟连接点上结合在一起。这是通过在与两个相反的边界条件等距的连接点将信号分裂来完成的，其中相反的边界条件比如开路和短路。对于短电气交叉凹槽辐射元件100’，一个极化的输入是由馈入表面106’和凹槽端107(工作在TEM模式下)提供的一对微带线，其将0度信号馈入一侧，而将180度的异相信号馈入另一侧。这些信号在虚拟连接点信号空点154’(也被称作短电气交叉凹槽辐射元件100’的颈部)处集合。
在信号空点154’处，场降低并变成零，然后在短电气交叉凹槽辐射元件100’的平衡槽线的另一端被重组，然后向外传播到自由空间。短电气交叉凹槽辐射元件100’的两个相反的边界条件是在元件100’下方的短接的空腔和在每对辐射体鳍片102b’和102c’的尖端上(设置为靠近电场线146)所形成的开路。虚拟连接点的工作对于发射和接收是相反的。
在一个实施例中，短的辐射鳍片和空腔被制成一个单个的单元，以在缝隙处提供紧公差，在缝隙处四个交叉的鳍片102’相接。平衡对称式馈入电路108’也能被制成适合鳍片102’下方的空腔的面积，以进一步简化安装。对于接收应用，平衡-不平衡转换器电路136被包括在平衡对称式馈入电路108’中，以进一步来减小阵列的外形。与传统的宽带凹槽辐射体相比，短的交叉凹槽辐射元件100’表现出明显的提高，在使用了印制电路板技术的比较小的外形以及比较短的辐射元件100’上提供了较宽的带宽。辐射元件100’使用了对于特定的应用有益的同位置的(一致的)辐射方向图相位中心，以及物理上比较短的外形。包括较复杂的方凹槽辐射体在内的其他的宽带凹槽辐射体，不具有短电气交叉凹槽辐射元件100’的广角的对角面上的交叉极化隔离特性。平衡对称式馈入电路108’与短鳍片102’的结合将提供一种反应性耦合凹槽天线。反应性耦合凹槽使得能使用更短的鳍片长度，因而改进了交叉极化隔离。鳍片102’的长度将直接影响所能达到的宽带性能和交叉极化隔离程度。
在另一实施例中，鳍片102’比约0.25λL短得多(之前在14页第19行所讨论的为小于…估计这里应该是短得多)，其中λL指工作波长范围的低端的波长，而宽带双极化短电气交叉凹槽天线的辐射元件100’发射和接收具有选择性极化的信号，并具有同位置的(一致的)辐射方向图相位中心，因而在主平面与对角平面上具有良好的交叉极化隔离和轴比。当辐射元件100’与有创造性的平衡对称式馈入装置相结合时，辐射元件100’将提供较低的外形和较宽的带宽。在此实施例中，短鳍片102’也将提供反应性耦合凹槽天线。现有技术中的鳍片长度被确定为造成对角平面上的较差的交叉极化隔离性能的主要来源。可以确定，对角平面上的同极化和对角平面上的交叉极化程度都将随着鳍片的电气长度而变化。阵列环境中使用的短电气交叉凹槽辐射体鳍片的另一优点是对角平面上所获得的较高的交叉极化隔离程度，与现有的凹槽辐射体设计相比较，它能向外进行超过±50度的扫描，而现有的凹槽辐射体只能向外扫描±20度。
现在参考图4，单位元202包括多个鳍状元件204a、204b，这些鳍状元件被设置于平衡对称的锥形馈入电路220的上方。每对辐射元件204a和204b集中在平衡对称式馈入电路220的上方，平衡对称式馈入电路220设置在腔体板12(图1)中所形成的孔径中(图4中未示出)。该对辐射元件中的第一个204a基本垂直于该对辐射元件中的第二个204b。应该认识到，不需要射频连接器来将信号耦合到平衡对称式馈入电路220上。单位元202被设置在平衡对称式馈入电路220的上方，平衡对称式馈入电路220提供一个单个的开放空腔。空腔壁的内壁被标为228。
参考图4A，单位元202的典型的平衡对称式馈入电路220包括外罩226，外罩226具有中心馈入点234、对应于该单位元的一个极化的馈入部分232a与232b以及对应于该单位元的垂直极化的馈入部分236a与236b。外罩226还包括四个侧壁228。馈入部分232a和232b以及236a和236b中的每一个都具有内表面而且包括微带馈线(也被称作射频馈线)240和238，微带馈线240和238被设置于各内表面。每个微带馈线240和238还进一步被设置于各侧壁228的内表面。微带馈线238和240在相应的鳍状衬底204a、204b的下面相交，并在中心馈入点234处相连接。单位元的中心馈入点234凸起于外罩226的侧壁228的上部的上方。外罩226、侧壁228以及腔体板12提供了空腔242。微带馈线240和238在中心馈入点234处相交，并且沿着空腔242的每个壁存在于其底部。如所示的微带馈入结构244b，将射频信号耦合到腔体板12中的孔径222，其中微带馈入结构244b形成于侧壁228上的金属化层被去除的地方。在单位元202中，在中心馈入点234处形成一个连接点，并且根据Kirchoff的节点原理，中心馈入点234的电压将为零。
在一个特定的实施例中，平衡对称式馈入电路220是符合鳍片204a和204b的衬底的馈入表面的模制的部件。在此特定实施例中，微带馈线240和238通过蚀刻该部件的内表面而形成。在此特定实施例中，外罩226以及馈入部分232和236是模制的电介质。在此实施例中，辐射体的高度是0.250英寸，平衡对称式馈入电路220为正方形，其每条边测量为0.285英寸并且其具有的高度为0.15英寸。相应的栅格间距为0.285英寸以便工作在频率7-21GHz上。在中心馈入点234处，一块0.074英寸的正方形的接地层材料被去掉，以允许微带馈线240和238上的射频场可以向上传播到辐射元件204并辐射到孔径外。为了能完全地辐射，每个极化的微带馈线240和238以相位相差180度的方式被馈入，因此当两个相反的信号在中心馈入点234处相遇时，微带馈线240和238上的信号将互相抵消，但是微带馈线240和238上的能量被传递到辐射元件204a和204b上以向外辐射。对于接收信号，这种相反发生于信号向下被引导到辐射元件204a和204b上时，然后被分到微带馈线240和238上，然后被分裂成相位相差180度的两个信号。在另一实施例中，平衡-不平衡转换器(未示出)被合并到平衡对称式馈入结构220中。
现在参考图5，曲线272代表现有技术中的中心辐射元件在零度正向角(boresight angle)时相对于频率的扫描增益。曲线270代表辐射元件理论上的最大增益，而曲线274代表比增益曲线270低6db或低更多的曲线。现有技术中的辐射体中所呈现的共振将导致天线增益的减少，如曲线272所显示。
现在参考图5A，曲线282代表图3中的集中馈入的短电气交叉凹槽辐射元件100’在正向角为零度时所测量到的相对于频率的扫描增益。曲线280代表辐射元件理论上的最大增益，而曲线284代表比增益曲线280低大约1-3db的曲线。曲线在点286处具有测量的典型结果(artifact)，并且由于光栅波瓣而在点288处具有峰值。比较曲线272与282，能够看出，短电气交叉凹槽辐射元件100’与现有技术的辐射元件之间的增益相比较，存在大概6dB(能量上为4倍)的差别。因此，大概需要4倍的现有技术的辐射元件(或相当于现有技术的辐射元件阵列的孔径尺寸的四倍)才能提供图3中的短电气交叉凹槽辐射元件100’所能提供的在9∶1的带宽范围上的性能。由于短电气交叉凹槽辐射元件100’的性能，元件100’能够作为全通设备来工作。
当通过接近于理想性能的平衡-不平衡转换器来馈入时，短电气交叉凹槽辐射元件100’可以看成4-端口设备，一个极化由端口1和2来产生，以相同的幅度和180度的相位差馈入。端口3和4将类似地产生垂直极化。从2至18GHz，在所述的频率范围上以及60°的圆锥扫描量上的失配损失大概为0.5dB或更少。大部分的H-平面扫描量上的阻抗匹配仍保持控制得很好。
现在参考图6，一组曲线292-310显示了短电气交叉凹槽辐射元件100’(见图3)的极化纯度。这些曲线由图1中的阵列所示类型的一个单独的天线元件所产生，该天线元件被嵌入阵列中心，并且其他所有的辐射元件都被停止。
嵌入的元件的方向图是包括互耦效应的阵列环境中的元件的方向图。测量互耦阵列(MCA)上所取得的嵌入的元件的方向图。所显示的数据取自中心带附近的该阵列的中心元件。
各种平面(E、H和对角(D))上的共极化和交叉极化性能的方向图被给出。从曲线292-310可以看出，所提供的天线在60°的圆锥扫描量上具有超过10dB的交叉极化隔离。曲线292和310分别显示了中心元件在电场平面(E)上的共极化和交叉极化的方向图。曲线294和300分别显示了中心元件在磁场平面(H)上的共极化和交叉极化的方向图。曲线290和296分别显示了中心元件在对角平面上的共极化和交叉极化的方向图。曲线292、310、294、300、290和296分别显示了短电气交叉凹槽辐射元件100’表现出良好的交叉极化隔离性能。
在可选实施例中，两个副构件(图1和3中的鳍片102和102’以及平衡对称式馈入电路108和108’)的部件分别提供为单片电路的构件，以保证鳍片彼此间精确的设置以及在馈入点的相等的间距。通过保持最小公差和单元到单元的均匀，能够获得扫描角度和频率上一致的性能。
在另一实施例中，辐射元件100和100’的鳍片构件可以是机械加工的、浇铸的或注模的，以形成单个的部件。例如，一种金属基复合物，比如ALSiC(铝碳化硅)，能够提供非常轻的重量和高强度的元件，并带有较低的热膨胀系数和较高的导热系数。
在另一实施例中，通过设置在阵列中的辐射元件的上方的天线屏蔽器(未示出)，辐射元件100和100’从周围的环境中被保护。天线屏蔽器可以是天线的一个完整部分，并且可以被用作宽带阻抗匹配处理的一部分，做为单个的广角阻抗匹配板，或者，如本领域所知，也可以使用层状结构类型的天线屏蔽器。
这里所引用的所有公开和参考被清楚地结合在此以整体来作为参考。
已经对本发明的优选实施例进行了描述，现在本领域的一般技术人员显然清楚，结合了优选实施例的概念的其他实施例也可以被使用。因此应该认识到，这些实施例并不局限于所公开的实施例，而仅仅应受限于所附权利要求的精神和范围。

Claims (24)

1.一种辐射元件，包括：
一对彼此隔离的鳍状衬底，每个衬底都具有过渡区和馈入表面；
具有一对射频(RF)馈线的平衡对称式馈入结构，所述馈线与所述馈入表面的相应的一个馈入表面相邻地设置，并与之电磁耦合；以及
其中，该对射频馈线在所述过渡区的附近形成信号空点。
2.如权利要求1所述的辐射元件，其中：
所述平衡对称式馈入结构还包括外罩，该外罩具有形成空腔的多个侧壁；以及
该对馈线的每一个被设置在所述侧壁的相应的一个侧壁上，并且包括微带传输线。
3.如权利要求1所述的辐射元件，其中，该对鳍状衬底被设置以形成锥形槽。
4.如权利要求1所述的辐射元件，其中，所述平衡对称式馈入结构为凸起的平衡对称式馈入结构。
5.如权利要求1所述的辐射元件，其中，该对射频馈线中的第一个用于接收射频信号，并且该对射频馈线中的另一个用于接收相移了大约180度的射频信号。
6.如权利要求1所述的辐射元件，其中，该对衬底由导电材料提供。
7.如权利要求6所述的辐射元件，其中，该对衬底包括镀铜金属。
8.如权利要求1所述的辐射元件，其中，该对衬底包括金属化的衬底。
9.如权利要求1所述的辐射元件，其中，所述衬底中的每一个的高度小于约0.25λL，其中λL指工作波长范围的低端的波长。
10.如权利要求1所述的辐射元件，还包括：
彼此隔离的第二对衬底，每个衬底都具有过渡区并具有第二馈入表面，该过渡区形成第二锥形槽，该第二对衬底形成的平面基本上垂直于由所述第一对衬底所形成的平面；
其中，所述平衡对称式馈入结构包括第二对射频馈线，每一个所述第二对射频馈线与所述第二对过渡区中的一个过渡区的馈入表面相邻地设置，并与之电磁耦合；以及
其中，在所述信号空点附近，所述第二对射频馈线电磁耦合于所述第二馈入表面。
11.如权利要求1所述的辐射元件，其中，所述馈入表面的每一个都具有第一平面中的第一部分和第二平面中的第二部分，其中所述第一平面与所述第二平面形成从大约91度到大约180度的角度。
12.如权利要求1所述的辐射元件，其中，所述平衡对称式馈入结构还包括：
具有多个侧面和一个顶面的空腔，其与该对射频馈线相邻地设置；以及
一对传输馈线，每个传输馈线与所述空腔的相对的相应侧面相邻地设置，并且具有第一馈入端，该第一馈入端电磁耦合于该对射频馈线中相应的一个馈线。
13.如权利要求12所述的辐射元件，其中，该对传输馈线的每一个馈线还包括第二馈入端；以及
所述辐射元件还包括具有一对输出的平衡-不平衡转换器，每个所述输出都耦合到该对传输馈线的第二馈入端的相应的一个馈入端上。
14.如权利要求13所述的辐射元件，还包括一对放大器，每个放大器都连接在相应的平衡-不平衡转换器输出与该对传输馈线中的一个传输馈线的第二馈入端之间。
15.一种宽带天线，包括：
腔体板，其具有第一表面和第二相对表面；
第一多个鳍片，其彼此隔离地设置在所述腔体板的第一表面上，以形成具有馈入表面的第一多个锥形槽；
第二多个鳍片，其彼此隔离地设置在所述腔体板的第一表面上，以形成第二多个锥形槽，该第二多个锥形槽的每一个都基本上垂直于所述第一多个锥形槽中的相应的一个锥形槽，并且具有馈入表面；以及
设置在所述第一表面上的多个平衡对称式馈入电路，每个所述平衡对称式馈入电路都具有一对射频(RF)馈线，所述馈线电磁耦合到所述馈入表面的相应的馈入表面上。
16.如权利要求15所述的宽带天线，其中，所述腔体板还包括多个孔径；以及
其中，所述多个平衡对称式馈入电路的每一个都被设置在所述多个孔径中相应的一个孔径中。
17.如权利要求17所述的宽带天线，还包括连接器板，该连接器板与所述腔体板的第二表面相邻地设置，并且具有多个连接；
并且其中，所述多个平衡对称式馈入电路的每一个都具有多个馈入连接，每个所述馈入连接被耦合到所述多个连接器板连接的相应的一个连接上。
18.如权利要求15所述的天线，其中，所述鳍片的每一个的高度小于约0.25λL，其中λL指工作波长范围的低端的波长。
19.如权利要求15所述的天线，其中，所述多个平衡对称式馈入电路中的每一个都是凸起的馈入电路，该凸起的馈入电路的形状与所述多个鳍片中相应的一个鳍片的馈入表面相符。
20.如权利要求15所述的天线，还包括多个平衡-不平衡转换器，每个所述平衡-不平衡转换器都被耦合到相应的射频馈线上。
21.如权利要求20所述的天线，还包括多个射频连接器，每个所述射频连接器都被耦合到所述多个平衡-不平衡转换器中相应的一个平衡-不平衡转换器上。
22.一种用于在凹槽辐射元件中将波形的传播模式从TEM模式转换到Floquet模式的方法，该方法包括：
提供一对元件；
提供具有一对射频馈线的平衡对称式馈入电路；
将该对射频馈线耦合到所述元件上；
向所述元件馈入差分射频信号，该差分射频信号被耦合到该对射频馈线中的每个馈线上。
23.如权利要求22所述的方法，其中，该对元件中的每一个都包括一对衬底，每个衬底都具有过渡区和馈入表面，并且其中所述过渡区形成锥形凹槽。
24.如权利要求23所述的方法，其中，每个所述衬底的高度都小于约0.25λL，其中λL对应于工作波长范围的低端的波长。
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