CN1805258A - 一种升压电路 - Google Patents
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Abstract
一种升压电路，采用直流斩波升压电路，其特点是所述的直流斩波升压电路是由至少两个以上的直流斩波升压回路组成，且各直流斩波升压回路是采取共电容并联关系连接的，并通过错位交替互补来提高开关频率。其具体电路可以是在普通的斩波升压回路旁并联至少一个以上共电容的、相同原理的直流斩波升压回路，通过并联回路的错位交替互补来提高开关频率。
Description
技术领域
本发明属于一种升压电路结构，特别是指直流斩波升压电路。
背景技术
现有常规的升压斩波电路如图1所示。当开关K闭合时电感L储存电能，开关K断开时电感L通过二极管D向输出电容C充电。假设一个周期内开关K闭合时间为T1，断开时间为T2，当电感电流连续时，输出电压UO与输入电压Ui有如下关系(如图2所示)：
UO＝Ui(T1+T2)/T2
电路中开关K的开关频率越高，则电感L和电容C的值越小，装置的体积重量就越小。但有两个因素限制了开关K的开关频率：
1开关K通常采用IGBT或MOSFET功率器件，这些功率器件有一个安全开关时间，即T2最小不能小于器件的安全开关时间。举一个例子，假设采用的IGBT的安全开关时间为5uS，要求的输出电压和输入电压的比值为10，则开关周期最小为5uS×10＝50uS，即最大开关频率为20kHz。开关频率不允许再提高。
2开关K通常采用IGBT或MOSFET功率器件，每开关一次，都会产生相应的开关损耗。每次当开关K开通时，二极管D从开通态到截止态也会产生一定的开关损耗。如图3所示，开关K开通后，在二极管D两端电压立即变为-Vrrm，经过反向恢复时间trr后稳定在-Vr(即输出电压UO)。流过二极管D的电流先达到反向恢复电流峰值-Irrm，经过反向恢复时间trr后降低到0，二极管截止。二极管端电压与二极管截止前的反向恢复电流的乘积对反向恢复时间积分，得到的结果就是二极管关断损耗。反向恢复电流和反向恢复时间往往较大，从而造成较大的损耗，并且与开关频率成正比。受这一因素影响，开关频率提高受到限制。因此，很有必要对此加以改进。
发明内容
本发明的目的在于，针对现有普通直流斩波升压电路的不足，提供一种开关频率更高的直流斩波升压电路。该电路在一定程度上消除和减少了上述两个因素的影响，开关频率可成倍提高，从而达到进一步减小装置的体积、重量的目的。
本发明的目的是通过下述技术方案实现的。采用直流斩波升压电路，其特点是所述的直流斩波升压电路是由至少两个以上的直流斩波升压回路组成，且各直流斩波升压回路是采取共电容并联关系连接的，并通过错位交替互补来提高开关频率。其具体电路可以是在普通的斩波升压回路旁并联至少一个以上共电容的、相同原理的直流斩波升压回路，通过并联回路的错位交替互补来提高开关频率。其中：换流电感L1与二极管D1串接在电源线上，换流电感L1与二极管D1之间的接点与地线之间连接有开关K1，在二极管D1输出端电源线的接点3与地线之间连接有电容C，由此构成第一直流斩波升压回路，当开关K1闭合时电感L1储存电能，开关K1断开时电感L1通过二极管D1向输出电容C充电；在换流电感L1与二极管D1的两端跨接有串联的换流电感L2和二极管D2，同时在换流电感L2和二极管D2之间的接点与地线之间连接有开关K2，二极管D2输出端电源线的接点4与地线之间连接有与第一直流斩波升压回路同一电容C，并由此构成第二直流斩波升压回路，当开关K2闭合时电感L2储存电能，开关K2断开时电感L2通过二极管D2向输出电容C充电；第二直流斩波升压回路与第一直流斩波升压回路为并联关系，并通过错位交替互补来提高开关频率。
电路工作时，开关K1、K2交替工作，两者之一开通时，电感L储能，两者同时关断时电感L通过D1或D2向电容C充电。一个开关关断且经过时间T2后，是另一个开关开通而非刚关断的开关开通，这样，T2就可以小于功率器件的安全开关时间。在背景技术的例子中最大开关频率仅为20kHz，如果采用本电路，将T2减小为2uS，则开关周期最小可为2uS×10＝20uS，最大开关频率为50kHz，提高了2.5倍。
电路中L1和L2为换流电感，将大幅度减少二极管D1和D2的关断损耗。如图6所示，在T2阶段，开关K1和K2都处于关断状态，电感L通过二极管D1或D2给电容C充电。经过T2时间后，开通K1或K2，由于电感L1和L2的作用，二极管D1、D2承受的电流在关断时是逐步下降的，其反向恢复电流和反向恢复时间都大大减小，显然，二极管的关断损耗大大下降。由此，开关频率可进一步提高，相对负载电阻R的电压也将越高。实施本发明，突破了功率器件安全开关时间和二极管关断损耗对升压斩波电路开关频率的制约，使得装置可工作在更高的工作频率，从而降低装置的体积重量。
附图说明
图1为普通的斩波升压电路图；
图2为普通的斩波升压电路波形图；
图3为普通的斩波升压电路电压与电流的衰减图；
图4为本发明的斩波升压电路图；
图5为本发明的斩波升压电路波形图；
图6为本发明的斩波升压电路电压与电流的衰减图；
具体实施方式
下面将结合附图和实施例对本发明作进一步的描述。
采用直流斩波升压电路，电路见图4，其特点是所述的直流斩波升压电路是由至少两个以上的直流斩波升压回路组成，且各直流斩波升压回路是采取共电容并联关系连接的，并通过错位交替互补来提高开关频率。其具体电路可以是在普通的斩波升压回路旁并联至少一个以上共电容的、相同原理的斩波升压回路，通过并联电路的错位交替互补来提高开关频率。其中：换流电感L1与二极管D1串接在电源线上，换流电感L1与二极管D1之间的接点与地线之间连接有开关K1，K1为IGBT或MOSFET功率器件，在二极管D1输出端电源线的接点3与地线之间连接有用于升压的电容C，由此构成第一直流斩波升压回路，当开关K1闭合时电感L1储存电能，开关K1断开时电感L1通过二极管D1向输出电容C充电；在换流电感L1与二极管D1的两端跨接有串联的换流电感L2和二极管D2，同时在换流电感L2和二极管D2之间的接点与地线之间连接有开关K2，二极管D2输出端电源线的接点4与地线之间连接有与第一斩波升压回路同一电容C，并由此构成第二直流斩波升压回路，当开关K2闭合时电感L2储存电能，开关K2断开时电感L2通过二极管D2向输出电容C充电；第二斩波升压直流回路与第一直流斩波升压回路为并联关系，并通过错位交替互补来提高开关频率。
电路工作时，开关K1、K2交替工作，两者之一开通时，电感L储能，两者同时关断时电感L通过D1或D2向电容C充电。一个开关关断且经过时间T2后，是另一个开关开通而非刚关断的开关开通，这样，T2就可以小于功率器件的安全开关时间。在背景技术的例子中最大开关频率仅为20kHz，如果采用本电路，将T2减小为2uS，则开关周期最小可为2uS×10＝20uS，最大开关频率为50kHz，提高了2.5倍。
电路中L1和L2为换流电感，将大幅度减少二极管D1和D2的关断损耗。如图6所示，在T2阶段，开关K1和K2都处于关断状态，电感L通过二极管D1或D2给电容C充电。经过T2时间后，开通K1或K2，由于电感L1和L2的作用，二极管D1、D2承受的电流在关断时是逐步下降的，其反向恢复电流和反向恢复时间都大大减小，显然，二极管的关断损耗大大下降。由此，开关频率可进一步提高。
Claims (3)
1、一种升压电路，为直流斩波升压电路，其特征在于：所述的直流斩波升压电路是由至少两个以上的直流斩波升压回路组成，且各直流斩波升压回路是采取共电容并联关系连接的，并通过错位交替互补来提高开关频率。
2、如权利要求1所述的升压电路，其特征在于：所述的直流斩波升压电路是在普通的斩波升压回路旁并联至少一个以上共电容的、相同原理的直流斩波升压回路，通过并联回路的错位交替互补来提高开关频率；其中换流电感L1与二极管D1串接在电源线上，换流电感L1与二极管D1之间的接点与地线之间连接有开关K1，在二极管D1输出端电源线的接点3与地线之间连接有电容C，由此构成第一直流斩波升压回路，当开关K1闭合时电感L1储存电能，开关K1断开时电感L1通过二极管D1向输出电容C充电；在换流电感L1与二极管D1的两端跨接有串联的换流电感L2和二极管D2，同时在换流电感L2和二极管D2之间的接点与地线之间连接有开关K2，二极管D2输出端电源线的接点4与地线之间连接有与第一直流斩波升压回路同一电容C，并由此构成第二直流斩波升压回路，当开关K2闭合时电感L2储存电能，开关K2断开时电感L2通过二极管D2向输出电容C充电；第二直流斩波升压回路与第一直流斩波升压回路为并联关系，并通过错位交替互补来提高开关频率。
3、如权利要求2所述的升压电路，其特征在于：所述的直流斩波升压电路在换流电感L1与换流电感L2的接点1外串联有一用于储能的电感L。
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