CN1725138A - 电流型降压开关调节器 - Google Patents

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Abstract

提供一种电流型降压开关调节器，即使当过电流限制功能工作以降低输出电压时，仍可以增加过电流限制性能。该电流型降压开关调节器包括脉冲调节电路。当过电流被检测时，为了降低视在振荡频率(apparent oscillation frequency)，开关输出信号通过脉冲调节电路被减弱以被输出，从而降低了在过流检测比较器中由响应延迟带来的影响。

Description

电流型降压开关调节器
技术领域
本发明大体上涉及一种电流型降压开关调节器，尤其涉及电流型降压开关调节器的过电流限制电路。
背景技术
图6示出了现有的电流型降压开关调节器中的过流限制电路的电路图。开关107为线圈109提供输入电压VIN。误差放大器101放大通过第一电阻110和第二电阻111分割输出端113的输出电压VOUT和由基准电压源100提供的基准电压VREF之间的差值。
在减法器103中从误差放大器101中的输出信号中减去斜坡校正电路(slopecorrecting circuit)102输出的校正倾斜波(correcting)而得到的信号被输入到比较器104的反相输入端。从斜坡校正电路102输出的校正倾斜波为锯齿波，如图6所示。
通过将流过开关107的电流转换成电压而得到的信号被输入到比较器104的非反相输入端。虽然没有图示，但是电流通常用与开关107串联的感应电阻检测。具有与流过开关107的电流成比例的值的信号作为电压信息被输入到比较器104的非反相输入端。
当输出电压VOUT低时，误差放大器101中的输出电压增大。因此，为了使比较器104的逻辑状态可以从L变到H，需要给比较器104的非反相输入端提供具有较大值的电压信号。也就是，当输出电压VOUT低时，更多的电流(a more current)流过开关107，转化比较器104的输出信号。比较器104的输出信号通过或电路115被输入到SR锁存器106的复位端R。
振荡器105被连接到SR锁存器106的设置端S。如图6所示具有固定周期的脉冲信号从该振荡器105中输出。SR锁存器106的输出端Q连接到开关107。当SR锁存器106的输出端Q的电压水平变为H时，开关107打开。
与比较器104的情况类似，通过将流过开关107的电流转换成电压而得到的信号输入到过流检测比较器114的非反相输入端。如上面所描述的，电流通常采用与开关107串联的感应电阻检测。具有与流过开关107的电流成比例的值的信号作为电压信息被输入到过电流检测比较器114的非反相输入端。
另外，基准电压源113被连接到过电流检测比较器114的反相端。过电流检测比较器114的输出端被连接到或电路115的一个输入端。当流过开关107的电流增加时，输入到过流检测比较器114的非反相输入端的电压相应的增加。当电压大于基准电压源113设置的电压时，来自过流检测比较器114的输出信号的电压电平变高。因此，由于SR锁存器106被复位，所以开关107闭合。也就是，当操作状态为过电流状态时，开关107闭合。从而，防止电流再流动的过电流限制功能工作。
当开关107闭合时，流过开关107的电流值变为零。因此，由于来自于过电流检测比较器114的输出信号的电压电平变低，SR锁存器106被从振荡器105输出的下一个脉冲设置，以将开关107打开。当流过开关107的电流再一次增大时，操作重复执行，其中过流检测比较器114非反相输入端的电压电平变高以将开关107闭合(参考在降压控制器，“MAX796/MAX797/MAX799”，的数据列表中的PWM控制器的详细框图(第14页)，其用于MAXIM有限公司制造的同步校正型CPU电源。)。
当载荷电流增大以提供过电流限制状态时，在输出端113的输出电压VOUT降低，从而获得稳定的状态。然而，由于在输入端117的输入电压VIN是恒定的，因此用于控制开关107的信号的负载(duty)变小。负载实际上由下面的等式决定：
Duty＝VOUT/VIN
当负载变小时，在比较器104和过电流比较器114中的响应延迟给负载带来的影响变大。图7示出了流过连接到输出端113的载荷116的载荷电流IOUT和输出电压VOUT之间的关系。当载荷电流IOUT超过A点所指示的过电流检测电平时，过电流控制功能工作，使得输出电压VOUT为0V。如果比较器的延迟时间是零，负载实际上由等式Duty＝VOUT/VIN决定。然而，实际上，比较器具有延迟时间，该延迟时间对负载产生影响。当由VOUT/VIN决定的负载(负载时间)大时，比较器中的延迟时间可以被忽略掉。然而，当负载变小时，由比较器中的延迟时间带来的影响不能被忽略掉。在图6中示出的现有的电路中，遇到这样一个问题，当输出电压VOUT低时，由于比较器的响应延迟带来的影响在某些情况下，负载不能被减小到等于或是小于延迟时间的水平的情况，因此过电流限制功能不能工作。
与由斜坡校正电路102输出的锯齿波的振荡频率无关，比较器的响应延迟是恒定的。因此，当振荡频率变高时，由比较器的延迟时间带来的影响变大，其类似于负载变小的情况。当电流限制功能不工作时，出现这样一个问题，促使流过线圈109的电流和促使流过开关元件107的电流不受限制。同样，当电流超过允许的电流值时，将不能获得原始的感应值。此外，当MOSFET被用到开关元件107中时，MOSFET被加热。
发明内容
为了解决上述的问题，根据本发明提出一种具有过流检测电路的电流型降压开关调节器，其根据来自于过流检测电路的过流检测信号改变开关输出信号，其包括：
脉冲调节电路，其接收来自于过流检测电路的过流检测信号作为其输入，
其中，在过流状态，开关输出信号通过脉冲调节电路被减弱以被输出。
此外，脉冲调节电路包括SR锁存电路，并且在过流状态，在脉冲从过流检测电路输出后，任意数量的脉冲被减弱，被输入到SR锁存电路的设置端子。
根据本发明上述的结构，存在等价于在过电流状态中振动频率降低的情况的影响。因此，可以降低比较器中响应延迟造成的影响。
基于来自于用来检测过流状态的比较器的输出信号，在过流状态中，振动器的振动频率被减小以降低过流检测比较器中的反应延迟的影响，因此，即使当过流限制功能工作以降低输出电压时，过流限制特性也可以被加强。
附图说明
在附图中：
图1是电路图，其示出了根据本发明实施例的电流型降压开关调节器的结构；
图2是电路图，其示出了本发明的电流型降压开关调节器中的脉冲调节电路例子的详细结构；
图3是波形图，示出了在图2中的脉冲调节电路部分中的波形；
图4是电路图，示出了本发明的电流型降压开关调节器中的脉冲调节电路另一个例子的详细结构；
图5是波形图，示出了在图4中的脉冲调节电路部分中的波形；
图6是电路图，示出了一个现有的电流型降压开关调节器的结构；
图7是曲线图，示出了现有的电流型降压开关调节器的过流限制电路中的载荷电流IOUT和输出电压VOUT之间的关系，以及本发明的电流型降压开关调节器的过电流限制电路中的载荷电流IOUT和输出电压VOUT之间的关系。
具体实施方式
在过流状态，在脉冲从过流检测比较器中输出后，任意数量的脉冲被跳过，其被输入到SR锁存器的设置端子，由此带来等价于振动频率降低的情况的影响，因此过流检测比较器中的响应延迟带来的影响被降低，并且当输出电压VOUT较低时，过流限制性能被加强。
下面参照附图描述本发明的一个实施例。
图1是一个电路图，示出了根据本发明的一个实施例中的电流型降压开关调节器的结构。
开关107为线圈109提供输入电压VIN。误差放大器101将通过第一电阻110和第二电阻111分割在输出端113上的输出电压VOUT得到的电压与基准电压源100提供的基准电压VREF之间的差值放大。
在减法器103中从误差放大器101中的输出信号减去从斜坡校正电路102输出的校正倾斜波而得到的信号被输入到比较器104的反相输入端。从斜坡校正电路102输出的校正倾斜波为锯齿形波，如图6所示。
通过将流过开关107的电流转换成电压而得到的信号被输入到比较器104的非反相输入端。虽然没有图示但通常用与开关107串联的感应电阻检测电流。具有与流过开关107的电流成比例的值的信号作为电压信息被输入到比较器104的非反相输入端。
当输出电压VOUT低时，来自误差放大器101的输出电压增大。因此，为了使比较器104的逻辑状态可以从L变化到H，需要给比较器104的非反相输入端提供具有较大值的电压信号。也就是，当输出电压VOUT低时，更多的电流流过开关107，使比较器104的输出信号反相。来自比较器104的输出信号通过或电路115被输入到SR锁存器106的复位端R。
与比较器104的情况类似，通过将流过开关107的电流转换成电压而得到的信号输入到过流检测比较器114的非反相输入端。如上面所描述的，通常电流采用与开关107串联的感应电阻检测。具有与流过开关107的电流成比例的值的信号作为电压信息被输入到过电流检测比较器114的非反相输入端。
另外，基准电压源113被连接到过电流检测比较器114的反相端。过电流检测比较器114的输出端被连接到或电路115的一个输入端。
此外，来自于过电流检测比较器114的输出信号被输入到脉冲调整电路118中，以改变振荡器200的输出信号，由此当过电流产生时，被输入到SR锁存器106的设置端S中的任意数量的脉冲被跳过。
SR锁存器106的输出端Q与开关107连接。因此，当SR锁存器106的输出端Q的逻辑电平变为H时，开关107打开。
例如，当恰好在脉冲从过电流检测比较器114输出来之后被输入到SR锁存器106的设置端S的设置脉冲被跳过一个时，会带来等价于振荡频率降低的情况的影响。因此，比较器中的响应延迟带来的影响被降低。
图2示出了脉冲调节电路118的例子。来自于振荡器200的输出信号被输入到单触发(ong-shot)多振荡器201，振荡器201适于与脉冲前置沿(leadingedge)反应。来自于单触发多振荡器201的输出信号被输入到单触发振荡器202，振荡器202适于与脉冲的后置沿(trailing edge)反应。来自单触发多振荡器202的输出信号输入到与电路206的一输入端。
另外，来自于振荡器200的输出信号也被输入到D型触发器(flip-flop)203的时钟端。来自于D型触发器203的Q-B端的输出信号被输入到D型触发器203的数据端D以及与电路206的另一个输入端中的每一个。
图1中示出的过电流检测比较器114的输出端与SR锁存器204的设置端S相连接。与电路206的输出端与SR锁存器204的复位端R相连接。SR锁存器204的输出端通过转换器205与D型触发器203的复位端R相连接。
如图1中所示，与电路206的输出端与SR锁存器106的设置端S相连接。
图3示出了图2中的A1到G1点波形。当来自于过流检测比较器114的脉冲信号(具有在点D1处的波形X1)被输入到SR锁存器204的设置端S时，输出到D型触发器203的复位端R的输出信号改变。因此，D型触发器203的输出信号变化，并且来自于过电流多谐振荡器202的输出信号在这段时间段中(在C1点为波形Y1)不从与电路206输出。因此，脉冲信号被输出，其中本来应该输出到SR锁存器106的设置端S的一个脉冲被跳过(在G1点的波形)。
图4示出了脉冲调节电路118的另一个实施例，其中D型触发器207被加入到图2中示出的电路中。D型触发器203的输出端Q与D型触发器207的时钟端相连接。转换器205的输出端与D型触发器207的复位端R相连接。D型触发器207的输出端Q-B与D型触发器207的数据端D相连接。D型触发器207的输出端Q-B也与与电路206相连接。图5示出了此时A2到G2点的波形。
可以从图5中看出，当来自于过流检测比较器114的脉冲信号(具有在点D2处的波形X2)被输入到SR锁存器204的设置端S时，输出到D型触发器203和207的每一个复位端RS的输出信号会改变。因此，来自于D型触发器203和207的输出信号变化，并且来自于过电流多谐振荡器202的输出信号在这段时间段中(在C2点波形Y2、Y3)不从与电路206中输出。因此，脉冲信号被输出，其中本来应该输出到SR锁存器的设置端S的两个脉冲被跳过(在G2点的波形)。
此外，可以明显的看出，D型触发器207的额外提供可以增加在脉冲信号(在G2点的波形)中跳过的脉冲的数量，该脉冲信号在脉冲信号(在D2点的波形)被输入到过电流检测比较器114中后被输入到SR锁存器106的设置端S。
图7示出了当这个实施例中的过流限制电路被采用时，载荷电流IOUT和输出电压VOUT之间的关系。可以理解，当根据本实施例的过流限制电路被采用时，过流限制功能工作，并且因此即使当输出电压VOUT减小时，过流限制性能与现有的电路的情况相比被加强。
另外，即使电路结构不同于图2和4中示出的实施例的电路结构，只要振荡频率可以根据过流检测比较器114的输出信号改变，就可以获得与图2和4中示出的本发明实施例中的电路结构一样的效果。因此，本发明不限于图2和4中示出的电路结构。

Claims (2)

1.一种电流型降压开关调节器，包括过流检测电路的，用于根据来自于过电流检测电路的过电流检测信号改变开关输出信号，包括：
脉冲调节电路，其接收来自于过流检测电路的过流检测信号作为其输入，
其中，在过流状态，开关输出信号通过脉冲调节电路被减弱以被输出。
2.如权利要求1中的电流型降压开关调节器，其中所述脉冲调节电路包括SR锁存电路，并且在过流状态，在脉冲从过流检测电路输出后，任意数量的脉冲被减弱，被输入到SR锁存电路的设置端子。
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