CN1697360A

CN1697360A - 一种用于多输入多输出(mimo)天线阵列系统的检测方法

Info

Publication number: CN1697360A
Application number: CN 200510080100
Authority: CN
Inventors: 王启星; 李宝金; 杨大成
Original assignee: Beijing University of Posts and Telecommunications
Current assignee: Beijing University of Posts and Telecommunications
Priority date: 2005-06-29
Filing date: 2005-06-29
Publication date: 2005-11-16
Anticipated expiration: 2025-06-29
Also published as: CN100345405C

Abstract

本发明的目的是提供一种用于未来宽带多输入多输出(MIMO)天线阵列系统的能更进一步提高抗干扰能力的低复杂度的检测方法。本发明将多天线信号的处理放在频域上进行，用单载波频域均衡器对抗频率选择性衰落所引起的各种干扰；用串行干扰消除器和并行干扰消除器消除天线间的干扰。本发明中的融入傅里叶变换和傅里叶反变换到扩频码中的技术可以降低进行串行干扰消除时的时延。本发明中的检测方法实用、高效，尤其适用于未来实际宽带移动通信系统。

Description

一种用于多输入多输出(MIMO)天线阵列系统的检测方法

技术领域

本发明涉及一般数据通信，尤其涉及一种用于多输入多输出(MIMO)天线阵列系统的检测方法。

背景技术

未来的移动通信系统要求提供的数据传输速率将高达100Mbit/s，支持的业务也将从语音业务扩展到多媒体业务(包括实时的流媒体业务)。能够在有限的频谱资源上实现高速率和大容量的技术已经成为目前研究的热点。多输入多输出(MIMO)技术能够充分开发空间资源，利用基站和终端的天线阵实现多发射多接收，进而能够在不需要增加频谱资源和天线发射功率的情况下，成倍地提高信道容量。

目前，各国学者已经对多输入多输出(MIMO)系统的检测方法进行了广泛地研究。然而大多数研究针对的是各收发天线间的信道是平坦性衰落信道的单用户系统，这对于未来的宽带移动通信系统来说是不够全面的。未来的宽带移动通信系统通常要面临一个严峻的挑战：频率选择性衰落。所谓频率选择性衰落，指的是信道对发送信号在不同频率上有不同的衰落，从而产生严重的码间干扰、多址干扰和天线间的干扰。这些干扰对于要求高信噪比水平的系统(如MIMO系统)的性能影响非常大，在这样的系统中，接收机必须具有很好的抗干扰能力。

近年来有人提出在多输入多输出(MIMO)系统中使用正交频分复用(OFDM)技术来对抗频率选择性衰落，即MIMO-OFDM系统(如中国专利02827793.7“MIMO-OFDM系统的迭代检测和解码”)。多载波正交频分复用(OFDM)是一种并行传输技术，它有效地将系统带宽分为N个频率子信道，每个子信道的子载波被单独调制。符号周期是同速率单载波系统的N倍，对符号间的串扰的敏感性较单载波系统大大降低，从而能够更有效地对抗频率选择性衰落。OFDM的另一大优点是使用复杂度非常低的频域均衡器对信号进行检测。然而，相对于单载波系统，多载波正交频分复用系统仍存在着峰均比高和对相位噪声敏感等缺点，这就要求发射机的功率放大器具有更宽的线性范围，同时要求接收机采用相位噪声系数更小的调谐器和其他模拟器件，从而增加了整个系统的成本。

单载波系统是一种非常成熟的传输系统，当今的大部分移动通信系统都属于单载波系统。对抗频率选择性衰落最常用的方法就是使用单载波均衡技术，其通常分为单载波时域均衡技术和单载波频域均衡技术两类。单载波时域均衡技术也是一种成熟的技术，具备很强的抗干扰能力。然而，单载波时域均衡器的复杂度与信道的最大时延扩展成三次方增长。受硬件资源的限制，单载波时域均衡器在某些应用中很难得以实现(如MIMO系统)。另一种均衡技术——单载波频域均衡技术克服了单载波时域均衡技术和正交频分复用技术的缺点，汲取了它们的优点。在频率选择性衰落信道下，接收信号在时域上是发送信号和信道脉冲响应的卷积，而在频域上则是发送信号和信道频域响应的乘积。根据信道估计得到的信道频域响应，单载波频域均衡器分频点进行均衡，从而使计算复杂度得到大大地降低。理论上，单载波频域均衡器与单载波时域均衡器的性能是一样的，而它的复杂度和正交频分复用系统的复杂度相当。本发明的用于多输入多输出(MIMO)天线阵列系统的检测方法就是采用了单载波频域均衡器来对抗频率选择性衰落所引起的各种干扰，同时使用串行干扰消除器和并行干扰消除器消除天线间的干扰。这个检测方法不但性能好，而且复杂度也非常低。

发明内容

本发明的目的是提供一种用于未来宽带多输入多输出(MIMO)天线阵列系统的能更进一步提高抗干扰能力的低复杂度的检测方法。

本发明的检测方法的第一个特征是：在数据处理上，使用单载波频域均衡器对多发射天线的数据进行分离检测和对抗频率选择性衰落引起的各种干扰。单载波频域均衡器可以同时抑制天线间干扰、码间干扰、多址干扰，从而具有更好的抗干扰能力。首先，所有接收天线接收到的时域信号和估计的各信道冲激响应按块经过傅里叶变换单元变换为频域信号；然后，根据估计的信道频域响应，使用单载波频域均衡器按频点进行多发射天线频域信号的检测；最后将各发射天线的频域估计信号经过傅里叶反变换单元变换回时域，从而得到时域上的估计信号。单载波频域均衡器将单载波时域均衡器的大矩阵运算变为分频点的小矩阵运算，这就是单载波频域均衡器复杂度低的原因。本检测方法的单载波频域均衡器的均衡系数可以使用最小均方误差准则或者迫零准则得到。本检测方法的单载波频域均衡器同样适用于发射天线功率不相等、接收天线的噪声功率不相等且相关、发射天线的数据相关等多种情况。本检测方法的单载波频域均衡器可以使用插入循环前缀技术或填零技术或重叠截取技术来消除数据块间的干扰和构造信道矩阵的循环性。在以下的说明中，我们采用重叠截取技术。

本发明的检测方法的第二个特征是：通过采用将傅里叶变换和傅里叶反变换融入到扩频码中的技术，使得在接收机中省去了许多傅里叶变换单元和傅里叶反变换单元。这一技术就是将傅里叶变换单元和扩频器相结合成为一个扩频器(这个扩频器的扩频码是实际扩频码的傅里叶变换)，将傅里叶反变换单元和解扩器相结合成为一个解扩器(这个解扩器的扩频码也是实际扩频码的傅里叶变换)。这样在进行串行干扰消除时，可以减小大量的时延。

本发明的检测方法的第三个特征是：在进行各发射天线信号干扰消除时，只对消掉本用户的干扰。由于在天线间使用了扩频码重用技术，因此天线间的干扰严重地影响了检测效果。本发明的检测方法使用串行干扰消除器和并行干扰消除器对天线间干扰进行一些有效的消除，从而提高系统抗干扰的能力。研究发现天线间的干扰主要来自于本用户的干扰，也即同一个扩频码数据的干扰。本检测方法在进行串行干扰消除和并行干扰消除时，只重建和对消本用户的干扰，而其他用户的干扰仍然残存于接收信号中。这些其他用户的干扰可以利用扩频码的正交性进行有效抑制。

本发明的检测方法的第四个特征是：在进行串行检测时，只计算一次单载波频域均衡器的均衡系数，只进行一次所有发射天线的信噪比排序。在传统的检测方法中，每进行一次串行干扰消除之后，都需要重新计算一次均衡系数和重新对剩余发射天线的信噪比排序。然而在本检测方法中，只消除本用户的干扰，其他用户的干扰仍存在于接收信号中。这样每次重新计算的均衡系数的差别不大，况且在实际中噪声功率估计的误差也会引起均衡系数的波动。因此本检测方法只计算一次均衡系数，这使得检测的复杂度降低。只进行一次所有发射天线的信噪比排序也是同样道理。

基于以上四点特征，本发明提出了一种新的能更进一步提高多输入多输出(MIMO)天线阵列系统抗干扰能力的低复杂度的检测方法。所有接收天线接收到的时域信号和估计的各信道冲激响应首先经过傅里叶变换单元变换为频域信号；根据各信道的频域响应，通过最小均方误差准则或者迫零准则计算出频域均衡器在各个频点上的均衡系数；计算经过频域均衡器检测后的各发射天线的信噪比，并对其进行由大到小的排序；根据排序结果，在频域上依次使用单载波频域均衡器检测出相应发射天线的频域估计信号；然后经过融入了傅里叶反变换的解扩器、判决器得到本用户在该发射天线的判决数据；进行干扰再生后，通过干扰消除器将该发射天线本用户的频域信号从总接收频域信号中消除，作为下一个检测天线的接收信号；最后，在所有发射天线检测完后，将本用户在各发射天线的判决数据通过并/串变换器后作为本用户的输出数据。

按照本发明所提出的检测方法的结构，接收机应包含以下主要部分：傅里叶变换单元(101～10P，2011～20PL)、多天线单载波频域均衡器(301～30L，411～41L)、融入傅里叶反变换的解扩器(311～31L，421～42L)、判决器(321～32L，431～43L)、融入傅里叶变换的扩频器(331～33L)、信道恢复单元(341～34L)、存储器(361～36L)、干扰对消器(351～35(L-1))、并行干扰消除器(401)等。

下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步的详细描述。

附图说明

图1描述的是多用户多输入多输出(MIMO)天线阵列系统。

图2描述的是融入傅里叶变换的扩频器和融入傅里叶反变换的解扩器的原理。

图3描述的是在多输入多输出(MIMO)天线阵列系统中单载波频域均衡器的实施方法。

图4描述的是本发明的实施例1的流程图。

图5描述的是本发明的实施例2的流程图。

具体实施方式

首先对多用户多输入多输出(MIMO)天线阵列系统的结构作一些描述。参看图1，在系统中有L个发射天线和P个接收天线，其中P大于等于L。假设各天线是相互独立的，收发天线之间的信道是频率选择性衰落信道。在发射端，每个用户的高速编码符号数据流首先转换成L列并行的低速数据流。系统有U个用户，同一个用户的子数据流使用相同的扩频码进行扩频，不同用户的数据使用不同的扩频码进行区分。然后将所有用户的子数据流叠加起来分别从对应的发射天线发射出去。在接收端，P个接收天线接收的数据是同步的。

参看图2，图中描述的是融入傅里叶变换的扩频器和融入傅里叶反变换的解扩器的原理。傅里叶变换矩阵和傅里叶反变换矩阵可以分别表示为：

和 F^-1＝F^H (1)

扩频矩阵和解扩矩阵可以分别表示为：

和

(2)

其中，N表示处理数据块包含的符号数，M表示处理数据块大小，即M＝NQ；Q是扩频因子；F为M维方阵，C为NQ×N维矩阵，C^H为N×NQ维矩阵；符号[·]^*，[·]^T，[·]^H分别表示共轭、转置、共轭转置。

时域符号序列b经过扩频器和傅里叶变换单元后的频域码片序列d可以表示为

d＝FCb (3)

其中b包含N个符号。我们可以先将矩阵F和矩阵C结合为W，即W＝FC。频域码片序列d可以表示为：

d＝Wb (4)

其中W＝[W¹ W² … W^N]，Wⁿ是矩阵C的第n列向量的傅里叶变换。若融入了傅里叶变换的扩频矩阵W已知，频域码片序列d可以直接使用W对时域符号序列b进行扩频得到，从而省去了傅里叶变换单元。同理，频域码片序列d经过傅里叶反变换单元和解扩器后的时域符号序列b可以表示为：

b＝C^HF^Hd＝(FC)^Hd＝W^Hd (5)

同样若融入了傅里叶变换的扩频矩阵W已知，时域符号序列b可以直接使用W对频域码片序列d进行解扩得到，从而省去了傅里叶反变换单元。在采用循环前缀技术系统中，扩频矩阵和解扩矩阵如式(2)所示。而在采用重叠截取技术的系统中，处理数据块的长度M＝J+2S。其中，J为数据块中不重叠的码片个数，S为当前处理数据块分别与前后两个数据块的重叠码片个数。由于重叠截取技术要将检测后数据块边缘的2S个码片丢弃，只对数据块的J个码片进行解扩，所以扩频矩阵和解扩矩阵可以表示为：

(6)

其中，C′为(NQ+2S)×N维矩阵，(C′)^H为N×(NQ+2S)维矩阵，J＝NQ。所以，在重叠截取技术中，融入了傅里叶变换的扩频矩阵W＝FC′，融入了傅里叶反变换的解扩矩阵W^H＝(FC′)^H。为了简单起见，符号个数N一般取1。

参看图3，图中描述的是在多输入多输出(MIMO)天线阵列系统中单载波频域均衡器的实施方法。首先，所有的接收天线接收到的时域信号和估计的各信道冲激响应经过傅里叶变换单元(101～10P，2011～20PL)变换为频域信号：

r_k＝[r_k(1)r_k(2)…r_k(M)]^T，h_k，i＝[h_k，i(1)…h_k，j(V)0…0]^T (7)

R_k＝FFT_(M)[r_k]，R_k＝[R_k(1)R_k(2)…R_k(M)]^T (8)

H_k，i＝FFT_(M)[h_k，i]，H_k，i＝[H_k，i(1)H_k，i(2)…H_k，i(M)]^T (9)

k＝1，…，P i＝1，…，L m＝1，…，M (10)

其中FFT_(M)[·]表示对向量进行M阶的快速傅里叶变换，r_k表示第k根接收天线的信号向量，h_k，i表示从第i根发射天线到第k根接收天线的信道冲激响应，V表示信道冲击响应长度。所有频域信号分频点重新组合为(110、220单元实现的功能)：

R(m)＝[R₁(m)R₂(m)…R_P(m)]^T， (11)

m＝1，…，M

多天线单载波频域均衡器均衡系数可以表示为(220单元实现的功能)：

根据迫零准则有：

G_{ZF} (m) = {H {(m)}^{H} \times R_{N}^{- 1} (m) \times &EEgr; (m)}^{- 1} H {(m)}^{H} \times R_{N}^{- 1} (m)

(12)

m＝1，…，M

根据最小均方误差准则有：

G_{MMSE} (m) = {H {(m)}^{H} \times R_{N}^{- 1} (m) \times H (m) + R_{D}^{- 1} (m)}^{- 1} H {(m)}^{H} \times R_{N}^{- 1} (m)

(13)

m＝1，…，M

其中R_D(m)＝E{D(m)×D(m)^H}，R_N(m)＝E{N(m)×N(m)^H}，D(m)是所有发射天线在第m个频点的频域信号组成的向量，N(m)是所有接收天线的噪声在第m个频点的频域信号组成的向量。本算法同样适用于发射天线功率不相等、接收天线的噪声功率不相等且相关、发射天线的数据相关等多种情况。G(m)(表示G_ZF(m)或者G_MMSE(m))的第i行对应的是第i个发射天线在第m个频点的频域均衡系数。第i个发射天线的频域估计信号可以表示为(301～30L单元实现的功能)：

{\tilde{D}}_{i} (m) = G_{i} (m) \times R (m)

m＝1，…，M (14)

其中G_i(m)是G(m)的第i行。可以看出，单载波频域均衡器分频点对多发射天线频域信号进行分离检测。将各发射天线的频域估计信号经过融入傅里叶变换的解扩器(311～31L)变换成时域信号，再经过判决器(321～32L)，就得到本用户在各个发射天线的判决信号。

经过频域均衡器检测后各发射天线的平均信噪比(SNR/SINR)可以表示为：

{SNR (i)}_{for ZF} = \frac{1}{M} Σ_{m = 1}^{M} \frac{{[R_{D} (m)]}_{i, i}}{{[G_{ZF} (m) \times R_{N} (m) \times G_{ZF} {(m)}^{H}]}_{i, i}}

(15)

{SINR (i)}_{for MMSE} = \frac{1}{M} Σ_{m = 1}^{M} \frac{{[R_{D} (m)]}_{i, i} \times {| {[Z (m)]}_{i, i} |}^{2}}{{[Z (m) \times R_{D} (m)]}_{i, i} - 2 Re {{[Z (m) \times R_{D} (m)]}_{i, i} \times {[Z {(m)}^{H}]}_{i, i}} + {[R_{D} (m)]}_{i, i} \times {| {[Z (m)]}_{i, i} |}^{2}}

(16)

当满足R_D(m)＝I，

R_{N} (m) = σ_{n}^{2} I

时，可以简化为：

{SNR (i)}_{for ZF} = \frac{1}{M} Σ_{m = 1}^{M} \frac{1}{σ_{n}^{2} {[{(H {(m)}^{H} H (m))}^{- 1}]}_{i, i}}

(17)

{SINR (i)}_{for MMSE} = \frac{1}{M} Σ_{m = 1}^{M} \frac{{[G_{MMSE} (m) \times H (m)]}_{i, i}}{1 - {[G_{MMSE} (m) \times H (m)]}_{i, i}}

(18)

其中[·]_i，j表示矩阵的第i行第i列，|·|表示复数的模，I表示单位矩阵。

参看图4，图中描述的是本发明的实施例1的结构图。使用该检测方法的接收机由傅里叶变换单元(101～10P，2011～20PL)、多天线单载波频域均衡器(301～30L)、融入傅里叶反变换的解扩器(311～31L)、判决器(321～32L)、融入傅里叶变换的扩频器(331～33(L-1))、信道恢复单元(341～34(L-1))、干扰对消器(351～35(L-1))、并/串变换器(441)等组成。其流程可以表示为：

1)所有接收天线接收到的时域信号和估计的各信道冲激响应首先经过傅里叶变换单元(101～10P，2011～20PL)变换为频域信号；

2)根据各信道的频域响应，计算出所有发射天线的频域均衡器在各个频点上的均衡系数(220单元实现的功能)；

3)计算经过频域均衡器检测后各发射天线的平均信噪比(SNR/SINR)，并对其进行由大到小的排序(230单元实现的功能)；

4)使用频域均衡器对信噪比最大的发射天线进行干扰抑制并检测得到该发射天线的频域估计信号(301单元实现的功能)；

5)将检测得到的该发射天线的频域估计信号经过融入傅里叶反变换的解扩器(311)、判决器(321)后得到本用户的判决数据；

6)此判决数据一路作为输出，另外一路经过融入傅里叶变换的扩频器(331)变换为频域信号。在信道恢复单元(341)，将频域信号与该发射天线对应的信道频域响应(即式(11)H(m)中该发射天线对应的列向量)逐频点进行复数相乘，在频域上重建出此发射天线本用户的干扰；

7)将这干扰与接收的频域信号进行对消(351单元实现的功能)，从而减小了剩余发射天线所受到的干扰；

8)重复步骤4到步骤7对下一个信噪比次大的发射天线进行检测，直至所有的发射天线检测完毕；

9)将所有发射天线的判决数据通过并/串变换器(441)，输出本用户的数据；

参看图5，图中描述的是本发明的实施例2的结构图。使用该检测方法的接收机由傅里叶变换单元(101～10P，2011～20PL)、多天线单载波频域均衡器(301～30L，411～41L)、融入傅里叶反变换的解扩器(311～31L，421～42L)、判决器(321～32L，431～43L)、融入傅里叶变换的扩频器(331～33L)、信道恢复单元(341～34L)、存储器(361～36L)、干扰对消器(351～35(L-1))、并行干扰消除器(401)、并/串变换器(441)等组成。其流程可以表示为：

5)将检测得到的该发射天线的频域估计信号经过融入傅里叶反变换的解扩器(311)、判决器(321)、融入傅里叶变换的扩频器(331)、信道恢复单元(341)后，在频域上重建出此发射天线本用户的干扰；

6)将此重建的干扰一路用存储器(361)存下来，另外一路与接收信号进行干扰对消(351单元实现的功能)，从而减小剩余发射天线所受到的干扰；

7)重复步骤4到步骤6对下一个信噪比次大的发射天线进行检测，直至所有的发射天线检测完毕；

8)当得到所有发射天线本用户的重建干扰后，再进行一次简单的并行干扰消除(401单元实现的功能)，即将除本天线外的所有发射天线本用户的干扰从接收信号中消除掉；

9)然后再使用单载波频域均衡器(411～41L)并行地检测出各发射天线的频域估计信号；

10)将检测得到的各发射天线的频域估计信号并行地经过融入了傅里叶反变换的解扩器(421～42L)、判决器(431～43L)，得到本用户在各个发射天线的判决数据；

11)将所有发射天线的判决数据通过并/串变换(441)，输出本用户的数据；

仿真实验表明，本发明可以进一步降低无线通信系统的计算复杂度，并且能够改善系统性能，降低检测时延。另外，本发明(若采用重叠截取技术)可以直接应用于目前的单载波系统中，不需对空中接口进行修改。

总之，本发明是一种适用于未来宽带多输入多输出(MIMO)天线阵列系统的实用的高效的检测方法。

Claims

1.一种用于多输入多输出(MIMO)天线阵列系统的检测方法，其特征在于，在频域内对多天线信号进行分离检测。

2.如权利要求1中所述的用于多输入多输出(MIMO)天线阵列系统的检测方法，其特征在于，由傅里叶变换单元(101～10P，2011～20PL)、多天线单载波频域均衡器(301～30L，411～41L)、融入傅里叶反变换的解扩器(311～31L，421～42L)、判决器(321～32L，431～43L)、融入傅里叶变换的扩频器(331～33L)、信道恢复单元(341～34L)、存储器(361～36L)、干扰对消器(351～35(L-1))、并行干扰消除器(401)、并/串变换器(441)等组成。

3.如权利要求1中所述的用于多输入多输出(MIMO)天线阵列系统的检测方法，其特征在于，通过将傅里叶变换和傅里叶反变换融入到扩频码中的技术，在接收机中省去了许多傅里叶变换单元和傅里叶反变换单元。

4.如权利要求3中所述的将傅里叶变换和傅里叶反变换融入到扩频码中的技术，其特征在于，将傅里叶变换单元和扩频器相结合成为一个扩频器，将傅里叶反变换单元和解扩器相结合成为一个解扩器。

5.如权利要求1中所述的用于多输入多输出(MIMO)天线阵列系统的检测方法，其特征在于，在进行各发射天线干扰消除中，只对消本用户的干扰。

6.如权利要求1中所述的用于多输入多输出(MIMO)天线阵列系统的检测方法，其特征在于，只进行一次单载波频域均衡器均衡系数的计算和只进行一次所有发射天线的信噪比排序。

7.如权利要求1中所述的用于多输入多输出(MIMO)天线阵列系统的检测方法，其特征在于，其实现步骤为：

6)此判决数据一路作为输出，另外一路经过融入傅里叶变换的扩频器(331)变换为频域信号。在信道恢复单元(341)，将频域信号与该发射天线对应的信道频域响应逐频点进行复数相乘，在频域上重建出此发射天线本用户的干扰；

8.如权利要求1中所述的用于多输入多输出(MIMO)天线阵列系统的检测方法，其特征在于，其另一个实现步骤表示为：

11)将所有发射天线的判决数据通过并/串变换器(441)，输出本用户的数据。