CN1675822A - 宽带vco谐振电路方法和装置 - Google Patents

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Abstract

宽带压控振荡器(VCO)使用在大范围谐振频率上可调的谐振电路。谐振电路使用电压可变的元件，使得谐振频率以及振荡频率都是电子可调的。电压可变的元件被排列以便使多个控制电压确定谐振频率。第一控制电压被加于第一组调谐元件，并且充当谐振频率的粗调控制。第二控制电压被加于第二组调谐元件，并且充当谐振频率的微调控制。在多个元件上使用多个控制电压能够在维持低VCO增益的同时获得一宽带VCO。

Description

宽带VCO谐振电路方法和装置
发明背景
技术领域
本发明涉及电子电路，尤其涉及宽带压控振荡器(VCO)和其中使用的谐振电路。
背景技术
在许多电子设备中使用振荡器来提供频率源。振荡器在接收机和发射机中被用作基准频率或者被用作对信号进行频率转换的本地振荡器。振荡器结合正反馈使用增益元件或放大器来产生一再生信号。合成的振荡器具有一频率输出，其中增益大于或等于一，反馈信号的相位等于零。通常在反馈路径中放置一频率敏感的移相电路或元件来产生一特定的振荡频率。一种这样的频率敏感的移相电路是一谐振电路，也称为储能电路(tank circuit)。
压控振荡器(VCO)是一可调振荡器。VCO的输出是频率可由公式ω(t)＝ω0+Ku(t)表征的信号，其中ω(t)表示VCO的角频率，ω0表示VCO的初始频率或中心频率。K是VCO增益，u(t)是控制电压信号。谐振频率主要确定了振荡频率，而谐振电路的调谐敏感度主要确定了VCO增益。
为了创建一VCO，谐振电路由至少一个可变组件组成。可变组件的电抗是控制信号(一般是电压电平)的函数，使得零相位的频率以及振荡频率也是可变的。如果要求VCO在一大频率范围上调谐，则可变组件必须能在该大频率范围上调谐谐振电路。能覆盖一大频率范围的可变谐振电路的可能电路实现包括：结合高度敏感的可变组件的谐振电路、以及要求扩展的控制电压范围的谐振电路。第一种可选电路产生一些问题，因为VCO增益变得很高，VCO增益一般用射频(RF)振荡器的MHz/电压来度量。高的VCO增益导致对于相对较小的控制电压变化有很大的频率变化，并使VCO更易受调谐输入或控制线路上感应到的噪声所影响。第二种可选电路也有缺点，因为所需的控制电压范围很大。大的控制电压对于具有有限电源电压范围的电池供电电子设备产生一问题。
由于谐振电路把振荡器调谐到期望的工作频率，因此在给定的控制电压电平下维持特定的输出频率时，谐振电路的品质因数(Q)相当重要。较低的电路Q产生较为平缓的相位响应，而较高的电路Q产生较为尖锐的相位响应。期望较高的电路Q使小相位变化对输出频率的效应最小。对于给定的相位变化而言，VCO输出频率的变化在具有较低电路Q的电路中更为显著。对于同一给定的相位变化，低Q电路中频率变化幅度比高Q电路中频率变化幅度要大。
如上所述，使用谐振电路来建立其输出频率的VCO可以在多种通信设备中使用，比如结合在无线电话中的接收机或发射机。接收机或发射机可能被要求在多个频带或扩展的频率范围上工作。多个频带可能是连续或断开的。而且，接收机或发射机可能受电池供电，因此具有有限的电压范围供谐振电路在其上调谐。这样，需要的是一种VCO或VCO的谐振电路，其能够在大频率范围上调谐、对噪声不敏感、并且要求有限的控制电压范围。
发明内容
公开了一种用于产生在宽带上可调的频率信号的宽带VCO和方法。宽带VCO使用了在大范围的谐振频率上可调的谐振电路。该谐振电路包括电压可变的元件，从而使谐振频率以及振荡频率是电子可调的。电压可变元件被排列以便使多个控制电压确定谐振频率。第一控制电压被加于第一组调谐元件，并且充当谐振频率的粗调控制。第二控制电压被加于第二组调谐元件，并且充当谐振频率的微调控制。
第一控制电压确定了工作频带，而第二控制信号确定了由第一控制信号确定的频带内的工作频率。宽带VCO可以在一频率合成器内实现，或者可以作为诸如无线电话这样的无线通信设备内的频率源来实现。
附图说明
通过下面提出的结合附图的详细描述，本发明的特征、性质和优点将变得更加明显，附图中相同的元件具有相同的标识，其中：
图1是具有按照本发明的VCO的无线收发机的功能框图。
图2是具有按照本发明的VCO的频率合成器的功能框图。
图3是平衡谐振电路实施例的功能框图。
图4是单端谐振电路实施例的功能框图。
图5是另一平衡谐振电路实施例的功能框图。
图6是另一单端谐振电路实施例的功能框图。
图7是另一平衡谐振电路实施例的功能框图。
图8是另一单端谐振电路实施例的功能框图。
图9是另一平衡谐振电路实施例的功能框图。
具体实施方式
以下实施例公开了克服过去在创建具有大范围频率上可调的谐振电路的VCO时所经受的困难。图1示出无线收发机100的功能框图，无线收发机100使用随后描述的至少一个宽带VCO。无线收发机100可以是一无线电话，比如能够通过一个或多个无线通信系统进行通信。
天线102提供了无线收发机100和无线信道间的接口。无线收发机100接收到的信号由天线102耦合到天线共用器104。天线共用器104用于把收发机100的发射部分和接收机部分电学地隔开。一般而言，天线共用器104使接收频带内的信号能以最小的衰减从一个天线端口耦合到接收端口。此外，天线共用器使发射频带内的信号能以最小衰减从一个发射端口耦合到天线端口。然而，天线共用器的天线端口处在接收频带外的信号，特别是发射频带内的信号，在到达天线共用器104的接收端口以前被大大衰减。这样，在使来自天线102的接收信号能耦合到接收机并使来自发射机的信号能耦合到天线102的同时，把接收机与发射机电学地隔开。
天线共用器104的接收端口处的接收信号与RF滤波器110电耦合。RF滤波器110一般在衰减带外信号时通过整个接收频带。此外，RF滤波器110一般具有最小的通带衰减以便使接收机噪声系数最小，噪声系数是一个有价值的系数。RF滤波器110的信号输出耦合到低噪声放大器(LNA)112。LNA 112放大接收信号并且是负责表征接收机噪声系数的组件。来自LNA 112的经放大的输出被耦合到RF混频器120。本振(LO)信号从振荡器180耦合到RF混频器120的LO端口。
振荡器180可以是下面实施例中描述的可调振荡器。振荡器180可以是根据接收信号的期望频率调到一工作频率的合成振荡器。尽管图1示出的振荡器180直接连到RF混频器120，然而可以理解，从振荡器180的输出到RF混频器120的电连接可以用放大器、滤波器、衰减器或者信号处理和耦合元件的任一组合来实现。
来自LNA 112的接收信号和来自振荡器180的输出在RF混频器120内经频率转换。RF混频器120的输出一般是具有固定中心频率的中频(IF)信号。然而，根据接收信号的中心频率与振荡器180输出的中心频率之间的关系，IF中心频率可以是一可变的频率。RF混频器120的IF输出被耦合到IF滤波器122。
与RF滤波器110相比，IF滤波器122一般有较窄的通带。IF滤波器122用于对所关注的频带外的信号进行衰减。IF滤波器122一般具有一通带，该通带约等于IF中心频率固定时单个信道的带宽。
IF滤波器122的输出被耦合到一IF放大器124，其中信号被放大。IF放大器124可以是作为自动增益控制(AGC)电路一部分的可变增益放大器。IF放大器124的输出耦合到IF混频器130。
IF混频器132的LO端口由接收IF LO 132的输出所激励。接收IF LO 132一般是一固定频率振荡器，而可变频率振荡器可用于接收IF中心频率不固定的场合下。
接收IF LO 132输出和接收IF信号在IF混频器130内经频率转换。IF混频器130的期望输出一般是一基带信号。基带信号从IF混频器130的输出耦合到基带滤波器134。基带滤波器134衰减不期望的信号并通过所关注的频率。
基带滤波器134的输出被耦合到基带放大器136。基带放大器136用来在将信号耦合到基带处理器140之前来放大该信号。基带处理器140对基带信号执行随后的信号处理。处理可包括接收信号的解调以及把所提取的信息路由到期望的目的地。例如，接收到的语音信号可以被耦合到扩音器(未示出)以便被广播到用户，或者接收到的指令信号可以被耦合到无线收发机100内的适当寄存器。
无线收发机100的发射机部分以与接收机互补的方式进行工作。来自基带处理器140的基带发射信号被耦合到基带滤波器152。例如，发射信号可以是已调的语音或数据信号。基带处理器140可以从一外部源(未示出)接收信号，并且执行模数转换以及信号调制和前向纠错。基带滤波器152对基带处理器140的信号输出进行通带限制，并把经滤波的信号耦合到基带放大器154。
经放大的基带信号被耦合到发射IF混频器160的输入。发射IF混频器160的LO端口由发射IF LO 162的输出所激励。发射IF混频器160把基带发射信号频率转换成一发射IF。发射IF可以是一固定的中心频率，或是处在可变的中心频率。发射IF混频器160的输出被耦合到发射IF滤波器164。发射IF滤波器164一般用来删除噪声以及不期望的混频器频率分量。
然后把经滤波的发射IF信号耦合到IF放大器106。发射路径中的IF放大器用来放大发射信号。IF放大器166可能有一可变增益，并且可能形成一部分的发射自动增益控制回路(未示出)。经放大的发射IF信号被耦合到发射RF混频器170。
发射RF混频器170还从用于提供接收LO的振荡器180接收一LO信号。可以理解，可以选择接收和发射IF中心频率，使单个振荡器180可以被用作用于发射RF上变频以及用于接收RF下变频的LO。还可以理解，发射和接收路径的单独振荡器可以代替单个振荡器180而使用。
发射RF混频器170的输出是处在发射RF中心频率下的信号。发射RF信号从发射RF混频器170的输出被耦合到激励放大器171。激励放大器用于在最终功率放大器内的放大前对发射RF信号进行放大。此外，激励放大器171可能形成用于控制发射功率的发射自动增益控制回路(未示出)的一部分。来自激励放大器171输出的发射RF信号被耦合到发射RF滤波器172，后者可用于删除不期望的混频器产物以及激励放大器171中产生的不期望产物。经滤波的发射RF信号被耦合到RF放大器174，后者一般是以高功率的放大器。RF放大器174的输出被耦合到计算器或隔离器176。计算器或隔离器176用于向RF放大器176提供恒定载荷，并用于把放大器174的输出与入射信号和反射信号隔开。隔离器176的输出被耦合到天线共用器104，后者把发射RF信号耦合到天线102以便传送到目的地。
图2示出频率合成器200的功能框图，频率合成器200比如可用于图1所示的振荡器180。频率合成器200可以在无线通信设备内实现，比如无线电话。可能期望无线电话能工作在多个频带内。例如，无线电话可以被配置成工作在蜂窝频带内以及PCS频带内。此外，可能期望无线电话也工作在GSM、个人手持电话或者某些其它通信频带或某些通信频带的组合中。VCO 210可以受控制以便工作在所有期望的工作频带上，而不是实现多个VCO，每个都能工作在一有限的频带内。多个频带可能是连续的或是断开的。在有多于两个频带时，一些频带是相邻的，而另一些是断开的。此外，任何两个频带都可能是重叠的或者可能互相排斥。
频率合成器200使用一宽带VCO 210，以下详细描述。VCO 210使用第一输入，其接收一个能确定工作频带的控制信号。频带控制信号一般不用来把VCO210调谐到一精确的频率，而是用来把VCO 210输出频率控制在一特定的工作频带。然而，频带控制信号可能是连续变化的，可能期望把频带控制信号实现为多个离散信号，每个离散信号都对应于一特定频带。处理器(未示出)或者某些其它类型的逻辑电路可能提供频带控制信号。频带控制信号可以是对应于一特定频带的电压。多个频带控制电压或其数字表示可能被保存在存储器中，并且根据期望的工作频率被调用和施加于VCO 210。或者，处理器可能在工作期间确定频带控制信号。
VCO 210在频带控制信号所确定的频带内输出一频率。VCO 210输出也可以被提供给分频器220。分频器220分割VCO 210输出频率以产生在锁相环中用来确定期望的VCO 210输出频率的较低频率。分频比一般由处理器确定，并且可能从一千变为几万。分频器220的输出作为输入被提供给相位检测器230。
基准频率被提供给相位检测器230的第二输入。基准频率一般由一稳定的频率源产生，比如晶体振荡器或温控晶体振荡器(未示出)。根据相位检测器230所使用的频率，稳定频率源的输出可能被基准频率分频器(未示出)分割或可能不被分割。
相位检测器230把经分割的VCO 210输出信号的相位与被提供给其基准输入的信号的相位相比较。相位检测器230输出一个取决于相对相位的信号。相位检测器230输出一般是电流或电压。相位检测器230的输出被耦合到环路滤波器240。环路滤波器240确定在频率合成器200内实现的锁相环的频率响应。环路滤波器240的输出被提供给VCO 210的第二控制输入，以便把输出频率调谐为频带控制信号或频带选择信号所确定的频带内的一个特定频率。可以理解，在频带选择信号为恒定时，VCO 210增益由第二控制输入的敏感度来确定。这样，在允许输出频率在大范围上调谐时，VCO 210增益会很低。
图3到图9示出谐振电路的各个实施例的功能框图。这些图中，功能框图已经使可能在使用谐振电路实施例的VCO中所包括的非调谐元件的数目最小。例如，放大器连接T1和T2一般被视为到谐振电路的直接连接。然而，在一些设计中，振荡器设计中所使用的放大器的DC工作点可能在总体上影响各个调谐元件或谐振电路的操作。这样，在这些振荡器实现中，DC隔直电容器一般串联在每个放大器连接和谐振电路之间。DC隔直电容器一般被选择，以使其不影响谐振电路的调谐特征。
此外，控制电压连接V1和V2一般被视为到谐振电路的直接连接。耦合到控制电压连接的设备一般不形成谐振电路的一部分。这样，振荡器实现一般包括从每个控制电压连接到AC接地的连接。AC接地可以被实现为从控制电压连接到接地或电压公用块的电容器。AC接地所使用的电容器一般至少在谐振频率下提供一AC接地。此外，AC接地电容器不应有害地影响谐振电路的调谐。
图3示出谐振电路300的功能框图，谐振电路300可以与放大器或其它增益元件共同用来产生VCO。可以理解，谐振电路可以用平衡电路来实现，该平衡电路到放大器的连接相对于电压返回块、电压公用块或信号接地端呈现为镜像。或者，谐振电路可以用单端电路实现，该单端电路有一条信号路径引到电压返回块、电压公用块或信号接地端。
图3所示的谐振电路300是具有两个连接T1和T2的平衡电路，连到用于产生VCO的增益元件。此外，谐振电路300有两个输入端V1和V2，用于接收控制电压信号。
谐振电路300可包括并行放置的三个电抗元件。谐振频率由三个电抗元件的并联谐振确定。第一电抗元件包括与第二变抗器314串联的第一变抗器312。变容二极管一般称为变抗器，被视为电学上等价于电压可变的电容器。电容值部分地根据施加于变容二极管的反向电压来确定。制造商可以配置变容器来为相应的电压提供给定的电容。不同模式的变容器可以为同一反偏提供不同的电容值。
放置第一变容器312使其正极与第一放大器连接T1电连接。第一变容器312的负极与第二变容器314的负极电连接。第二变容器314的正极与第二放大器连接T2电连接。两个变容器负极的公共电连接被用作第一控制输入。
第二谐振由第三变容器332与第四变容器324串联组成。第三变容器的正极与第一放大器连接T1电连接，因此对于第一变容器312的正极是公共的。第三变容器322的负极与第四电容器324的负极电连接。第四变容器324的正极与第二放大器连接T2电连接，因此连到第二变容器314的正极。第三变容器332和第四变容器324负极的公共连接被用作第二控制输入。
第三电抗由第一电感器332和第二电感器334电学上串联而组成。第一电感器332的第一端子与第一放大器连接T1电连接。第二电感器324的第一端子与第二放大器连接T2电连接。第一电感器332和第二电感器334的第二端子与电压返回块、电压公用块或接地端电连接。
这样可以理解，谐振频率由各个电抗组件的值来确定。频带控制输入可以是取决于变抗器值的选择的第一控制输入或第二控制输入。例如，令第一控制输入表示频带选择输入。向第一控制输入施加频带选择电压。第三和第四变容器332和334可在其上调谐的电抗值范围小于第一和第二变容器312和314调谐的电抗值范围。这样，频带选择电压确定了谐振电路300可在其上调谐的频带。因此，所选频带内的谐振频率由第二控制输入端施加的信号所确定。如果在第一控制输入端施加一恒定电压，则通过完全调谐第二控制输入端的范围获得的谐振频率范围表示了工作频带。
可以理解，第一和第二变容器312和314的选择以及第一控制电压值的选择确定了谐振电路300以及使用谐振电路300的相应VCO的可调范围。如果允许第一控制电压在离散值上调谐，则表示相应的频带数量。频带可以是相邻的、重叠的、互斥的、或是断开的，这由第一控制电压确定。第二控制输入可以在整个调谐范围上连续变化，因此可用来把VCO连到锁相环或频率合成器。然后，VCO增益由第二控制输入确定。由于第三和第四变容器322和324被配置成在相对小范围的电容值间调谐，因此相应的VCO增益为低。
对第一和第二控制电压输入施加的电压可以在谐振电路300处施加前被滤波。如上所述，可以在锁相环的控制回路内使用低通滤波器来激励谐振电路300的第二控制电压输入。低通滤波器也可用于控制电压源和第一控制电压输入之间。低通滤波器可用来滤除控制电压信号上不期望的噪声以便把频带选择信号保持在一恒定值。
图4表示了谐振电路400的单端实施例。在单端设计中，仅存在一个放大器连接T1。然而，仍有两个控制电压输入V1和V2表示频带选择输入和频率调谐输入。
单个电感器432在放大器连接T1和电压公用块之间电连接。如上所述，电压公用块可以是一电压返回块或是接地端。第一变容器412的负极经电连接到第一控制电压输入V1。第一变容器412的正极经电连接到放大器连接T1。第二变容器422的负极经电连接到第二控制电压输入。第二变容器422的负极经电连接到放大器连接T1。
可以实现任选的电容器414和424来为谐振电路400提供到接地端的AC路径。或者，如果控制电压输入经滤波，则相关的滤波器(未示出)会为谐振电路400提供到接地端的AC路径。电容器可以被选择以使它们影响谐振电路400的操作，或者可以被选择以便对谐振电路400的谐振频率产生极小影响甚至没有影响。
图4示出可以把变容器414和424用作电容器的实施例。变容器414和424也是谐振电路的调谐元件。第三变容器414被用作从第一变容器412的负极到电压公用块的电容器。第三变容器414的正极与电压公用块电连接，第三变容器414的负极与第一变容器412的负极电连接。在该配置中，第一和第三变容器412和414都影响谐振电路的调谐。第一和第三变容器412和414的这一配置会使电抗对于第一控制电压较不敏感。或者，可以使用固定值的电容器作为第一控制电压输入和电压公用块之间的电容器。
第四变容器424被用作从第二控制电压输入到电压公用块的电容器。第四变容器424的负极与第二控制电压输入电连接，第四变容器424的正极与电压公用块电连接。或者，可以使用固定值的电容器作为第二控制电压输入和电压公用块之间的电容器。
参照图4可以理解，电感器432以及变容器412、422、414和424形成一并联谐振电路400。谐振电路400的谐振频率由第一和第二控制电压值确定。
图5示出一平衡谐振电路500的另一实施例，该平衡谐振电路500具有由一等价电感串联一电容而确定的谐振频率。第一电感器532在第一放大器输入T1以及第一和第三变容器512和522的正极之间电连接。第一变容器512的负极与第二变容器514的负极电连接，也连到第一控制电压输入。第三变容器522的负极与第四变容器524的负极电连接，也连到第二控制电压输入。第二和第四变容器514和524的正极电连接，还电连接到第二电感器543。第二电感器543的另一端电连接到第二放大器连接。从第一和第二放大器连接都需要到电压公用块的DC路径从而使变容器反偏。到电压公用块的DC路径可以是从第一和第二放大器连接的每一个到电压公用块的电阻器，或是从第一和第二放大器连接的每一个到电压公用块的电感器。在任一配置下，到电压公用块的DC路径都不应该影响谐振电路500的品质因数或调谐能力。
图6示出单端谐振电路600的功能框图。谐振频率由电感器632与变容器组成的容性电抗的串联谐振来确定。电感器632把放大器连接与第一变容器612和第三变容器622的正极电连接。第一变容器612的负极与第一控制电压输入电连接，并且与到电压公用块的电容器电连接。所述电容器被示出为第二变容器614，其负极与第一控制电压输入电连接，正极与电压公用块电连接。第三变容器622的负极与第二控制电压输入电连接，并且与到电压公用块的电容器电连接。所述电容器被示出为第四变容器624，其负极与第二控制电压输入电连接，正极与电压公用块电连接。可以理解，电容器614和624可以是固定值的电容器。此外，需要从第一和第三变容器612和622到电压公用块的DC路径。DC路径可以在放大器(未示出)内部，或是使用从正极到电压公用块(未示出)的电阻器或电感器来配备。DC路径不应使谐振电路600的性能降级。
图7还示出另一个平衡谐振电路700的实施例。谐振电路700实际上具有与感性电抗并联的容性电抗，其中感性电抗是用电感器和电容器串联确定的。
第一电感器732在第一放大器连接T1和第一变容器722的负极之间电连接。第一变容器722的正极与电压公用块电连接。第一电阻器762在第二控制电压输入和第一放大器连接之间电连接，以便向第一变容器722提供DC偏置。第一耦合电容器742在第一放大器连接和第三变容器712的正极之间提供电连接。第三变容器712的负极与第一控制电压输入电连接。第三电阻器752从第三变容器712的正极电连接到电压公用块以便为偏置电压提供DC路径。
第二电感器734在第二放大器连接T2和第二变容器724的负极之间电连接。第二变容器724的正极与电压公用块电连接。第二电阻器764在第二控制电压输入和第二放大器连接之间电连接，以便为第二变容器724提供DC偏置。第二耦合电容器74在第二放大器连接和第四变容器714的正极之间提供电连接。第四变容器714的负极与第二控制电压输入电连接。第四电阻器754从第四变容器714的正极电连接到电压公用块，以便为偏置电压提供DC路径。可以与每个放大器连接串联实现附加的耦合电容器(未示出)，以便从谐振电路700和放大器提供DC隔断。
图8示出与图7的平衡谐振电路700等价的单端谐振电路700的功能框图。耦合电容器842把放大器连接与第一变容器812的正极电连接。第一变容器812的负极电连接到到第一控制电压输入。第一变容器812的正极也电连接到电阻器844，电阻器844把正极电学地连到电压公用块。电感器832把放大器连接与第二变容器822的负极电连接。第二变容器822的正极与电压公用块电连接。第二控制电压输入与放大器输入电连接。或者，第二控制电压输入可以直接与第二变容器822的负极电连接。DC隔直电容器(未示出)可能串联在谐振电路800和放大器连接之间，以便隔断来自第二电压控制输入的DC偏置。
图9描述了还有一个平衡谐振电路900的实施例。谐振实质上由容性电抗和感性电抗的串联谐振来确定，其中感性电抗自身由电感器串联电容器来确定。
第一电感器932把第一放大器输入电连接到第一变容器922的负极。第一变容器922的正极与第二变容器912的正极电连接。第一和第二变容器922和912的正极使用第一电阻器942与电压公用块电连接。第二变容器912的负极也电连接到第一控制电压输入。
第一控制电压输入也电连接到第四变容器914的负极。第四变容器914的正极连到第三变容器924的正极。两个节点使用第二电阻器944电连接到电压公用块。第三变容器924的负极通过第二电感器934电连接到第二放大器输入。第三电阻器把第二控制电压输入电连接到第一电感器以便使第一变容器922反偏。第四电阻器把第二控制电压输入电连接到第二电感器，以便使第四变容器924反偏。其它的耦合电容器(未示出)可能串联在平衡谐振电路900以及第一和第二放大器连接之间，以便隔断被提供给谐振电路的DC控制信号。
可以理解，谐振电路可以用并联谐振或串联谐振来实现。此外，感性电抗可以通过把电感器与一可变电容器串联来确定。谐振电路的配置可以是平衡的或是单端的。所示实施例间的共性在于，可以使用第一控制信号来设置谐振电路以及相关VCO的工作频带，并且使用第二控制信号来设置该频带内的工作频率。当频带选择信号被维持在一恒定值时，频率控制信号的敏感度确定了VCO增益。
本领域的技术人员可以理解，信息和信号可以用多种不同技术和工艺中的任一种来表示。例如，上述说明中可能涉及的数据、指令、命令、信息、信号、比特、码元和码片可以用电压、电流、电磁波、磁场或其粒子、光场或其粒子或它们的任意组合来表示。
本领域的技术人员能进一步理解，结合这里所公开的实施例所描述的各种说明性的逻辑块、模块和算法步骤可以作为电子硬件、计算机软件或两者的组合来实现。为了清楚说明硬件和软件间的互换性，各种说明性的组件、框图、模块、电路和步骤一般按照其功能性进行了阐述。这些功能性究竟作为硬件或软件来实现取决于整个系统所采用的特定的应用程序和设计。技术人员可以认识到在这些情况下硬件和软件的交互性，以及怎样最好地实现每个特定应用程序的所述功能。技术人员可能以对于每个特定应用不同的方式来实现所述功能，但这种实现决定不应被解释为造成背离本发明的范围。
结合这里所描述的实施例来描述的各种说明性的逻辑块、模块和算法步骤的实现或执行可以用：通用处理器、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、场可编程门阵列(FPGA)或其它可编程逻辑器件、离散门或晶体管逻辑、离散硬件组件或者为执行这里所述功能而设计的任意组合。通用处理器可能是微处理器，然而或者，处理器可以是任何常规的处理器、控制器、微控制器或状态机。处理器也可能用计算设备的组合来实现，如，DSP和微处理器的组合、多个微处理器、结合DSP内核的一个或多个微处理器或者任意其它这种配置。
结合这里所公开实施例描述的方法或算法的步骤可能直接包含在硬件中、由处理器执行的软件模块中或在两者当中。软件模块可能驻留在RAM存储器、闪存、ROM存储器、EPROM存储器、EEPROM存储器、寄存器、硬盘、可移动盘、CD-ROM或本领域中已知的任何其它形式的存储媒质中。示例性存储媒质与处理器耦合，使得处理器可以从存储媒质读取信息，或把信息写入存储媒质。或者，存储媒质可以与处理器整合。处理器和存储媒质可能驻留在ASIC中。ASIC可能驻留在移动单元、基站或基站控制器中。或者，处理器和存储媒质可能作为离散组件驻留在移动站、基站或基站控制器中。
上述优选实施例的描述使本领域的技术人员能制造或使用本发明。这些实施例的各种修改对于本领域的技术人员来说是显而易见的，这里定义的一般原理可以被应用于其它实施例中而不使用创造能力。因此，本发明并不限于这里示出的实施例，而要符合与这里揭示的原理和新颖特征一致的最宽泛的范围。

Claims (29)

1.一种压控振荡器VCO，包括：
放大器；以及
电连接到放大器的电路，使得放大器以所述电路的谐振频率产生一输出信号；
其中所述电路接收第一控制信号和第二控制信号，第一控制信号部分地确定谐振频率的频带，第二控制信号部分地确定该频带内的谐振频率。
2.如权利要求1所述的VCO，其特征在于，所述第一控制信号从多个频带中选择该频带，所述多个频带包括至少两个不重叠的频带。
3.如权利要求1所述的VCO，其特征在于，所述电路是一平衡电路。
4.如权利要求1所述的VCO，其特征在于，所述电路是一单端电路。
5.如权利要求1所述的VCO，其特征在于，所述电路包括：
电感器；
与所述电感器电学上并联的第一可变电容器，其中所述第一可变电容器的电容由第一控制信号确定；以及
与所述电感器电学上并联的第二可变电容器，其中所述第二可变电容器的电容由第二控制信号确定。
6.如权利要求1所述的VCO，其特征在于，所述电路包括：
第一电抗电路，其中第一电抗由第一控制信号确定；以及
与所述第一电抗电路电学上并联的第二电抗电路，其中第二电抗由第二控制信号确定。
7.如权利要求6所述的VCO，其特征在于，所述第一电抗是容性的。
8.如权利要求6所述的VCO，其特征在于：
第一电抗电路包括与第二变容器串联的第一变容器，第一变容器的负极与第二变容器的负极电连接，第一控制信号在第一和第二变容器负极的电连接处被接收；以及
第二电抗电路包括与第四变容器串联的第三变容器，第三变容器的负极与第四变容器的负极电连接，第二控制信号在第三和第四变容器负极的电连接处被接收。
9.如权利要求8所述的VCO，其特征在于还包括与第一和第二电抗并联的感性电抗，所述感性电抗包括：
第一电感器；以及
与第一电感器电学上串联的第二电感器；
其中第一和第二电感器之间的电连接在电学上连到一电压公用块。
10.如权利要求8所述的VCO，其特征在于还包括：
第一电感器，其第一端子电连接到第一变容器的正极和第三变容器的正极，其第二端子电连接到放大器的第一端子；以及
第二电感器，其第一端子电连接到第二变容器的正极和第四变容器的正极，其第二端子电连接到放大器的第二端子。
11.如权利要求6所述的VCO，其特征在于：
第一电抗电路包括第一变容器，其中第一控制信号施加于所述第一变容器的负极；以及
第二电抗电路包括第二变容器，其中第一变容器的正极与第二变容器的正极电连接，第二控制信号在第二变容器的负极处被接收。
12.如权利要求11所述的VCO，其特征在于还包括一电感器，其中第一电感器端子与第一和第二变容器的正极电连接，第二电感器端子与电压公用块电连接。
13.如权利要求11所述的VCO，其特征在于还包括一电感器，其中第一电感器端子与第一和第二变容器的正极电连接，第二电感器端子与放大器电连接。
14.一种压控振荡器VCO，包括：
放大器；以及
与放大器的第一和第二端子电连接的谐振电路，使放大器产生一信号，该信号以谐振电路的谐振频率进行振荡，其中所述谐振电路包括：
电抗由第一控制电压确定的第一电抗电路；以及
与第一电抗电路电连接的第二电抗电路，其电抗由第二控制电压确定；
其中第一控制电压部分地确定放大器振荡的多个频带之一，第二控制电压部分地确定由第一控制电压所确定的多个频带之一内的振荡频率。
15.一种无线电话，包括：
混频器；以及
一输出电连接到混频器的压控振荡器VCO，所述VCO包括：
放大器；以及
电连接到放大器的谐振电路，使放大器产生一信号，该信号以谐振电路的谐振频率进行振荡，所述谐振电路具有一谐振频率处在由第一控制电压部分确定的多个频带之一内，其中所述多个频带之一内的谐振频率部分地由第二控制电压确定。
16.一种产生频率源的方法，所述方法包括：
把放大器电连接到谐振电路以便定义一振荡器；
控制谐振电路的第一输入以便把振荡器的频率输出调谐到多个频带中的一个特定频带；以及
控制谐振电路的第二输入以便把频率输出调谐到所述特定频带内的一个频率。
17.如权利要求16所述的方法，其特征在于，控制谐振电路的第一输入包括对谐振电路施加一电压，所述电压是多个电压之一，所述多个电压的每个电压都确定了多个频带之一。
18.如权利要求16所述的方法，其特征在于，控制谐振电路的第二输入包括对谐振电路施加一电压。
19.如权利要求16所述的方法，其特征在于，所述多个频带的至少两个是互斥的。
20.如权利要求16所述的方法，其特征在于，所述多个频带的至少两个是重叠的。
21.如权利要求16所述的方法，其特征在于，所述放大器和谐振电路在平衡配置中电学连接。
22.如权利要求16所述的方法，其特征在于，所述放大器和谐振电路在单端配置中电学连接。
23.一种压控振荡器VCO，包括：
振荡器，包括：
放大器；以及
电连接到放大器的谐振电路；
用于控制谐振电路的第一输入以便把振荡器的频率输出调谐为多个频带中的一个特定频带的装置；以及
用于控制谐振电路的第二输入以便把所述频率输出调谐为所述特定频带内一频率的装置。
24.如权利要求23所述的VCO，其特征在于，用于控制谐振电路的第一输入的装置包括用于对谐振电路施加一电压的装置，所述电压是多个电压之一，所述多个电压中的每个电压都确定了所述多个频带之一。
25.如权利要求23所述的VCO，其特征在于，用于控制谐振电路的第二输入的装置包括用于对谐振电路施加一电压的装置。
26.如权利要求23所述的VCO，其特征在于，所述多个频带的至少两个是互斥的。
27.如权利要求23所述的VCO，其特征在于，所述多个频带的至少两个是重叠的。
28.如权利要求23所述的VCO，其特征在于，所述放大器和谐振电路在平衡配置中电连接。
29.如权利要求23所述的VCO，其特征在于，所述放大器和谐振电路在单端配置中电连接。
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Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8098181B2 (en) 2010-04-28 2012-01-17 Teradyne, Inc. Attenuator circuit
CN102577108A (zh) * 2009-10-15 2012-07-11 阿尔卡特朗讯 具有按频谱分组的纳米大小开关的rf功率放大器
US8502522B2 (en) 2010-04-28 2013-08-06 Teradyne, Inc. Multi-level triggering circuit
US8531176B2 (en) 2010-04-28 2013-09-10 Teradyne, Inc. Driving an electronic instrument
US8542005B2 (en) 2010-04-28 2013-09-24 Teradyne, Inc. Connecting digital storage oscilloscopes

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7129801B2 (en) * 2004-02-27 2006-10-31 Qualcomm Incorporated Interpolative varactor voltage controlled oscillator with constant modulation sensitivity
US7343146B2 (en) * 2004-08-13 2008-03-11 Nokia Corporation Single chip LNA and VCO having similar resonant circuit topology and using same calibration signal to compensate for process variations
US7672645B2 (en) 2006-06-15 2010-03-02 Bitwave Semiconductor, Inc. Programmable transmitter architecture for non-constant and constant envelope modulation
US8355688B2 (en) * 2008-02-19 2013-01-15 Broadcom Corporation Method and system for frequency selection using microstrip transceivers for high-speed applications
US20110163612A1 (en) * 2010-01-05 2011-07-07 Jing-Hong Conan Zhan Load devices with linearization technique employed therein
US8957738B1 (en) * 2012-10-18 2015-02-17 Hittite Microwave Corporation Voltage controlled oscillator

Family Cites Families (20)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20875A (en) * 1858-07-13 Fire-escape ladder
US3573355A (en) * 1969-04-10 1971-04-06 Gen Electric Television receiver with apparatus for effecting and maintaining optimum tuning
US3697890A (en) * 1969-06-09 1972-10-10 Us Navy Wide deviation voltage controlled crystal oscillator with temperature compensation
US4106022A (en) * 1972-05-15 1978-08-08 University College Of North Wales Radio position-determining system
US4266295A (en) * 1978-12-18 1981-05-05 Bach Jr Henry M Continuous tuning control particularly adapted for use in variable frequency receivers and generators
US4353038A (en) * 1981-03-31 1982-10-05 Motorola, Inc. Wideband, synthesizer switched element voltage controlled oscillator
US4736169A (en) * 1986-09-29 1988-04-05 Hughes Aircraft Company Voltage controlled oscillator with frequency sensitivity control
FR2612017A1 (fr) 1987-03-03 1988-09-09 Aerospatiale Oscillateur a circuit accorde reglable dans une large gamme de frequence
JP2693959B2 (ja) 1988-02-08 1997-12-24 アルプス電気株式会社 局部発振回路
FR2644647B1 (fr) * 1989-03-15 1991-05-24 Alcatel Transmission Oscillateur hyperfrequence commande en tension
GB2241846B (en) * 1990-03-10 1994-06-01 Marconi Gec Ltd Surface acoustic wave (saw) oscillator
JPH10150321A (ja) * 1996-11-18 1998-06-02 Murata Mfg Co Ltd 電圧制御発振器
US6009318A (en) * 1997-07-23 1999-12-28 Ericsson Inc. Electronically adjustable balanced-to-unbalanced converters (balun)
EP0899866A1 (en) 1997-08-27 1999-03-03 Lsi Logic Corporation Reactive tuned oscillator using standard CMOS technology
US6348841B1 (en) * 1998-09-01 2002-02-19 Qualcomm Incorporated Wideband voltage controlled oscillator with good noise immunity
US6268778B1 (en) * 1999-05-03 2001-07-31 Silicon Wave, Inc. Method and apparatus for fully integrating a voltage controlled oscillator on an integrated circuit
US6211745B1 (en) * 1999-05-03 2001-04-03 Silicon Wave, Inc. Method and apparatus for digitally controlling the capacitance of an integrated circuit device using mos-field effect transistors
US6396356B1 (en) * 1999-05-24 2002-05-28 Level One Communications, Inc. Linearization scheme for voltage controlled oscillator
JP3734642B2 (ja) * 1999-05-25 2006-01-11 パイオニア株式会社 入力トラップ回路及びイメージトラップ回路
SE0003510D0 (sv) * 2000-09-29 2000-09-29 Spirea Ab Voltage controlled oscillator

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102577108A (zh) * 2009-10-15 2012-07-11 阿尔卡特朗讯 具有按频谱分组的纳米大小开关的rf功率放大器
CN102577108B (zh) * 2009-10-15 2015-07-01 阿尔卡特朗讯 具有按频谱分组的纳米大小开关的rf功率放大器
US8098181B2 (en) 2010-04-28 2012-01-17 Teradyne, Inc. Attenuator circuit
US8502522B2 (en) 2010-04-28 2013-08-06 Teradyne, Inc. Multi-level triggering circuit
US8531176B2 (en) 2010-04-28 2013-09-10 Teradyne, Inc. Driving an electronic instrument
US8542005B2 (en) 2010-04-28 2013-09-24 Teradyne, Inc. Connecting digital storage oscilloscopes

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