CN1674421A - 控制电路 - Google Patents

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Abstract

在用于向开关式电源供电而进入加电输出总线的控制电路里，将控制电路构造成在开关式电源启动之前，控制器基准是跟随主动的总线电压的从动。在转换器启动时，主/从关系改变使得在开关式电源启动之后，开关式电源的输出电压从动跟随控制器基准。因此输出电平的状态先于转换器的启动而由电压回路记忆，以致使转换器的平稳启动电压回路和预偏置输出之间的冲突最小。

Description

控制电路
技术领域
本发明涉及一种控制电路和一种用于控制开关式电源(switching powersupply)的方法，该控制电路包括用于控制开关式电源切换的控制器。本发明还涉及一种开关式电源和一种具有这种控制电路的至少两个开关式电源的设备(arrangement)。
背景技术
一种降低能量消耗的方法是使用较低的供给电压，该方法目前经常用于新一代的微处理器。非独立的电压调节模块(Non-isolated voltage regulationmodules，VRM)或独立的直流-直流转换器目前必须传送非常多的电流并必须维持非常高的电流瞬态。电信标准程序块(bricks)也面临相同的挑战。使更多的直流-直流转换器并行分担电流以获得高电流容量和更好的电流分布是向电力总线提供低电压高电流电力的优选方法。这已经成为许多应用的常用解决方案。除了电流共用和电流瞬态控制外，一个并行直流-直流转换器必须考虑到主电力总线上每一个转换器平稳启动的启动顺序和影响。在系统级上可以或多或少地控制转换器的启动顺序；但平稳启动性能属于每个转换器的内部因素，必须在该级进行控制。
在非零输出态下供电已经成为关于电力总线系统中的并行转换器的重要问题。常规的开关式电源必须具有平稳单调的启动并且它们使用同步校正以实现高效。当在电力总线系统中使更多的同步整流转换器并行时，在系统级可以解决电流共用和启动顺序控制的问题，但转换器的内部平稳启动与提供动力的总线冲突，这一问题必须在每个转换器级进行解决。
当转换器的内部调节点与它的输出电平不一致时，同步整流转换器双向处理电力的能力成为一个缺点。通常，转换器的输出电压跟随基准电压。当总线上的输出电平已经高于根据转换器基准所设置的一个数值时，能量从转换器的输出到输入开始反向流动。在瞬时情况下，如在转换器平稳启动时，没有什么可以限制电力的反向电涌；电力总线受到它的干扰，转换器本身也可能受到损害甚至毁坏。
通过控制同步整流器开始工作的方式或同步整流器启动的时刻来执行已有技术的方法。实际的解决方案常常很复杂并且效果是有限的。一些电力总线系统具有独立的开关以便仅仅在平稳启动结束之后连接各个转换器；成本和系统效率也受到影响，尤其对于低电压和高电流的电力总线。
典型的平稳启动
为了消除开启时的瞬时特性，常规转换器需要内部平稳启动控制。图1说明了没有平稳启动控制的启动。此处，3.3V单元仅由其电流限制特性进行保护。线路1表示输出电压(2V/div)，线路2表示输出电流(20A/div)。需要去除明显的过调(over-shoots)和振动。必须获得单调递增形状的输出电压。
如图2所示，由RC电路给出的对数形是用于转换器内部平稳启动基准的最常用方案之一。为了获得平稳启动，多数的设计确保控制电压回路的基准20平稳上升，使输出21跟随它。通过电阻为电容充电提供了很好的形状且控制回路将跟随该形状。
可以看到，利用该逻辑，电压回路基准20是主动的而输出21是从动的，如图2所示。电压控制回路使输出21跟随基准20，并得到输出21的平稳启动形状。如图2所示，对于现在多数的转换器来说，平稳启动控制假定启动T0的输出电压接近于零。
当预偏置(pre-bias)25如图5所示提供给输出且必须考虑电力总线上的初始输出电压时不能满足这个条件。当直流-直流转换器连接到加电总线上时提供预偏置25。在转换器内部，基准20/输出21的关系具有主/从特性，转换器不管怎样都将使输出21逼近基准20的电平。输出21的预偏置25的状态与转换器的瞬时调节点冲突，导致能量的回流和初始输出电压的下降26。初始差值导致输出电容放电和当基准20上升时再次为其充电。这显然浪费能源。当预偏置的输出由电力总线维持时，输出电压不能降低，该冲突甚至加剧。
如上所述，所有的同步整流转换器都具有在两个方向处理电力的能力，这是普通整流转换器的优点或缺点。同步整流转换器具有更高的总体效率，它们易于在轻负载或没有负载情况下工作。当然同步整流器更复杂且更昂贵，但当前对低电压和高电流的电源需求的增长已经使它们成为计算机、数据和通信领域里的最佳方案。
当同步整流转换器的输出比其电压回路试图调节的电压高时，结果是反向的电力流动-从输出到输入。该电力流动是不利的，尤其是当从加电总线获得该能量时，实际上是来自于维持该总线的其它转换器。总体效率将极大地降低，并可能危害整个系统的稳定性。通常，电流共用电路管理电力总线的稳态运行，使所有的转换器都与总线电压相匹配。但仍然会发生一些错误。
各个转换器的启动特性通常不受电流共用的控制。因为单个的平稳启动并不考虑输出电压-总线电压的实际电平-重要的差值出现在电压回路目标-从零开始-和输出电压之间。在这种情况下会出现非常大的瞬时反向电流，除了不利于释放(loose)有用的能量且给电力总线过度加压以外，这还对转换器自身有害。转换器的电流限制保护通常是单方向的，不能控制电流反方向流动。为了防止该冲突一些电力总线具有用于各个转换器输出的有效(active)开关，但该方案费用昂贵并降低了系统的总体效率。
实用的方案是使转换器的同步整流器在启动序列开始时停止，这样电力的流动在内部就被迫成为单向。虽然如此，当同步整流器启动时，由于在电压回路控制里将产生扰动，就产生了一个新问题。这直接影响了转换器的常规平稳启动形状。同步整流器启动的时刻也很关键。对于电压模式控制转换器(VMC)来说，在体二极管压降和通过功率MOSFET的低压降之间的变化将在回路状态及其增益下产生变化。输出扰动的比例取决于同步整流器体二极管降低到输出电压回路的速度和百分比关系。扰动的方向取决于负载的情况；在同步整流器启动之前，输出电感的非连续电流将产生输出电压降，反方向推动能量，而在先启动的输出电感的连续电流将使输出电压升压。前馈(feed-forward)补偿可以有助于最小化该扰动，消除“工作时间(on time)”的影响，但开关周期的“不工作时间(off time)”仍将受到同步启动的影响。
电流模式控制(CCM)可以有助于最小化输出扰动，但这类控制并不总是容易实施，并且费用上可能是不可接受的。会出现其它的一些缺点，如对于输出电流瞬态的慢响应。
解决回流问题的第二方案是同步整流器的“平稳启动”。该方法控制施加到MOSFET栅极上的电压，试图调整沟道的导电率。在停止和完全启动之间的切换对于电压回路必须足够平稳以保持对输出的控制。使用该方案可以获得一些改进，但却是有限的。
首先，现在在启动阈值附近的功率MOSFET的增益对于沟道导电率的较佳线性调节来说太大。其次，初始的沟道电阻对于对它的调节来说太小，以致有重要的影响。下面分析在目前市场上可以得到并以“平稳启动”控制为特征的1.8V/30A的电信八程序块(Telecom eight brick)的性能。
当单元以它自己额定输出的80％的预偏置启动时，将回流电流的电平选为第一分析标准。30,000μF的电容用于将预置电压施加到转换器上。图3说明了该结果。线路1表示转换器的输出电压(1V/div)，线路2表示它的输出电流(20A/div)。
对于大于500μs来说，转换器推动反向电流，初始峰值达到负电平-23A。同步整流器的“平稳性”限制负电流。图4示出了以100％预偏置的输出电压启动的同一单元，其表示第二分析标准。回推时间延长到几乎1ms，负峰值电流达到-54A，远远大于正常的最大电流。这个高电流在正常运行中是不可接受的，并确定为当它以相反的方向流动时是非常危险的。
容性总线的电压扰动是明显的，它的下降也有助于限制负电流。对于实际的加电总线来说，电压降被最小化，但负电流的电平将会更高。对于负电力流动来说有很大的机会超出转换器的最大承受水平。
许多脉冲宽度调制(PWM)IC具有完全集成化的平稳启动控制器，许多其它的脉冲宽度调制IC具有由几个外部部件控制的平稳启动性能。第一种的成本最小但降低了灵活性。第二种提供了更大的灵活性，但增加了成本。有时设计者选择完全独立的平稳启动电路为了在一定的费用下获得更好的性能和最大的灵活性。
在所有的这些情况下，电压平稳启动必须确保输出的单调递增的形状，从零到额定电压。必须消除过调和振动，如果输出电流没有超出最大值，电流限制保护必须采取控制。为大输出电容充电是现有转换器必须面对的挑战。RC电路给出的对数形状是最常用的方案之一。也可以使用线性形状或多斜坡形状。新的数字控制器也能提供解决方案。然而当转换器启动进入加电总线时，“传统的”电压平稳启动电路不能控制电力流动。
发明内容
本发明的一个目的是创造一种关于开头提到的技术领域的控制电路，最小化转换器的平稳启动电压回路和预偏置输出之间的冲突。
本发明的技术方案由权利要求1的特征限定。构造根据本发明的控制电路以便在开关式电源启动之前加电(powered)输出总线(bus)的电压调节控制器，在开关式电源启动之后控制器调节开关式电源的输出电压。
由于输出电平的状态是已知的并由控制电路即，在转换器启动之前的电压回路记忆，使转换器的平稳启动电压回路和预偏置输出之间的冲突最小。当电压回路的调节点与输出电平一致时不会出现冲突。启动之前的主-从关系发生变化。在电源启动之前，输出是主动的而电压回路是从动的。
因此控制电路在启动之前获悉输出电平并从该点开始控制。如果同步整流转换器的占空度(duty cycle)从开始就与输出电平相匹配，则在加电总线上不会出现冲突。内置的平稳启动脉冲宽度调制(PWM)IC不会被迫获悉输出状态，所以它不能用于该目的。单独的平稳启动电路更适合实现这一目的。
通常，可以使用不同类型的控制电路，例如比例、积分或微分控制器。在本发明的一个优选实施例中，使用具有PID(proportional-integrative-derivative)控制器的控制电路。
PID控制器的优选实施包括运算放大器(OPAMP)，其中将适合的电和/或电子元件连接到该运算放大器输入端和输出端的。
为了在启动之前记忆开关式电源的输出状态，控制电路包括电容性元件，例如电容。
有不同种类的电压回路。在本发明的第一实施例中，将包含用于获得转换器平稳启动的平稳启动电容的普通PID控制器进行修改。在该情况下，平稳启动电容连接在控制器的输入端，例如OPAMP的非反向输入端，和地之间。
代替提供两个不同的电容，上述电容性元件和该平稳启动电容在本发明该实施例的优选实例中是等效的。
在更优的实例中，控制电路包括开关元件例如开关。将控制电路构造成当转换器启动时，即当转换器输入和/或输出的给定状态和/或其它变量满足条件时该开关元件可切换。在开关式电源启动之前，控制器由输出总线的电压调节，即输出是主动，控制器是跟随主动的从动。在开关元件切换后，即在开关式电源启动后，开关式电源的输出电压由控制器调节，即输出是由控制器调节的从动。
优选将控制电路构造成使偏置电压通过电阻和开关元件接地。当在电源启动之前关闭开关元件时，偏置电压接地，在控制器输入端，例如OPAMP的非反向输入端的基准电压电平，由总线电压确定。当转换器启动时，开关元件打开然后控制器的该输入端的基准电压电平不再由总线电压确定，而由偏置电压确定。
根据权利要求8的控制电路，特征在于它包括连接在输出电压和所述基准电压之间的电阻，用来使所述电容性元件记忆所述的输出状态。
为了记忆输出状态，控制电路包括连接在转换器的输出电压和该基准电压之间的电阻。在启动前，电容性元件可以通过该电阻从总线电压充电。
控制电路还包括用于限制基准电压电平的装置，例如连接在基准电压和地之间的齐纳二极管。由于它的简单性，齐纳二极管是优选的。然而也可以使用其它任何用于限制电压上升到最大值的装置例如变阻器、电压调整器和其它适合的装置。
在另一种电压回路里，通过限制输出电压的斜率实现正常的平稳启动。为了这个目的，控制电路包括连接在输出电压和控制器输入端例如OPAMP的反向输入端之间的斜率限制电容。
代替提供两个不同的电容，上述电容性元件和该斜率限制电容在该类控制电路的优选实例中是等效的。
在根据该第二类控制电路的更优的实例中，控制电路包括连接在控制器的输出端例如OPAMP的输出端和上述电容性元件之间的电阻。在转换器启动之前，电容性元件(或在优选实施例中是斜率限制电容)由控制器输出端通过该电阻充电，直到控制器的两个输入端(OPAMP的两个输入端)的电压相等从而使该电容记忆输出状态。
根据本发明的开关式电源包括前文所述的控制电路以便可以控制电源以进行加电，同时它的输出端连接非零输出电平。
在该开关式电源的优选实施中，电源的开关由脉冲宽度调制器(PWM)控制，即，例如控制开关式电源开关的占空比的PWM。
在该开关式电源的另一优选实施中，输出电容连接开关式电源的输出端。输出电容既可以在电源内部也可以是外部输出电容。
因此根据本发明的典型配置包括至少两个并行连接的开关式电源，其中各个开关式电源的输出端连接公共输出总线。这里，这些开关式电源的至少一个包括前文所述的控制电路从而使该电源可以向输出总线加电。也可能具有两个或更多的并行连接到公共输出总线的开关式电源，其中一个或更多的输出电容连接电源的输出端。
本发明的另一目的是创造一种适合于开头提到的技术领域的控制电路，使转换器的平稳启动电压回路和预偏置输出之间的冲突最小。
本发明的技术方案由权利要求17的特征限定。根据本发明，在用于为开关式电源加电的方法中，在开关式电源启动之前，所述控制电路的控制器由输出总线电压调节。在开关式电源启动之后，开关式电源的输出电压接着由控制器调节。
将根据以下的详细描述和全部权利要求呈现其它有益的实施例和特征的组合。
附图说明
用来说明实施例的附图示出：
图1不具有电压平稳启动控制的启动性能。
图2已有技术常规平稳启动的输出-基准关系。
图3所示的是在用于“平稳启动”转换器的80％预偏置下的启动性能。
图4所示的是在用于“平稳启动”转换器的100％预偏置下的启动性能。
图5具有已有技术的预偏置状态的平稳启动性能。
图6具有“智能”电压回路预偏置状态的平稳启动性能。
图7用于“智能”基准的改动的比例-积分-微分电压回路控制。
图8用于“智能”dV/dt输出限制的改动的比例-积分-微分电压回路控制。
图9用于“智能”5V转换器的80％预偏置输出中的启动性能结果。
图10用于“智能”5V转换器的100％预偏置输出中的启动性能结果。
在图中，相同的部件给出相同的附图标记。
具体实施方式
理想的“智能”平稳启动电路在单元启动之前根据输出电压将自行预偏置。在启动判定之前和之后必须改变主/从关系。在这种方式下，基准值和输出预先匹配并且电压回路在恰当的时刻从恰当点开始进行控制。
如图6所示，将控制电路构造成在开关式电源的启动T0之前，控制器基准22是跟随主动的总线电压23的从动。在转换器启动的时刻T0，主/从关系改变使得在开关式电源的启动T0之后，开关式电源的输出21的电压是跟随基准20的从动。因此输出电平的状态先于转换器的启动由电压回路记忆，以致使转换器的平稳启动电压回路和预偏置输出之间的冲突最小。
所提出的方案提供在转换器的电压回路上内部运行优良的性能，不会干扰整流器的工作模式。主要的优点是对于同步整流器的驱动器来说简单和没有限制。
根据本发明的方法已经以示范性实施例在需要最小的电路改变的标准电信程序块中实施。图7示出几个实际实施例中的一个。已经修改了常用比例-积分-微分(PID)控制以执行所需的辅助功能。
在本发明的该优选示范性实施例的修改的(PID)电压回路控制电路中，当如图2所示通过使用RC型电路获得正常平稳启动时，平稳启动电容Cs表示主元件。在输出电压Vout和基准REF(通过齐纳二极管RR)之间加入的仅仅一个释放(bleeding)电阻RP将使平稳启动电容Cs通过电阻RP和具有电阻R1、R2的电压分配器记忆在先加电的输出状态。一端连接地GND且另一端通过二极管D3连接基准REF并通过电阻RB连接偏压VB的开关S1，保持与基准REF断开直到转换器启动，因此它在启动前并没有起重要作用。只有当单元启动时开关S1才启动基准。在此之前，非零输出电压Vout已经对平稳启动电容Cs预偏置。
对于运行的该实用方案，转换器的额定输出电压必须等于或大于基准电压。多数的设计都满足该条件。通过下面给出理论的预偏置条件：
R 4 R 3 + R 4 = R 2 R 1 + R 2 + R P - - - ( 1 )
满足该条件将使运算放大器A1的非反向和反向输入在单元启动之前匹配，其中该运算放大器的加电输入端连接上述偏压VB和地GND。运算放大器A1的回路输出L是控制开关转换器转换的信号。另外，需要程序和本领域公知的测量以保持放大器A1不饱和；进行控制的运算放大器A1的速度决定该特别方案的性能。实际上，基准设备也可以起一些作用。当从输出预偏置时它没有完全启动，但可以将它看作非线性阻抗，用齐纳二极管RR实现。预偏置的条件变为：
R 4 R 3 + R 4 = ( R 1 + R 2 ) | | R R R P + ( R 1 + R 2 ) | | R R · R 2 R 1 + R 2 - - - ( 2 )
当RR＞＞(R1+R2)时可以使用等式(1)作为很好的近似。对于通常使用的基准IC，诸如TL431，最小的调节电流目前小于100μA，所以在许多情况下可以忽略该电流。
当通过使用用于输出斜率的电容性dV/dt限制而得到正常的平稳启动时，输出电平可以由斜率限制电容CL记忆，在图8所示的优选示范性电路中，这可以由只加入一个电阻R5和一个二极管D1实现。在启动前，运算放大器A1通过使其输入保持在相同的电压电平而达到平衡，该电压电平由输入基准电压V1电平限定。运算放大器A1的输出以正比于输入基准电压V1电平和输出电压Vout电平之间的差值的电压为斜率限制电容CL充电，它可以这样是因为通过R5、D1和D2、R2、R3和R4实现直流负反馈。当平稳启动开始时，输出电压Vout和通过斜率限制电容CL的电压之和与输入基准电压V1电平匹配。当平稳启动结束时，直流负回路断开，斜率限制电容CL不再影响运算放大器A1的性能。
非独立(non-isolated)或二次侧(secondary-side)控制的独立转换器可以容易地使用该“智能”平稳启动控制。也有实际方案是用于初级侧控制的直流-直流转换器。交流-直流转换器也可以从该技术受益。
电信75W八程序块(eight bricks)系列已经被设计成具有预偏置基准。输出电压在1V到5V之间变化。接着，5V/15A的程序块用作实验性实例。
图9示出了当将30,000μF的外部电容预置电压到4V-80％的额定输出电压时的启动性能。线路1表示输出电压(1V/div)，线路2(20A/div)表示转换器的输出电流。很明显转换器从开始阶段就启动传送正电流。没有反向电流出现，结果，在转换器或加电总线上没有产生不可控制的压力。
正输出电流由内部电流限制功能进行限制。初始输出电压由于回路的有限速度而暂时性的超调。
相同的5V程序块的启动已经利用100％的预偏置输出进行测试。结果如图10所示。可以看到具有-12A峰值的负输出电流(线路2)和输出的电压降。该峰值电平处于单元最大额定电流以下，所以单元没有过载。这些是电压回路运算放大器的有限速度的结果，回路越快进行控制，由转换器回推的能量就越少。在该实例中完全控制需要低于200μs。
同步整流转换器对加电总线进行加电可以通过以“智能”平稳启动方案为特征的电压回路得到很好的控制。该方法具有很大的适应性，电路复杂度很小或适中。可以理解本发明的方法和电路确保输出的预偏置状态的理想启动独立性。现实中存在可以从设计到设计变化的局限性。然而，在启动之前对基准状态的控制提供了非常好的、使成本最低的结果。
尽管已经描述了本发明的示范性、优选实施例，但本领域技术人员应该能够认识到在不脱离如在指向本发明的完全实用专利申请的权利要求和根据该临时专利申请要求的优先权中提出的本发明实质和范围的情况下可以对所述的方法和电路进行修改和变化。
附图标记表
  1，2   线路
  20   基准
  21   输出
  22   控制器基准
  23   总线电压
  25   预偏置
  26   下降
  A1   运算放大器
  Cs   平稳启动电容
  CL   斜率限制电容
  D1，D2，D3   二极管
  GND   地
  L   回路输出
  R1，R2，R3，R4，R5，RB，RP   电阻
  RR   齐纳二极管
  S1   开关
  T0   启动
  V1   输入基准电压
  Vout   输出电压

Claims (18)

1.用于向连接到加电(powered)输出总线的开关式电源加电(poweringup)的控制电路，该控制电路包括用于控制开关式电源的切换的控制器，其特征在于控制电路构造成在开关式电源启动之前控制器由所述的加电输出总线的电压进行调节，而在开关式电源启动之后，开关式电源的输出电压由控制器调节。
2.根据权利要求1的控制电路，其特征在于控制器是比例—积分—微分控制器。
3.根据权利要求1或2的控制电路，其特征在于控制器包括运算放大器。
4.根据权利要求1到3任一项的控制电路，其特征在于控制电路包括用于记忆开关式电源输出状态的电容性元件。
5.根据权利要求1到4任一项的控制电路，其特征在于它包括连接在控制器的输入端和地之间的平稳启动电容。
6.根据权利要求5的控制电路，其特征在于所述电容性元件是所述的平稳启动电容。
7.根据权利要求5到6任一项的控制电路，其特征在于控制电路包括开关元件，其在启动开关式电源时可转换以便在开关式电源启动之前使控制器由所述输出总线的所述电压进行调节，而在开关式电源启动之后使开关式电源的所述输出电压由控制器进行调节。
8.根据权利要求7的控制电路，其特征在于所述开关元件是开关，并且所述开关在开关式电源启动之前关闭从而使控制器输入端的基准电压电平由所述输出总线的所述电压确定，同时所述开关在开关式电源启动后打开从而使所述基准电压电平由偏置电压确定。
9.根据权利要求8的控制电路，其特征在于它包括连接在输出电压和所述基准电压之间的电阻，用来使所述电容性元件记忆所述输出状态。
10.根据权利要求5到8任一项的控制电路，其特征在于它包括用于限制基准电压的装置，尤其是齐纳二极管。
11.根据权利要求1到4任一项的控制电路，其特征在于它包括连接在输出电压和控制器的输入端之间的斜率限制电容，用于限制输出电压的斜率。
12.根据权利要求11的控制电路，其特征在于所述电容性元件是所述的斜率限制电容。
13.根据权利要求11到12任一项的控制电路，其特征在于它包括连接在控制器的输出端和所述电容性元件之间的电阻，用于使所述电容性元件记忆所述输出状态。
14.一种开关式电源，具有根据权利要求1到13任一项的控制电路开关式电源。
15.根据权利要求14的开关式电源，其特征在于它包括用于控制开关式电源切换的脉冲宽度调制器。
16.根据权利要求14或15任一项的开关式电源，其特征在于输出电容连接开关式电源的输出端。
17.至少两个开关式电源的装置，各个开关式电源的输出端都连接公共输出总线，其中将所述至少两个开关式电源的至少一个根据权利要求14到16任意一项进行构造。
18.用于通过控制具有控制电路的开关式电源的切换向连接到加电输出总线的开关式电源加电的方法，其特征在于在开关式电源启动之前，所述控制电路的控制器由所述加电输出总线的电压进行调节，以及在开关式电源启动之后开关式电源的输出电压由所述控制器进行调节。
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