CN1666404A

CN1666404A - Dc－dc变换器

Info

Publication number: CN1666404A
Application number: CN038151243A
Authority: CN
Inventors: J·C·哈伯斯塔德特; P·T·J·德根; A·M·G·莫伯斯
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: NXP BV
Priority date: 2002-06-27
Filing date: 2003-06-12
Publication date: 2005-09-07
Anticipated expiration: 2023-06-12
Also published as: WO2004004104A3; JP2005532028A; DE60328987D1; US20050258812A1; CN100492839C; US7239118B2; EP1520336B1; AU2003236997A8; ATE441240T1; WO2004004104A2; EP1520336A2; AU2003236997A1

Abstract

DC－DC变换器包括开关(S1)，其在周期时间(Tp)的接通时间段(Ton)将电感(L)周期性地连接到DC输入电压(Vi)，DC－DC变换器的工作频率(fo)是周期时间(Tp)的倒数。DC－DC变换器的一个输出端(01)与电感(L)连接以提供一个输出电压(Vo)。作为该输出电压(Vo)的函数，控制器(CO)控制DC－DC变换器的工作频率(fo)基本上与该输出电压(Vo)成正比，以获得接通时间段(Ton)的基本恒定的平均持续时间。

Description

DC-DC变换器

本发明涉及一种DC-DC变换器，在该DC-DC变换器中使用的控制器，包含该DC-DC变换器的装置，和控制该DC-DC变换器的方法。

US 6,366,070公开了一种开关电压调节器，其使用两种调制方案来控制调节器的开关元件。一个控制电路间接监控负载电流。当负载减小时，该控制电路同时降低操作开关晶体管的控制信号的占空比和频率，从而在一个比用固定频率的控制信号所能达到的输出电流范围更宽的范围上保持高的效率等级。该控制方法能应用于使用峰值电流模式、平均电流模式、或电压模式控制的，以及降压(buck)、降压-升压(buck-boost)、升压(boost)功率级的开关调节器。

现有技术的DC-DC变换器当占空比小时其控制范围是有限的。

本发明的目的是提供一种能应付较大的动态负载变化的DC-DC变换器。本发明通过独立权利要求来限定。有利实施例在从属权利要求中限定。

根据本发明的DC-DC变换器包括一个开关，用于在一个周期时间的接通时间段周期性地将电感连接到DC输入电压。DC-DC变换器的工作频率是该周期时间的倒数。DC-DC变换器还有一个连接到电感的输出端，并且在该输出端给出输出电压。经过电感的电流在接通时间段增大，以便在电感中存储能量。在断开时间段，能量通过电感提供给负载，电感中的电流减小。

控制器控制工作频率作为输出电压的函数基本上与输出电压成正比来获得在接通时间段基本恒定的平均持续时间。当负载需要较小电流并且变换器的频率无法立即被控制来应付较小电流时，接通时间段的平均持续时间将被选择为足够大而使接通时间在周期短时能及时变小。现有技术中如果忙闲度(并且因此接通时间)被控制而变小(已公开了忙闲度可以变为0)，则忙闲度由于变得太小而不能应付动态负载变化。

工作频率不需要精确的正比于输出电压，因为不需要接通时间段的平均值具有精确的预定持续时间。只要输出电压基本上成正比以便接通时间段的平均值基本恒定就足够了。

在根据本发明的DC-DC变换器中，接通时间段的持续时间基本上与输出电压无关，从而能被选择为足够大以应付在输出端的动态负载变化。

进一步，如在现有技术中所提到的，不是由输出电压直接控制DC-DC变换器的工作频率，而是由输出电压和参考电压的差值来控制。

在如权利要求2所限定的实施例中，DC-DC变换器包括一个提供控制信号给驱动电路的可控振荡器。该驱动电路提供驱动信号给开关以便控制开关的接通和断开状态。

一个输出电压测量电路提供一个振荡器控制信号给可控振荡器以便调整其工作频率基本与输出电压成正比，同时保持开关的接通时间段基本恒定。这样的驱动电路、可控振荡器和输出电压测量电路是公知的。它们的实现与本发明无关。但是，应选择转移特性以便工作频率能以期望的方式由输出电压来确定。输出测量电路可以提供输出电压作为振荡器控制信号。

在如权利要求3所限定的实施例中，工作频率基本上直接正比于输出电压。这是一个简单的近似，工作频率基本上随输出电压线性变化：fo＝k1×Vo，其中fo是工作频率，k1是常数，Vo是输出电压。

在如权利要求4所限定的实施例中，工作频率还依赖于DC输入电压，以保持接通时间段的持续时间在输入电压变化的情况下基本恒定。

在如权利要求5所限定的实施例中，工作频率基本上直接正比于DC输入电压的倒数。

在如权利要求6所限定的实施例中，工作频率与输出电压和DC输入电压之间的关系符合下面的等式：

fo＝(N×Vo)/(Ton×Vi)，

其中N是常数，Vo是输出电压，Ton是基本恒定的接通时间段，Vi是DC输入电压。这个关系式尤其适合于一种降压变换器(buckconverter)，其中处于稳态的忙闲度通过下面的等式来确定：

d＝Ton/Tp＝Vo/Vi，

其中Tp是包含一个接通时间段Ton和一个断开时间段Toff的一个周期的持续时间，因而是工作频率fo的倒数。

在如权利要求8所限定的实施例中，控制器包括一个比较器，其用于比较开关的接通时间段的实际持续时间和接通时间段的期望持续时间以便控制工作频率来获得接通时间段的基本恒定平均持续时间。只有期望的平均接通时间需要设置，而不需要测量DC输入电压的值和输出电压的值。还有一个优点就是控制器中的容差通过闭合回路来协商。优选地，控制器还包括一个环路滤波器，其对接通时间段的实际持续时间和接通时间段的期望持续时间之间的差值进行低通滤波并且提供经过滤波的差值给可控振荡器。优选地，滤波器的积分时间基本上大于一个周期的持续时间以获得一种慢回路来防止不稳定性。该回路不需要是很快的，因为其仅仅必须控制工作频率以便使接通时间段的持续时间是均值恒定的。接通时间的持续时间随动态负载步调而动态变化是容许的。

在如权利要求9所限定的实施例中，在回路上，还测量DC输入电压值和输出电压值，以获得对在这些电压上的变化的快速反应。

本发明的这些和其它方面将参考下文所述的实施例来阐明并由此是显而易见的。

在附图中：

图1示出根据本发明的DC-DC变换器的实施例的框图。

图2示出根据本发明的降压变换器的框图。

图3示出用于说明图2的降压变换器的操作的信号。

图4示出作为输出电压函数的工作频率。

图5示出用于控制图2的降压变换器的控制电路的一个实施例。

图6示出用于控制图2的降压变换器的控制电路的另一个实施例。

在不同的图中相同的附图标记表示相同的信号或执行相同功能的相同元件。

图1示出根据本发明DC-DC变换器的实施例的框图。DC-DC变换器包括由电感L和可控开关S1组成的一组电路。该组电路接收DC输入电压Vi。DC输入电压Vi的负极接地。二极管D被设置于输出端O1和电感L与开关S1的结合点之间。平滑电容器C和负载Z两者都被设置于输出端O1和地之间。DC-DC变换器的输出电压Vo存在于负载Z两端。控制电路CO接收输出电压Vo并且提供一个控制信号CS到开关S1来控制开关S1的接通和断开时间段Ton，Toff。

控制器CO控制DC-DC变换器的工作频率作为输出电压Vo的函数以便接通时间段Ton保持基本恒定。控制器CO的实施例参照图5和6来阐明。

示出的DC-DC变换器可以嵌入到举例来说诸如电视接收机、计算机监控器、盒式磁带录像机、打印机或计算机之类的电子设备中。负载Z是该电子设备的电路负载。

在根据本发明的一个实施例中，控制器CO接收输入电压Vi来进一步控制工作频率fo作为输入电压Vi的函数以便接通时间段Ton基本保持恒定。

图2示出根据本发明的降压变换器的框图。降压变换器包括由开关S 1和开关S2的主电流通路所组成的一组电路，其被设置用于接收DC输入电压Vi。电感L1设置于DC-DC变换器的输出端O1与开关S1和S2的主电流通路的结合点之间。DC输入电压的负极和开关S2中没有连接到开关S1的一端都接地。平滑电容器C和负载Z的并联电路被设置于输出端O1和地之间。

控制电路CO接收输出电压Vo以及可选地接收输入电压Vi，以便提供控制信号CS1和CS2，其分别控制开关S1和S2的接通和断开时间段。对开关S1和S2进行控制以便使其具有基本相反的相位：当开关S1导通(闭合)时开关S2是不导通(断开)的，反之亦然。

此外，控制器CO控制DC-DC变换器的工作频率fo作为输出电压Vo的函数以便开关S1的接通时间段Ton基本保持恒定。控制器CO的实施例参照图5和6来阐明。在根据本发明的实施例中，控制器CO接收输入电压Vi来进一步控制工作频率fo作为输入电压Vi的函数以便接通时间段Ton也作为输入电压Vi的函数而基本保持恒定。输出电流IO是负载Z所需要的电流。

此外，降压变换器可以嵌入举例来说诸如电视接收机、计算机监控器、盒式磁带录像机、打印机或计算机之类的电子设备中。负载Z是该电子设备的电路负载。该降压变换器可以尤其有利地用于调整微处理器的供电电压。在现有计算机中，微处理器在电源供电电压大约1.5V时需要很高的电流。通常变换器有大约12V的DC输入电压。因此虽然电源供电电压界限分明，但微处理器所需的电流仍将变为很大的值。

图3示出用于说明图2的降压变换器的操作的信号。图3A示出控制信号CS1，图3B示出控制信号CS2，图3C示出经过电感L的电流IL。

在t1时刻，即开关S1的接通时间段Ton的开始，开关S2断开同时开关S1闭合，电感L连接到DC输入电压Vi的正极，其中DC输入电压的值高于输出电压Vo的值，从而，电流IL开始增大。如果DC输入电压Vi和输出电压Vo都是基本上恒定的，电流IL将会基本上线性地增大。

在t2时刻，即开关S1的接通时间段Ton的终止，开关S1断开同时开关S2闭合。现在，电感L上的电压改变极性同时电流IL开始减小。如果输出电压Vo被认为是基本上恒定的，经过电感L的电流IL将基本上线性地减小。在t3时刻，开关S1的下一个接通时间段Ton开始。开关S1的断开时间段从t2时刻持续到t3时刻。开关循环的一个周期Tp的持续时间被称为周期持续时间Tp。降压变换器的工作频率fo是周期持续时间Tp的倒数。

如果负载Z所需的能量减小，因为能量将被存储在平滑电容器C中，输出电压Vo开始增大。控制器CO控制降压变换器的平均工作频率fo以便开关S1的平均接通时间Ton保持恒定。

在降压变换器中，工作频率fo根据如下等式由DC输入电压Vi和输出电压Vo的值来确定：

fo＝(N×Vo)/(Ton×Vi)，

其中Ton是基本恒定接通时间，N是在多个降压变换器并联来最小化输出电压Vo上的波动时降压变换器的数目。

从而，基于这个等式，控制器CO相应于输出电压Vo的值和DC输入电压Vi的值调整工作频率，而接通时间段Ton的值是保持固定的。

图4示出作为输出电压的函数的工作频率。

降压变换器的工作频率fo沿着纵轴表示，输出电压Vo沿着横轴表示。

在图4中，作为例子，两条曲线f11和f12示出作为输出电压Vo的函数的工作频率fo。为了便于说明，假定DC输入电压Vi不变。

在实际应用中，DC输入电压Vi经常是固定的但可以有不同的离散值，例如，12V或5V。在这种情况下不需要精确地测量DC输入电压Vi的值，并且其可看作是一个能根据DC输入电压Vi的实际值而选择成不同值的常数。

曲线f11示出工作频率fo随输出电压Vo的减小而线性地减小。在输出电压Vo的特定值Vo2以下，工作频率将被限制在一个特别小的值fmin来保证变换器的启动。还可选择关于工作频率fo的频率偏移FO以便在输出电压Vo是最小值Vo1时达到fmin，如曲线f12所示。最小频率fmin或偏移FO可根据接通时间段Ton的期望的最小持续时间(该最小频率fmin的最大值)和导致最大接通时间段Ton的可接受的最大峰值电流(该最小频率的最小值)来选择。

图2示出降压变换器的原理图，其中开关S1通常是一个称为控制FET或控制开关的FET，同步开关S2通常是一个称为同步FET或同步开关的FET。通常，通过开关S1的电流由感应电阻(未示出)来感测，该感应电阻通常设置于DC输入电压Vi的正极和开关S1之间。对于用(直流)电流模式控制操作的降压变换器，需要最小的接通时间段Ton以能够测量在开关S1的接通时间Ton期间电感L中的电流。如果开关S1的接通时间Ton变得非常短，寄生电容或延迟会显著地干扰感测信号。

一种降压变换器比如在US-A-4524412中公开。在降压转换器中开关节点的忙闲度是输出电压Vo和输入电压Vi的函数。当应用于降压变换器的供电电压Vi与输出电压Vo之间的比值很大时，控制开关S1的接通时间段Ton可能非常小。如果应用电流模式控制，则在控制开关S1接通时间段Ton结束时所测量的电感电流IL因此可能被寄生元件干扰或不能及时稳定下来。

根据降压变换器的基本等式，在稳态下的忙闲度是DC输入电压Vi和输出电压Vo的函数：

d＝Ton/Tp＝Vo/Vi，

其中Tp是周期持续时间，1/Tp是工作频率fo。

如果多个降压变换器并联设置以便使输出电压Vo上的波动最小，降压变换器将被控制为顺序地激活，每一个都在其自己的相位期间激活。例如，参考图3，如果在一个周期Tp中两个降压变换器并联使用，则第一降压变换器如图所示在t1时刻开始一个接通相位，降压变换器的另一个在t5时刻开始一个接通相位。该双降压变换器系统具有两个相位，每个降压变换器一个。在这样的多个降压变换器的系统中，d是在一个相位的开关节点(降压变换器之一)的忙闲度，Tp是在每个相位的开关节点的信号的周期时间。

在输出电压Vo低的情况下，例如在变换器启动期间，或过电流保护期间，如果接通时间Ton不能降低则问题可能产生：该变换器将不再能调节。

在降压变换器中，如果对于特定的输出电压Vo和输入电压Vi，Ton不能变得比最小接通时间Tmin更小，工作频率fo不得不降低以保证降压变换器可调节。

当在稳态下的电流波动Ir等于在开关S1的接通时间段经过电感L的电流IL的增量时，该波动能被计算如下：

Ir＝(Vi-Vo)×(Ton/L)。

因而，在比所需更长的周期时间Tp，系统按比所需更长的开关S1的接通时间Ton操作，因此电流波动Ir将比所需更大。因此，对电流波动Ir的最佳选择是选择尽可能短的接通时间Ton。则最小的周期时间Tp一定是：

Tp＝Ton×(Vi/Vo)。

调整周期时间Tp的现有方法，如在US 4,524,412中所公开的，是在开关S2接通时间期间测量电流并且阻止开关S1接通直到在开关S2中的电流减小到特定最大值以下。该现有技术的缺点是其必须在开关S2接通时间期间测量电流。

在本申请中，一种在整个输出电压和输入电压范围上保持控制开关S1的接通时间Ton相当地恒定的方法被描述。根据提出的解决方法，能使输出电压范围更大，并且可以选择更小的电感L和输出电容C，而不需要在同步开关S2冲程(stroke)期间的电流感测。输出电容C能被选择尽可能的小，因为电感L中的波动电流Ir是最小的。有利地，频率调整是输入电压Vi和输出电压Vo的函数。降压转换器的输出电压Vo能在很宽的范围内被调节而波动电流不显著改变，并且控制FET S1的接通时间Ton几乎恒定。控制FET S1的接通时间恒定是一个优点，因为由于动态负载变化导致大的接通时间变化是可能的。

在实际的降压变换器中，固定的频率用于从没有负载到提供给负载Z输出电流Io的特定值的正常操作。选择周期时间Tp以便接通时间Ton大于Tmin，使得在负载调整期间接通时间Ton仍然能降低以保持变换器为已调整。在输出电压Vo的预定值以下，根据适用于降压变换器的等式降低工作频率fo。这意味着工作频率fo将正比于输出电压Vo，变换因数能根据相位的数目N与DC输入电压Vi的组合被限定或保持固定。电流模式回路像通常一样工作并且将保持接通时间Ton几乎恒定，如同其尽力保持峰值电流Ir恒定一样。

还有可能在输出电压Vo的整个范围上调节频率fo。这甚至更加简单，因为它不需要检测输出电压Vo是否降低至预定值以下。

还可定义一个期望的接通时间Tod，其为确定最小接通时间的因数。该因数可以是固定的或外部可调的。在工作期间，期望的接通时间Tod(见图6)与实际的接通时间Tom相比较，并且对于慢回路接通时间被调节成等于期望的接通时间Tod。结果，工作频率fo在给出的期望接通时间Tod被自动调节为可能的最大值。该解决办法的优点是在所有情况下工作频率fo将一直是可能的最大频率，并且其不必精确地测量DC输入电压Vin。如果5V或12V电压下的工作是期望的，由于自动调节，对于DC输入电压Vin只有两个固定值是有效的。相位N的数目还能在振荡器OSC的变换因数上被编程。

图5示出用于控制图2的降压变换器的控制电路的实施例。控制电路CO包括输出电压测量电路OVM，可控振荡器COS，和驱动器DR。

输出电压测量电路OVM具有一个接收输出电压Vo的输入端，一个接收输出电压Vo的预定值Vo2(控制模式在该值上改变)的输入端(见图4，曲线f11)，和一个提供振荡器控制信号OV的输出端。输出电压测量电路OVM可以包括一个比较电路(未示出)，其比较输出电压Vo和预定值Vo2来提供振荡器控制信号OV，该控制信号OV是预定值Vo或输出电压Vo的最小值2。输出电压测量电路OVM还可以直接提供输出电压Vo作为振荡器控制信号OV。

可控振荡器COS接收振荡器控制信号OV以便提供控制信号OCS到驱动电路DR。可控振荡器可以是已知的电压到频率转换器。控制信号OCS将具有一个正比于振荡器控制信号OV的电平的重复频率：

fosc＝a×OV，

其中fosc是控制信号OCS的重复频率，a是恒定因数，OV是振荡器控制信号OV的电平。

驱动器DR接收控制信号OCS并且提供驱动信号CS1来控制开关S1的接通和断开时间段，提供驱动信号CS2来控制开关S2的接通和断开时间段。包含一个接通和一个断开时间段Ton，Toff的周期时间Tp是控制信号OCS的重复频率fosc的倒数。例如，在实际的实现中，控制信号OCS可以是一个具有上升沿的的脉冲信号，该上升沿表示开关S1的接通时间段Ton的开始。基本固定的接通时间Ton可以已经在控制信号OCS中提供，或可以在驱动器DR中计数。开关S1的接通时间Ton可以通过计数器(未示出)计数，其以已知的方式对时钟发生器的时钟脉冲进行计数。驱动信号CS2原则上是驱动信号CS1的倒数。如所知的，必须采取措施控制开关S1和S2不同时导通。

在预定值VO2以下，降压变换器在振荡器信号OV是预定值Vo2时工作在固定工作频率fmin，当高于预定值Vo2时，变换器工作在恒定接通时间Ton模式，其中工作频率fo正比于输出电压Vo的值。

图6示出另一个用于控制图2的降压变换器的控制电路的实施例。控制器CO包括比较器DCO，环路滤波器INT，可控振荡器OSC，驱动电路DR，输出电压测量电路OVM，和输入电压测量电路IVM。通常，环路滤波器INT是低通滤波器并包括积分器。

比较器DCO比较测量的实际接通时间段Tom和期望的接通时间段Tod并且提供一个差值信号DI。

环路滤波器INT滤波该差值信号DI以便获得经滤波的差值信号IDI。优选地，滤波器INT的积分周期比周期时间Tp长得多。

输出电压测量电路OVM接收输出电压Vo并且测量输出电压Vo的值VVo。输出电压测量电路OVM能传送输出电压Vo到它的输出端从而使值VVo是输出电压Vo。在最后一种情况下，输出电压测量电路OVM是多余的。

输入电压测量电路IVM接收输入电压Vi并且检测输入电压Vi的值VVi。输入电压测量电路IVM能传送输入电压Vi到它的输出端从而使该值VVi是输入电压Vi。在最后一种情况下，输入电压测量电路IVM是多余的。

如果振荡器OSC是由从输出电压Vo和输入电压Vi的数字值计算所需工作频率fo的数字电路控制，输出电压Vo和输入电压Vi的值VVo和VVi的测量可以是分别相关的。振荡器OSC也可以由模拟电路来控制。

接收经滤波的差值信号IDI以及值VVo和VVi的振荡器OSC将根据如下等式提供其重复频率等于工作频率fo的振荡器信号OS：

fo＝(kc×Vo)/(Tod×Vi)，

其中kc的值由经滤波的差值信号IDI来确定。

可替换地，只有期望的接通时间段Tod需要设置，DC输入电压Vi的值和输出电压Vo的值都不需要测量。比较器DCO和环路滤波器INT组成的闭合环路控制工作频率fo，从而获得等于期望的接通时间段Tod的接通时间段Ton的基本恒定的平均持续时间。

该闭合环路具有在控制器CO中的容差将通过闭合环路来确定的优点。

应该注意上述实施例阐明本发明但不限于此，本领域技术人员将能够在不脱离所附权利要求的范围的情况下实现多个可替换的实施例。

例如，作为一个线圈示出的电感L可以是一个变压器。变压器尤其适应于如果需要产生多个不同的输出电压，或DC-DC变换器的初级端和次级端必须电分离时的情况。

优选地，控制的开关是半导体设备，比如MOSFET或双极性晶体管。

根据本发明的控制方法能应用于使用峰值电流模式、平均电流模式或电压模式，以及降压、降压-升压、升压功率级的开关调节器。

权利要求中，括号中的任何参考标记均不解释为限制该权利要求。单词“包括”不排除除了权利要求中所列的以外其他元件或步骤的存在。本发明能通过包括多个不同元件的硬件装置，以及适合可编程的计算机装置来实现。在列举多个装置的产品权利要求中，这些装置中的几个能通过硬件的同一条目实施。某些措施仅仅在多个不同的从属权利要求中描述的事实，不表示这些措施的组合不能有利地使用。

Claims

1.一种DC-DC变换器，包括：

电感，连接用来接收DC输入电压和提供输出电压，

开关，用于在周期时间的接通时间段将电感周期性地连接到DC输入电压，DC-DC变换器的工作频率是周期时间的倒数，和

控制器，作为输出电压的函数，用于控制工作频率基本上正比于输出电压，以获得接通时间段期间基本恒定的平均持续时间。

2.如权利要求1中所述的DC-DC变换器，其中控制器包括：

驱动电路，用于提供驱动信号给开关从而控制开关的接通和断开状态，

可控振荡器，用于提供控制信号给驱动电路，和

输出电压测量电路，用于提供控制可控振荡器的振荡器控制信号，以便调节该可控振荡器的工作频率基本上正比于输出电压，同时保持开关的接通时间段的平均持续时间基本恒定。

3.如权利要求1中所述的DC-DC变换器，其中，工作频率基本上直接正比于输出电压。

4.如权利要求1中所述的DC-DC变换器，其中，工作频率进一步也作为DC输入电压的函数依赖于DC输入电压，从而获得接通时间段的基本恒定的平均持续时间。

5.如权利要求4中所述的DC-DC变换器，其中，工作频率基本上直接反比于DC输入电压。

6.如权利要求5中所述的DC-DC变换器，其中，工作频率fo是fo＝(N×Vo)/(Ton×Vi)，其中N是常数，Vo是输出电压，Ton是接通时间段的基本恒定的平均持续时间，Vi是DC输入电压。

7.如权利要求1中所述的DC-DC变换器，其中，控制器包括比较器，用于比较开关的接通时间段的实际持续时间和接通时间段的期望持续时间，以便控制工作频率，从而获得接通时间段的基本恒定的平均持续时间。

8.如权利要求7中所述的DC-DC变换器，其中控制器还包括：

环路滤波器，用于对由比较器提供的差值信号进行滤波，从而获得经过滤波的差值信号，

可控振荡器，用于接收DC输入电压、输出电压和经过滤波的差值信号，从而提供具有所述工作频率和接通时间段的基本恒定的平均持续时间的振荡器信号，和

驱动电路，用于接收振荡器信号来驱动开关。

9.如权利要求7中所述的DC-DC变换器，其中，控制器还包括：

输入电压测量电路，用于测量DC输入电压的值，

输出电压测量电路，用于测量输出电压的值，

环路滤波器，用于对由比较器提供的差值信号进行滤波来获得经过滤波的差值信号，

可控振荡器，用于接收DC输入电压的值、输出电压的值、和经过滤波的差值信号，以便提供具有所述工作频率和接通时间段的基本恒定的平均持续时间的振荡器信号，和

驱动电路，用于接收振荡器信号来驱动开关。

10.如权利要求7中所述的DC-DC变换器，其中，工作频率fo是fo＝(N×Vo)/(Ton×Vi)，其中Vo是输出电压，Ton是接通时间段的基本恒定的平均持续时间，Vi是DC输入电压，并且其中N由经过滤波的差值信号来确定。

11.一种如权利要求1中所述的DC-DC变换器，其中，首次提到的开关和另一个开关的主电流通路所组成的串联电路被设置用于接收DC输入电压，电感设置于平滑电容器与首次提到的开关和另一个开关的主电流通路的结合点之间，输出电压存在于平滑电容器两端，控制电路适于进一步控制另一个开关的相比与首次提到的开关的相位基本上相反。

12.一种控制器，应用于前面任何一个权利要求中所述的DC-DC变换器中。

13.一种装置，包括权利要求1至11中任何一个所述的DC-DC变换器。

14.一种控制DC-DC变换器的方法，包括：

电感被连接用来接收DC输入电压和提供输出电压，

开关用于在周期时间的接通时间段将电感周期性地连接到DC输入电压，DC-DC变换器的工作频率是周期时间的倒数，

该方法包括步骤：作为输出电压的函数，控制工作频率基本正比于输出电压来获得接通时间段的基本恒定的平均持续时间。