CN1663161A - 具有无干扰窗的使用扩展码的mt－cdma - Google Patents

Abstract

本发明涉及数字传输。特别地，本发明涉及使用多载波码分多址(CDMA)发送数据以接入传输系统的方法。此方法包括以下步骤：使用正交频分多路复用(OFDM)调制待发送的数据，以产生OFDM调制的数据符号；和利用扩展码扩展OFDM调制的数据符号，所述扩展码包括一组预定序列，其中所述序列被预先定义，以使它们在被定义为无干扰窗(IFW)的相关函数的零时间偏移周围的一个区域内满足预先确定的自相关和/或互相关准则。

Description

具有无干扰窗的使用扩展码的MT-CDMA

技术领域

本发明一般涉及数字传输。特别地，本发明涉及使用多载波码分多址(CDMA)发送数据以接入传输系统的方法以及接收这样发送的数据的方法。

本发明还涉及用于实现上述方法的系统、发射机和接收机。

本发明还涉及用于实现这样的方法的计算机程序产品。

本发明尤其适用于未来一代高数据速率的移动通信系统(高于第三代)。

背景技术

由于对高速率移动数据通信的不断增加的需求，部分原因是期望多媒体业务在不久的将来超出话音业务，所以也称为4G系统的下一代蜂窝无线系统在为客户提供高容量频谱有效服务方面面临重要的挑战。因此，甚至在完全商业部署3G系统之前，关于4G系统(或IMT-2010+系统)的研究和探讨已经开始了。正作出努力来开发支持不断增长的移动数据业务的需求的空中接口。

近来已经建议了用于无线通信网络的宽带码分多址(CDMA)系统。这些系统提供比传统接入技术更高的容量和更高的数据速率。而且，这些系统能够对付多媒体数据业务的异步特性并且对抗不利的信道频率选择性。然而，如此高速无线链路的大的频率带宽使之易受符号间干扰(ISI)的影响。因此，已经建议了大量的多载波CDMA技术来改善频率选择信道上的性能。另一方面，在接入网络中增加用户数据速率的方式之一是使用多载波多路多路复用技术，即公知的正交频分多路复用(OFDM)。甚至在极不利的无线电信道中，OFDM也是在移动环境中发送高数据速率的一种好的解决方案。多载波CDMA(OFDM-CDMA)组合OFDM和CDMA技术。它允许受益于对抗OFDM的信道分集的鲁棒性和受益于CDMA的高的多址联接容量。或在频域中执行扩展，这导致多载波CDMA(MC-CDMA)，后者在时域中执行扩展，这导致多音CDMA(MT-CDMA)和多载波直接序列CDMA(MC-DS-CDMA)。

OFDM技术具有各种缺陷：同步难以执行，并且系统对频偏和非线性放大敏感，这造成高的峰值-平均值功率比(PAPR)。虽然多载波CDMA具有相同的缺陷，但其主要优点是降低每个副载波中的符号速率，允许更长的符号持续时间并因而更容易进行信道估计。

公开在IEEE Transactions on Vehicular Technology，1995年5月，第44卷，第2号，第327-337页上标记为[1]的L.Vandendorpe写的文章：“Multitone spread spectrum multiple accesscommunications system in a multipath Rician fading channel”描述了异步多音CDMA(MT-CDMA)技术作为用于未来4G系统的一种有希望的候选技术。在MT-CDMA结构后面的主要思想是能够通过附加多载波来增加扩展序列长度而不增加带宽，从而通过降低多址干扰(MAI)来得到增加用户容量的优点。然而，这个优点的取得是以增加载波间干扰(ICI)为代价的，此ICI干扰抵销了此优点，并因而用户容量的增加可能丢失。因此，MT-CDMA系统需要能够在高数据速率的无线应用中具有禁止复杂度的干扰抵消/减少技术。

发明内容

本发明的一个目的是提供一种系统，其实施起来不比引用文章[1]中所述的系统更复杂并且获得更好的质量。

本发明考虑到了下面几个方面。近来已建议了大区域同步CDMA(LAS-CDMA)来增强3G和4G无线系统，并且描述在中国无线电信标准(CWTS)，2001年4月25日，WG1，SWG2#4，LAS-CDMA Sub-WorkingGroup中的标记为[2]的文献：“Physical layer specification forLAS-2000”中。LAS-CDMA使用一组有效的扩展码，称为LAS码，这种码在定义为无干扰窗(Interference-Free Window)(IFW)的原点周围的区域内具有完美的自相关和互相关特性。LAS码在标记为[3]的D.Li写的文章：“A high spectrum efficient multiple accesscode”中描述成一种新类别的高频谱效率的多址联接代码，此文章发表在第5届亚太通信会议以及第4届光电子和通信会议的会刊(APCC/OECC’99)，1999年，第1卷，第598-605页上。相似的序列也存在于文献中，诸如Zero Correlation Zone(零相关区)(ZCZ)序列，例如在P.Z.Fan、N.Suehi ro和X.M.Deng写的文章：“Aclassof binary sequences with zero correlation zone”中所述的，此文章发表在Electronics Letters，1999年，第35卷，第777-779页上，其标记为[4]，或例如在X.M.Deng和P.Z.Fan写的文章：“Spreading sequence sets with zero correlation”中，此文章公开在Electronics Letters，2000年12月，第36卷，第12号，第982-983页中所述的，其标记为[5]；低相关区(LCZ)序列，如在X.H.Tang、P.Z.Fan和S.Matsufuji写的文章：“Lower bounds on themaximum correlation of sequence set with low or zerocorrelation zone”中所述的，此文章发表在Electronics Letters，2000年3月，第36卷，第6号，第551-552页上，其标记为[6]，或描述在B.Long、P.Zhang和J.Hu写的文章：“A generalized QS-CDMAsystem and the design of new spreading codes”中所述的，此文章公开在IEEE Transations on Vehicular Technology，1998年11月，第47卷，第1267-1275页中，其标记为[7]，以及如在P.Fan和L.Hao写的文章：“Generalized orthogonals equences and theirapplications in synchronous CDMA systems”中所述的通用正交序列，此文章公开在IEICE Trans.Fundamentals，2000年11月，第E83-A卷，第11号，第2054-2069页中，其标记为[8]。这些序列的共同特点是自相关和互相关特性只在以原点为中心的某个区域内满足期望的条件。通过使用这样的序列用于在基于CDMA的系统中进行扩展，那么就有可能在信道延迟扩展小于ZCZ/LCZ的长度时获得符号间干扰(ISI)的显著减少，并且在用户之间的同步可以被控制到考虑LCZ/ZCZ长度的可允许时间差时获得MAI的显著减少。对于LAS码，示出了可用代码的数目与IFW长度的乘积直接与序列长度成比例。因而，通过具有更长的序列长度，能够增加可用代码的数目和/或IFW的长度。

本发明建议一种新系统，其能够使用具有MT-CDMA结构的上述扩展序列族之一。使用这些代码的干扰抑制特性允许受益于MT-CDMA的优点而不必遭受ICI。通过使用增加扩展序列长度的可能性而没有MT-CDMA所提供的带宽扩展，可用扩展码的数目和/或IFW的长度可以被增加。由于为了高数据速率无线应用而增加信道长度，所以增加IFW的长度是特别相关的。从而，可以把新系统看作一个共生体(symbiosis)，其中两个组成部分系统增强彼此的相对性能。

附图说明

本发明以及可以选择地用于有益实施本发明的附加特征从下文所述的附图中是明显的并将参照这些附图来进行阐述，其中：

-图1是说明MT-CDMA发射机范例的概念方框图，

-图2是说明MT-CDMA信号的频谱的示意图，

-图3是说明MT-CDMA接收机范例的概念方框图，

-图4和图5是用于说明可以在本发明中使用的扩展码范例的构造的示意图，

-图6和图7是说明在根据本发明的系统中的仿真结果的图表，

-图8是说明根据本发明的系统范例的概念方框图。

具体实施方式

图1示出一个MT-CDMA发射机。该MT-CDMA方案由于其异步结构而主要被建议用于蜂窝系统的上行链路通信中。编码器ENCOD将任意用户k的输入数据符号S编码成编码数据符号Sc。串行-并行转换器S/P把输入的编码数据符号Sc转换成Nc个低速率并行子流，每个子流调制副载波f_p(p＝0，...Nc-1)，并累加起来以得到一个OFDM符号。输入的编码数据符号的持续时间Ts被增加因子Nc，以得到T＝Nc×Ts作为加法器的输出上的OFDM符号持续时间。然后，该OFDM符号利用用户k的相关扩展波形C_k(t)进行扩展，并被发送。

图2示出MT-CDMA信号的频谱，包括标记为f₀，f₁，..，f_Nc-1的Nc个副载波。副载波间隔为1/T，所以Nc个并行数据子流在扩展之前满足正交性要求。然而，在扩展之后，每个副载波的频谱不再满足正交性条件，这造成MT-CDMA系统的一个主要缺陷：载波间干扰(ICI)，如图2所示。

另一方面，紧密的副载波间隔允许使用长度为L的更长的扩展码，这比传统DS-CDMA方案的长度长一个因子Nc，使得MT-CDMA系统的处理增益等于L/Nc，这是此系统的主要优点。因此，在MT-CDMA系统中折衷办法是以更高的ICI为代价，系统受益于更长的扩展序列的优点(类似于由于更好的相关特性而减少MAI和ISI，具有更多可用的序列，等等)。在这些优点突出的一个信道中，MT-CDMA方案能够优于传统的DS-CDMA方案。

图3示出一个MT-CDMA接收机。它包括瑞克(RAKE)解调器30、均衡器(其标记为EQ/IC，也执行干扰抵消)、解码器DECOD和检测器DETECT。该接收机接收利用由图1中描绘的发射机发送的MT-CDMA数据序列形成的信号。标记为r(t)的多载波MT-CDMA信号被RAKE解调器30接收。它包括分布在标记为f₀至f_Nc-1的Nc个副载波之间的几个副载波信号，并且每个副载波信号都具有称为多路径的几条路径。RAKE解调器首先分离这些副载波，以解调收到的信号，即执行与经典的OFDM调制相反的操作。为此，并行乘法器将接收到的信号r(t)乘以副载波f₀至f_Nc-1。然后，标记为RAKE 0至RAKE Nc-1的Nc个RAKE组合器在所有接收到的路径上执行匹配过滤，并最优地通过最大比率组合来组合它们。可以把接收机前端的RAKE解调器30中的每个支路视为调谐到相关副载波的一个标准CDMA RAKE组合器。并行-串行转换器P/S把RAKE组合器的并行输出转换成串行序列。然后，利用均衡/干扰抵消块EQ/IC，均衡串行序列并且抵消剩余的干扰。然后，此序列利用解码器DECOD进行解码，该解码器执行与图1中所描绘的编码器ENCOD相反的操作。然后，检测器DETECT确定接收信号的估算，以检索原始数据S。

因为RAKE接收机的性能是干扰限制的(由扩展序列集的相关特性确定)，所以在均衡(EQ)、干扰抵消(IC)和/或多用户检测(MUD)方面的RAKE后(post-RAKE)处理对于令人满意的性能通常是必要的。对于下一代蜂窝移动系统的高数据速率无线应用来说，这种必要性会带来复杂度问题。而且，已经表明，在串行到并行转换的编码符号和RAKE组合器输出上的样本之间总的数字低通等效结构表达了一种多输入多输出(MIMO)结构。因此，RAKE后处理还具有MIMO结构，这进一步使之易于产生复杂度问题。

在图1的发射机的输出上的低通等效发送信号x_k(t)由下式给出：

$x_k\left(t\right)=\sqrt{\frac{P}{N_c}}\underset{q=0}{\overset{N_c-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{I}_k^q\left[m\right]c_k\left(t\right)u(t-\mathrm{nT})\exp \left(j\frac{2\mathrm{\π}}{T}\mathrm{qt}\right)---\left(1\right)$

其中P为所有用户的发射功率，I_k ^q[m]是在时刻m上用户k的副载波q上的复数符号，c_k(t)是用户k的扩展波形，以及u(t)是OFDM脉冲形状，其假定为具有单位幅度和持续时间T的矩形。与副载波q相关的RF频率是f_q＝f₀+q/T，这里f₀是某一基本频率。

假定用户k的线性非时变信道具有低通脉冲响应g_k(t)，具有K个用户的系统中接收到的低通等效信号r(t)可表示为：

$r\left(t\right)=\sqrt{\frac{P}{N_C}}\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\underset{q=0}{\overset{N_c-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{I}_k^q\left[m\right]h_k^q(t-\mathrm{mT})+n\left(t\right)---\left(2\right)$

其中h_k ^q(t)＝[c_k(t)u(t)exp(j2π/T×qt)]*g_k(t)，*表示线性卷积，而n(t)为具有双边功率谱密度N₀的零平均值加性白高斯噪声(AWGN)。

用户u的接收机采用具有最大比率组合(MRC)的RAKE前端，其输出由下式得到：

$y_u^p\left[n\right]=\frac{1}{T\sqrt{P}}\underset{-\∞}{\overset{+\∞}{\∫}}r\left(t\right)\left[h_u^p(t-\mathrm{nT})\right]*\mathrm{dt}---\left(3\right)$

其中y_u ^p[n]是在时刻n上与副载波p相关的用户u的RAKE-MRC输出，而(.)^*表示复共轭。如果更详细地说明RAKE-MRC输出，我们得到：

$y_u^p\left[n\right]=\frac{1}{\sqrt{N_c}}\left\{\begin{array}{c}{I}_u^p\left[n\right]{\mathrm{\χ}}_{\mathrm{uu}}^{\mathrm{pp}}\left[0\right]+\underset{(\mathrm{\η}\≠0)}{\overset{\∞}{\underset{\mathrm{\η}=-\∞}{\mathrm{\Σ}}}}{I}_u^p[n-\mathrm{\η}]{\mathrm{\χ}}_{\mathrm{uu}}^{\mathrm{pp}}\left[\mathrm{\η}\right]+\\ \underset{(q\≠p)}{\overset{N_c-1}{\underset{q=0}{\mathrm{\Σ}}}}\underset{\mathrm{\η}=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{I}_u^p[n-\mathrm{\η}]{\mathrm{\χ}}_{\mathrm{uu}}^{\mathrm{pp}}\left[\mathrm{\η}\right]+\underset{(q\≠p)}{\overset{K}{\underset{k=1}{\mathrm{\Σ}}}}\underset{q=0}{\overset{N_c-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{\mathrm{\η}=-\∞}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{I}_u^p[n-\mathrm{\η}]{\mathrm{\χ}}_{\mathrm{uu}}^{\mathrm{pp}}\left[\mathrm{\η}\right]\end{array}\right\}+\frac{1}{T\sqrt{P}}{v}_u^p\left[n\right]---\left(4\right)$

其中把信道相关系数χ_uk ^pq定义为：

${\mathrm{\χ}}_{\mathrm{uk}}^{\mathrm{pq}}\left[\mathrm{\η}\right]=\frac{1}{T}\underset{-\∞}{\overset{+\∞}{\∫}}{h}_k^q\left(t\right)\left[h_u^p(t-\mathrm{\ηT})\right]*\mathrm{dt}---\left(5\right)$

并且v_u ^p[n]是具有方差N₀Tx_uu ^pp[0]的零平均AWGN样本。等式(4)中的第一项是期望的信号项，第二项是ISI项，第三项是ICI项，以及第四项是MAI项。在所有这些干扰项中，每次累加中只有Lc个分量是有效的。Lc称为信道深度并由

给出，其中T_m是此信道的多路径延迟扩展，这里 表示向着最接近的较小整数取整。考虑用户k的一般多路径信道模型为：

$g_k\left(t\right)=\underset{l=0}{\overset{L_c-1}{\mathrm{\Σ}}}{g}_{k,l}\mathrm{\δ}(t-{\mathrm{\τ}}_{k,l})---\left(6\right)$

其中{g_k，1}和{τ_k，1}分别表示复数路径系数和路径延迟，等式(5)可以再写成如下：

${\mathrm{\χ}}_{\mathrm{uk}}^{\mathrm{pq}}\left[\mathrm{\η}\right]=\frac{1}{T}\underset{l=0}{\overset{\mathrm{Lc}-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=0}{\overset{\mathrm{Lc}-1}{\mathrm{\Σ}}}{g}_{k,i}{g}_{u,l}^{*}\exp \left(j2\frac{\mathrm{\π}}{T}(p{\mathrm{\τ}}_{u,i}-q{\mathrm{\τ}}_{k,i})\right)R_{\mathrm{uk}}^{\mathrm{pq}}\left[\mathrm{\η}\right]---\left(7\right)$

其中相关系数R_uk ^pq[η]由下式给出：

$R_{\mathrm{uk}}^{\mathrm{pq}}\left[\mathrm{\η}\right]=\underset{-\∞}{\overset{\∞}{\∫}}{c}_u^{*}(t-{\mathrm{\τ}}_{u,l})c_k(t-{\mathrm{\τ}}_{k,i})u(t-\mathrm{\ηT}-{\mathrm{\τ}}_{u,l})u(t-{\mathrm{\τ}}_{k,i})\exp \left[j2\frac{\mathrm{\π}}{T}(q-p)t\right]\mathrm{dt}---\left(8\right)$

相关系数取决于扩展序列的部分相关特性。如从上述等式中观察到的，MT-CDMA利用由于引入更多副载波形成的额外干扰而牺牲掉由于利用更长的扩展码而得到的相关值的减少。

具有单一用户检测的CDMA系统是干扰受限的。CDMA系统中的干扰是由扩展码的自相关和互相关特性所确定的。如[3]中所述的，一个理想的代码集在其非周期/部分的自相关(零非高峰自相关)和互相关(零互相关)中没有旁瓣。然而，具有理想的自相关和互相关特性是互相抵触的目标，并没有这样的代码集存在。幸运的是，为了抑制干扰，不必在每一处都具有零非高峰自相关和零互相关，而是在原点周围的某个区域内有这样的相关，其长度取决于信道延迟扩展，其被定义为与至少两个不同多路径(一般为最长和最短)的时间长度之间的差的估值相对应的时间长度。所以，只要能够建立考虑信道延迟扩展的同步性，使用这样的扩展码的CDMA系统就不会受到干扰。满足这些特性(也称为广义正交性条件)的扩展码集在文献[4]到[8]中存在。

图4和图5示出了标记为LAS代码的这些代码范例的构造，这些代码具有期望的干扰抑制特性。这些代码近来被用在称为LAS-CDMA的新的CDMA方案中，此方案已被建议用于中国的3G标准化处理过程中，而且还用作4G系统的基础。LAS-CDMA使用称为LAS码的此特定集合的扩展码，其在原点[-d，d]周围的区域内非高峰部分自相关和部分互相关值为零：无干扰窗，如[3]中所述的。为了获得这些部分自相关和互相关特性，在此序列中插入零间隙。LAS码是脉冲抑制双极性LS码和确定零间隙的长度与位置的LA脉冲的组合。在两个LA脉冲之间，具有LS码，其包括C区段C_k和S区段S_k，后面分别跟着C间隙和S间隙，如图4中所示。LA脉冲在图4中利用在LS块之间插入的阴影框来代表。在图示说明LS符号细节的框架中的阴影框分别代表S和C间隙。

图5示出了C和S区段的迭代构造，它们是双极性序列，其中L’是没有零间隙的LS序列的长度(即，C_k和S_k的长度之和)。作为LAS码的一个范例：在其中L’＝4的第一级上，c1＝++，c2＝+-，s1＝-+和s2＝--。至于LA码，它们被用于识别小区/扇区，而且通过改变基本LA码的序列来获得不同的LA码，它们的脉冲位置在下面表1中描述。

	基本LA码脉冲位置
										LA间隙	0	2	4	6	8	10	12	14	16
LA脉冲位置	136	274	414	556	700	846	994	1144	1296
										LA间隙	18	20	22	24	26	28	36	1
LA脉冲位置	1450	1606	1764	1924	2086	2250	2422	2259

表1

图4中所示的LAS码的构造是对应于中国3G标准规范提案[2]的一个范例。LS码的C和S区段的长度为64(形成长度L’＝128的LS码)，C和S间隙的长度为4，LA脉冲的数目为17，以及在LAS码中发现的码片总数目为2559。利用这些参数，所构造的代码具有长度为9的IFW，即d＝4。关于LAS码的构造的进一步细节在文献[2]中给出。

LAS码具有某些缺陷：在序列中插入零导致频谱效率上的损失，并且满足广义正交性条件的序列的数目是有限的。已经表明，有关这样的可用序列的数目的上限由L’/(d+1)给出。所以，为了增加可用序列的数目，序列长度必须增加，这会造成带宽扩展，并且/或者IFW大小必须减小，而这会造成干扰的增加。

按照本发明，在MT-CDMA中使用LAS-CDMA形成标记为LAS-MT-CDMA的新系统。这个新系统随之带来一种共生体，其受益于两个系统的优点却没有所有这些缺陷。换句话说，一个系统的优点有助于克服另一个系统的缺陷，并且反之亦然。通过在MT-CDMA系统中使用LAS码，可以减小ICI、ISI和MAI对系统性能的影响。考虑等式(4)、(7)和(8)，由于相关系数的减小，在RAKE-MRC输出中干扰项的权重将减少。

图6和图7示出了计算机仿真结果，以便能够看出在MT-CDMA中和在LAS-MT-CDMA中增加副载波数目的相应效应。图6描绘了利用增加数目的副载波的两个系统用于一个用户的仿真结果：Nc＝1，Nc＝2和Nc＝4。曲线相对于每比特能量对噪声谱密度Eb/No表示误码率BER。MT-CDMA系统采用扩展的Gold(金)序列。在所有的仿真中，使用具有延迟扩展为2Tc的静态2抽头EQ信道。调制方案为QPSK。为了使带宽对于Nc＝1，Nc＝2和Nc＝4来说保持相等，分别使用长度为128、256和512的扩展序列。接收机由具有MRC的两指RAKE接收机构成，后面跟着一个硬判决装置。没有均衡器，没有干扰抵消器，并且也不编码。假定完美的信道状态信息。为了比较目的，AWGN信道上的性能也在同一个图中描绘出来。

从仿真结果中可以观察出，MT-CDMA方案随着附加更多的副载波而遭受额外的干扰。这意味着扩展的Gold序列的相关特性不能克服由于副载波引入的附加ICI的有害效应。然而，对于LAS-MT-CDMA来说情况不是这样的，其中多亏IFW(其长度大于信道延迟扩展)而使得更多副载波的附加没有引入附加的ICI，所以避免了性能降级。还可以观察到，在2抽头EQ信道上LAS-MT-CDMA的性能与AWGN信道相同，这证明了LAS码的效率。通过查看LAS码的相关特性，可以说，即使IFW的长度小于信道延迟扩展，所引入的干扰量与MT-CDMA相比也仍然要少。

具有两个不同数目用户的LAS-MT-CDMA方案的性能表示在图7中。其给出MT-CDMA和LAS-MT-CDMA在具有单个用户K＝1和具有两个用户K＝2时的对比仿真结果。在这个第二组仿真中，采用相同的信道和系统模型、调制方案以及接收机构造。不同用户之间的同步性保持在2Tc内。如从此图中可以观察出的，由于扩展的Gold序列的不完美的相关特性，更多用户的附加在MT-CDMA中导致性能降级。然而，在LAS-MT-CDMA中情况不是这样，只要用户之间的同步性可以保持在考虑了信道延迟扩展和IFW长度的某一程度上，则更多用户的附加不会引入MAI，并且系统性能在LAS-MT-CDMA中不降级。利用这些仿真参数，可以把用户的数目增加到16(可用序列的数目)却不引入MAI。这意味着有可能避免“远-近效应”而不必实施相对复杂的MUD算法。注意，由于零的插入，LAS-MT-CDMA具有比MT-CDMA更低的频谱效率(大约17％)。为了比较有相同谱效率的两个系统，可以引入编码。

LAS-MT-CDMA在与LAS-CDMA相比时也是有利的。通过在LAS-CDMA系统中使用多个副载波，可用序列的数目和/或IFW的大小(两者都具有增加系统容量的效应)可以通过增加序列长度来增加而不进行带宽扩展。由于无线信道中的高数据速率，在考虑较长的信道长度时，增加IFW的大小尤为重要。例如，LAS-CDMA规范使用单一载波(Nc＝1)，具有长度L’＝128的代码。利用d＝4的IFW，可用序列的数目为16。如果我们使用两个载波(Nc＝2)，如果保持相同的用户数据速率和传输带宽，我们可以在LAS-MT-CDMA方案中使用长度L’＝256的序列。如果IFW跟以前一样(d＝4)，可用序列的数目可以增加到32。因为由于LAS码的总干扰抑制能力而使两个系统的性能相同，所以这意味着增加两倍容量。或者，如果把可用序列的数目保持在16，则有可能设计出具有d＝8的IFW的LAS码。这意味着此系统可以支持的数据速率是LAS-CDMA可以支持的两倍。因为对于多址联接系统有意义的品质因数是其总的谱效率，其中总的谱效率利用每扇区每系统带宽的总的数据通过量来定义，所以两倍增加所有用户的平均数据速率就意味着使频谱效率加倍。考虑到4G系统在频谱效率方面的需求，这个改进尤其有意义。

图8示出了按照本发明的一个系统，包括发射机81、接收机82和传输信道83，用于从发射机向接收机发送数据。例如，在移动通信系统中，在下行链路传输期间用户设备将是接收机，而基站是发射机，相反在上行链路传输中，基站将是接收机，而用户设备是发射机。发射机在设计上类似于图1中描绘的MT-CDMA发射机，除了使用的扩展码具有如参考图4和5所定义的特定的干扰抑制特性(比如LAS码)，即它们在被定义为无干扰窗(IFW)的原点周围的一个区域内满足预定的自相关和/或互相关准则。待发送的数据在利用这些特定码进行扩展之前使用正交频分多路复用(OFDM)技术进行调制。接收机在设计上与图3中描绘的相类似，除了接收到的序列利用上述的扩展码之一进行扩展之外。

总之，描述了一种新系统，它有利地受益于明智选取的扩展码的干扰抑制特性，具有MT-CDMA增加扩展序列长度而不扩展带宽的能力。而且，它允许增强并扩展两个系统所带来的优点而不具有它们的缺陷。由多个副载波引入的干扰利用选取的扩展码来抑制，并且随着多个副载波的附加，增加序列长度能够增加扩展码的效率。仿真结果已表明，多个副载波和用户的附加不恶化系统性能，却导致容量增加。最后的但并非最不重要的，由于零间隙的插入，这些扩展码特别是LAS码中某一个码在频谱效率上的损失(这是一种缺陷)可以通过使用不需要插入零间隙的文献中的其他类似的序列比如ZCZ/LCZ序列来克服。也有可能通过适当的信道编码来补偿这个损失。

这些附图及其上面的描述只是图解而非限定本发明。显而易见的，具有许多备选方案落在附加的权利要求书的范围之内。在这方面，进行下面的结束短评。

具有许多通过硬件或软件或两者来实施功能的方式。在这方面，这些附图是非常概略的，每个仅代表本发明的一种可能的实施方案。因此，尽管附图把不同的功能表示成不同的方框块，但是这决不排除单一硬件或软件来完成几个功能。也不排除硬件或软件或两者的集合执行一个功能。

权利要求中的任何标号都不应该被解释为限制此权利要求。动词“包括”及其动词变化形式的使用不排除权利要求中所述的那些以外的元件或步骤的存在。在元素或步骤前的冠词“一”或“一个”的使用并不排除多个这样的元件或步骤的存在。

参考文献：

[1]：L.Vandendorpe：“Multitone spread spectrum multipleaccess communications system in a multipath Rician fadingchannel”，发表于IEEE Transactions on Vehicular Technology，vol.44，no.2，pages 327-337，1995年5月。

[2]：“Physical layer specification for LAS-2000，”in ChinaWireless Telecommunication Standards(CWTS)，WG1，SWG2#4，LAS-CDMA Sub-Working Group，2001年4月25日。

[3]：D.Li：“A high spectrum efficient multiple accesscode，”发表在Proceedings of the Fifth Asia-Pacific Conferenceon Communications and Fourth Optoelectrnics andCommunications Conference (APPCC/OECC’99)，vol.1，pages598-605，1999。

[4]：P.Z.Fan，N.Suehiro and X.M.Deng：“A class of binarysequences with zero correlation zone，”发表在ElectronicsLetters，vol.35，pages 777-779，1999。

[5]：X.M.Deng and P.Z.Fan：“Spreading sequence sets withzero correlation zone，”in Electronics Letters，vol.36，no.12，pp.982-983，2000年12月。

[6]：X.H.Tang，P.Z.Fan and S.Matsufuji：“Lower bounds onthe maximum correlation of sequence set with low or zerocorrelation zone，”发表在Electronics Letters，vol.36，no.6，pages 551-552，2000年3月。

[7]：B.Long，P.Zhang and J.Hu：“A generalized QS-CDMAsystem and the design of new spreading codes，”in IEEETransactions on Vehicular Technology，vol.47，pages 1267-1275，1998年11月。

[8]：P.Fan and L.Hao：“Generalized orthogonal sequencesand their applications in synchronous CDMA systems，”in IEICETrans.Fundamentals，vol.E83-A，no.11，pages 2054-2069，2000年11月。

Claims (10)

1.一种使用多载波码分多址(CDMA)技术发送数据以接入传输系统的方法，此方法包括以下步骤：

使用正交频分多路复用(OFDM)调制待发送的数据，以产生OFDM调制的数据符号；和

利用扩展码来扩展OFDM调制的数据符号，所述扩展码包括一组预定序列，其中这些序列被预先定义，以使它们在被定义为无干扰窗(IFW)的原点周围的一个区域内满足预先确定的自相关和/或互相关准则。

2.权利要求1的方法，其中传输系统包括发射机、接收机和传输信道，用于通过传输信道从发射机向接收机发送数据，该传输信道包括具有相关时间长度的一组多路径，该传输信道具有信道延迟扩展，该信道延迟扩展被定义为与至少两个不同的多路径的时间长度之间的差的估值相对应的时间长度，该无干扰窗(IFW)的长度取决于该信道延迟扩展。

3.权利要求1的方法，其中所述序列是这样的，以致在无干扰窗(IFW)内它们的非高峰部分自相关和部分互相关值为零。

4.权利要求2的方法，其中所述序列是这样的，以致它们包括零间隙。

5.一种用于使用多载波码分多址(CDMA)发送数据以接入传输系统的发射机，包括：

调制器，用于使用正交频分多路复用(OFDM)调制待发送的数据，以产生OFDM调制的数据符号；和

混合器，用于利用扩展码来扩展OFDM调制的数据符号，所述扩展码包括一组预定序列，其中这些序列被预先定义，以使它们在被定义为无干扰窗(IFW)的原点周围的一个区域内满足预先确定的自相关和/或互相关准则。

6.一种用于接收使用多载波码分多址(CDMA)通过传输系统发送以接入传输系统的多载波数据序列的方法，所述数据序列在利用一组预定序列进行扩展之前进行OFDM调制，所述预定序列在被定义为无干扰窗(IFW)的原点周围的一个区域内满足预先确定的自相关和/或互相关准则，此方法包括以下步骤：相对于一组预定的副载波以及相对于此组预定的数据序列，解调接收到的多载波数据序列。

7.一种用于接收使用多载波码分多址(CDMA)通过传输系统发送以接入传输系统的数据序列的接收机，所述数据序列在利用一组预定序列进行扩展之前进行OFDM调制，所述预定序列在被定义为无干扰窗(IFW)的原点周围的一个区域内满足预先确定的自相关和/或互相关准则，此接收机包括一组被调谐到相关副载波上的瑞克组合器，用于解调接收到的数据序列。

8.一种用于发射机的计算一组指令的计算机程序产品，当被载入接收机时使该接收机执行权利要求1的方法。

9.一种用于接收机的计算一组指令的计算机程序产品，当被载入接收机时使该接收机执行权利要求6的方法。

10.一种系统，至少包括发射机和接收机，用于使用多载波码分多址(CDMA)从发射机向接收机发送数据，以使发射机能够接入传输系统，待发送的数据在利用一组预定序列进行扩展之前使用正交频分多路复用(OFDM)进行调制，其中所述序列被预先定义，以使它们在被定义为无干扰窗(IFW)的原点周围的一个区域内满足预先确定的自相关和/或互相关准则。

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