CN1642000A - 放大器电路 - Google Patents
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Abstract
一种放大器电路(100)，包含一晶体管(102)，该晶体管(102)具有一控制终端(104)、一第一终端(106)和一第二终端(108)、一信号输入终端(RFin)，其耦合至该晶体管(102)的该控制终端(104)；该放大器电路(100)还包含一变压器(112)，具有一初级侧(114)及一次级侧(116)，该初级侧(114)耦合至该晶体管(102)的该第一(106)或第二终端。该放大器电路(100)还包含一信号输出终端(RFout)，其耦合至该变压器(112)的该次级侧(116)。在此，可提供一种较传统放大器电路具有更佳特性且更容易制造的放大器电路。
Description
技术领域
本发明涉及一种放大器电路，且本发明特别涉及一种具有一晶体管及一变压器之电子放大器电路。
背景技术
现代移动通信中，低噪音放大器(LNAs)被应用于接收器前端。该低噪音放大器大致上应满足若干需求。首先，其被假设具有低噪音数及依顾客指定的放大(大部分介于15dB及18dB之间)。进一步需求例如为最高可能压缩点P1dB及高第三阶互调变IP3处的低电流消耗而可达成接收器的高敏感性。为了提供低噪音数，针对此，npn双极晶体管(npn-BJTs)的单阶发射极基本电路大部分时间被使用。然而，当考虑低噪音放大器的设计时，该单阶发射极基本电路中的npn双极晶体管通常不具有足够的放大。
为了增加该低噪音放大器的放大，多阶放大器通常被使用。但噪音数借此被降级几十分之dB，所以此部份承受不可接受的高值。再者，较具有npn双极晶体管的单阶发射极基本电路的npn双极晶体管明显为高的电流消耗可被登录。再者，当放大被增加时，该多阶放大器可达成的第三阶互调变IP3及压缩点P1dB通常被负面影响。为了补偿这些缺点，一种可能性是使npn双极晶体管较小。然而，此方法具有发生于多阶放大器中的类似问题。
发明内容
本发明的目的是提供一种具有改良特性且亦易于生产的低噪音放大器。
此目的通过根据权利要求1的放大器电路来达成。
本发明提供一种放大器电路，包含：
一晶体管，具有一控制终端，一第一及一第二终端；
一信号输入终端，被耦合至晶体管之该控制终端；
一变压器，具有一初级及一次级侧，其初极侧被耦合至该晶体管之第一及第二终端；及
一信号输出终端，被耦合至该变压器之次级侧。
本发明以通过连接变压器于晶体管的对应终端及放大器电路的信号输出终端之间，多项优点是可利用变压器的初级侧及次级侧特性来达成。特别是，根据本发明，晶体管及信号输出终端间的失真芯片变压器可有利地被运用。因此，根据本发明，具有改良特性的放大器电路可被提供。
较佳是，第一及第二初级侧终端间的初级侧阻抗大于第一及第二次级侧终端间的次级侧阻抗。由此，变压器可当作阻抗变压器，且可增加晶体管所示的输出阻抗至高于直接耦合信号输出终端至晶体管之第一或第二终端。通过增加晶体管所示的输出阻抗，晶体管可可提供增强功率至信号输出终端。当信号输出终端处的发明性放大器电路被放大器电路所放大的射频信号传达时，此特别具有有利效益。
因此，相对于传统放大器电路，本发明方法的优点是可增加放大器电路的放大(也就是放大因子)。再者，相对于传统放大器电路，晶体管的第一及第二终端间的较低电流可被实施于预设放大处。特别是实际应用时，晶体管的非线性表现会产生晶体管的第一及第二终端间的失真，通过本发明方法，较传统放大器电路中的为高的压缩点P1dB及第三阶互调变IP3可被实现。
再者，应注意传统窄频低噪音放大器中，放大频率响应通常不可以令人满意方式被调整来抑制个别频带间的串音。较佳是，被用于本发明方法的变压器可具有带通表现。相对于传统低噪音放大器，本发明方法的实施例可提供实施放大器电路的放大频率响应的改善调整性。
较佳实施例中，变压器的初级侧电感可被耦合于放大器电路的供应电压终端及晶体管的第一或第二终端之间。作为本发明进一步优点，被提出通过耦合变压器的初级侧，利用变压器的初级侧，如射频信号可避免从晶体管的第一或第二终端被耦合至供应电压终端。如被用于传统放大器的电压应线圈于本发明方法中并不需要。
再者，本发明方法提供以高于如传统单阶放大器电路中可行的频率来使用放大器电路。特别是，此源自于本发明方法的放大器电路的放大可特别以高频使用变压器来改善的事实。
作为本发明进一步优点，被提出通过使用较佳失真变压器，本发明放大器电路的稳定性可被确保。特别是相对于传统放大器电路，通过变压器提供初级侧及次级侧上的欧姆性电阻，本发明放大器电路的稳定性可被进一步最适化。
较佳是，变压器的初级侧具有高阻抗，而变压器的次级侧具有低阻抗。从此，相对于传统放大器电路，进一步优点可改善放大器电路的反向隔离。通过变压器次级侧的低阻抗，如信号输出处的信号反射的从信号输出至放大器电路的非预期影响被降低。相对于此，传统放大器电路提供明显较低的反向隔离。
附图说明
本发明这些及其它目的及特征可从以下说明及附图更清楚了解，其中：
图1为发明性放大器电路的电路图实施例；
图2为发明性放大器电路的电路图另一实施例；
图3为被用于图2的变压器可能等效电路图；
图4系为重制图3所示变压器的转换函数图；及
图5为相对于传统放大器电路，重制图1所示发明性放大器电路实施例的仿真参数比较表。
具体实施方式
图1为发明性放大器电路100的实施例。放大器电路100包含一晶体管102。如图1所示，晶体管102可为npn双极晶体管。然而，可替代是，npn双极晶体管或金属氧化半导体晶体管亦可被用于晶体管102。
晶体管102包含一控制终端104(基底终端)。再者，晶体管102包含一第一终端106(集电极终端)及一第二终端108(发射极终端)。再者，如图1所示的放大器电路100包含被放大之射频信号可被施加至之信号输入RFin。信号输入RFin被连接至基底终端104或晶体管102。晶体管102之发射极终端108被电导连接至电位终端GND1。
再者，放大器电路100包含具有一初级侧114及一次级侧116之一变压器112。初级侧114包含一第一初级侧终端P1，一第二初级侧终端P2，及第一初级侧终端P1及第二初级侧终端P2间之一初级电感。变压器112之次级侧116包含一第一次级侧终端S1，一第二次级侧终端S2，及第一次级侧终端S1，一第二次级侧终端S2间的一次级电感。变压器112之第二初级侧终端P2被连接至晶体管102的集电极终端106。变压器112的第一初级侧终端P1被电导连接至供应电压终端VCC。
变压器112之第一次级侧终端S1经由电容C1被进一步耦合至信号输出RFout。第二次级侧终端S2被进一步电导连接至另一电位终端GND2。较佳是，例如电位终端GND1的接地电位及另一电位终端GND2的接地电位彼此被隔离。
再者，变压器112的第一初级侧终端P1经由电阻器124被连接至晶体管102的基底终端104。
为了开始运作放大器电路100，例如有关参考电位终端GND1接地电位的+2.75伏特正供应电压可被施加至供应电压终端VCC。若现在射频信号被施加至信号输入RFin，则被施加至信号输入RFin之信号被晶体管102以晶体管102所给定的放大因子来放大。从此产生晶体管102之第一终端106及晶体管102的第二终端108间的射频电流。通过选择晶体管102作为双极晶体管及具有图1所示的晶体管102的发射极基本电路，经由晶体管102的射频集电极-发射极电流可视信号输入RFin处所出现的射频而产生。通过连接集电极终端106及晶体管102及供应电压终端VCC间的变压器112的初级侧114，被放大信号因此可从变压器112的初级侧114被传送至变压器112的次级侧116。通过被连接于第一次级侧终端S1及信号输出RFout间的电容C1，在此之耦合可被确保，所以仅有被放大信号的射频部分被传输至信号输出RFout。再者，通过适当选择电容C1的电容值，放大器电路的转换特性选择匹配可被达成。若现在变压器112较佳被形成使初级侧114具有高阻抗而次级侧116具有低阻抗，则较仅以传统耦合信号输出RFout至晶体管102的集电极终端106来实现为高的放大器电路100的放大可被达成。因此变压器112可当作阻抗变压器并增加当作放大器的晶体管102所示的输出阻抗，如从10欧姆至50欧姆或从50欧姆至大于50欧姆的值。因此如图1所示，被连接为发射极基本电路的npn双极晶体管的晶体管102的集电极终端106几乎可当作理想电流源且可经由变压器112给予较传统放大器电路中可能为多的射频功率至信号输出RFout。
为了精确调整晶体管102的工作点，预定电位可通过电阻器124被施加至晶体管102的基底终端104。最后，电阻器124被连接于供应电压终端VCC及晶体管102之基底终端104之间。
再者，放大器电路100因变压器112之初级侧114的高阻抗而具有较传统低噪音放大器为低的射频集电极电流。因为实际应用中的双极晶体管非线性表现被射频集电极电流失真所感应，所以较传统单阶放大器电路中的为高的压缩点P1dB及第三阶互调变IP3可被本发明方法实现。
图2显示发明性放大器电路的另一实施例。相对于图1所示实施例，图2所示的放大器电路200包含一控制电路140，具有一第一控制电路终端142，一第二控制电路终端144，一第三控制电路终端146，一第四控制电路终端148。第一控制电路终端142被电导连接至变压器112之第一初级侧终端P1。第二控制电路终端144被电导连接至晶体管102之基底终端104。三控制电路终端146经由另一接地电位被电导连接至变压器112之第二次级侧终端S2。第四控制电路终端148被电导连接至另一电位终端VGS。
相对于图1所示放大器电路100，图2所示的放大器电路200系提供用于晶体管102的有源直流电流供给的优点。此包含借助控制电路114，独立于供应电压终端VCC所出现电压的电压可被施加至晶体管102的工作点的基底终端。
图3显示被用于图1及图2的变压器112的等效电路图300。通过等效电路图300，被耦合至耦合因子K12之两线圈被特征化，例如其被实施于集成技术中。更明确说，该线圈被植入为被提供接地金属于其底侧的基板的钝化层上的金属。初级侧线圈通过初级侧电感L1P及初级侧欧姆电阻R20来表示，且被连接于第一初级侧终端P1及第二初级侧终端P2之间。次级侧线圈通过次级侧电感L1S及次级侧欧姆电阻R23来表示。终端P2及S2及接地位准电位VSS(通常为0伏特)及终端P1及S1及接地位准电位VSS间的组件，源自基板的钝化层上的线圈导体及基板底侧上的接地金属之间所考虑的寄生效应。
从等效电路图300所使用仿真装置值，可见第一初级侧终端P1及第二初级侧终端P2间的初级侧阻抗高于第一次级侧终端S1及第二次级侧终端S2间的次级侧阻抗。此特别可从初级侧阻抗的初级侧欧姆电阻R20相对于次级侧阻抗的次级侧欧姆电阻R23的值来理解，其中初级侧欧姆电阻R20大于次级侧欧姆电阻R23。再者，通过初级侧电感L1P相对于次级侧电感L1S，初级侧的阻抗值114较次级侧的阻抗值116为高可被理解。
从图3亦可了解初级侧电感L1P被直接连接于第一初级侧终端P1及第二初级侧终端P2之间。如此被形成的变压器112的使用促成上述供应电压直接连接至变压器112的初级侧114。图1所示射频信号与供应电压终端VCC隔离在此并不需要供应电压终端VCC及晶体管的集电极终端间的外部线圈。在此，相对于传统低噪音放大器，射频放大器电路的成本降低可被实现。
传统放大器中，附加欧姆电阻通常被串联于供应电压终端及集电极之间以增加放大器，也就是发射极基本电路中的晶体管的稳定性。通过使用根据图3被建构具有初级侧欧姆电阻R20的变压器112，已被串联于图1或图2所示的供应电压终端VCC及晶体管102之集电极终端106间的欧姆电阻被实现，借此图1或图2所示的放大器电路的稳定性可被确保。然而，此外将考虑次级侧欧姆电阻R23，其通过耦合变压器112之耦合因子K12而具有放大器电路的进一步稳定效应。
如上述，第一阻抗(也就是初级侧114的阻抗)大于第二阻抗(也就是次级侧116的阻抗)。在此，具有较传统放大器的阻抗为小的图1或图2所示信号输出RFout及另一电位终端GND2(输出信号阻抗)间的放大器电路可被实现。通过该放大器电路的较小输出信号阻抗及变压器的欧姆损失(也就是将被考虑的具有耦合因子K12的次级侧欧姆电阻R23及初级侧欧姆电阻R20的欧姆损失)，相对于传统放大器电路，来自信号输出Rfout的信号对信号输入Rfin的反向影响可被降低。针对此，可说发明性放大器电路的反向隔离相对于传统放大器电路被增强。
图4显示使用根据图3的等效电路图的变压器转换函数仿真结果图。从图4的仿真结果图标可了解变压器具有带通转换函数。根据图1或图2的连接中，其经由被设定为另一电位终端GND2的第二次级侧终端S2呈现低频中的短路，而其损失因寄生效应而于高频增加(因趋肤效应的较高电阻，对接地的寄生电容等)。相对该者，来自npn双极晶体管的传统简单放大器仅具有低频的高放大，但同时具有高频的剧减。
若窄频低噪音放大器被期待，则放大的频率响应于传统放大器中通常不被令人满意地解决以压缩个别频带间的串音。通过选择变压器，应用所感兴趣的频率放大因此可被设定为最大且于其它频率中可较传统解决方案被更剧烈降低。特别是，通过适当选择初级及次级侧欧姆电阻及电感，变压器的转换表现可被影响。
因为发明性放大器电路的放大可通过选择或设计变压器于高频处被增强，所以放大器电路将被运用的频率增加相对于来自npn双极晶体管的传统单阶低噪音放大器可被实现。
再者，例如变压器易于通过同时整合基板中之变压器112的生产及基板中的图1或图2所示晶体管102的生产来实现。在此，除了晶体管102，同时较佳失真变压器可被形成为具有晶体管102的集成电路，借此发明性放大器电路可被低廉生产。
图5显示相对于具有芯片线圈的传统低噪音放大器，使用如图3变压器的根据图2放大器电路的仿真参数值的比较表。该表中，根据权利要求2的这些仿真放大器电路的参数值以“较高”及“较佳”文字来特征化，其表示相对于传统低噪音放大器的放大器电路增强特性。
因此图5表显示图2所示发明性放大器电路实施例及具有相同配置无变压器，但具有用于2.11GHz至2.17GHz频率范围的通用移动通信系统(UMTS)接收器前端的芯片线圈的传统低噪音放大器间的比较。图5表可清楚呈现发明性放大器电路实施例仿真可产生较传统低噪音放大器仿真为佳的放大及线性结果。
总之，可注意通过运用来自npn双极晶体管的发射极基本电路中的低噪音放大器输出处的失真变压器，高频处的高放大，放大的窄频响应及高压缩点，高第三阶互调变及高稳定性可被达成。
该改善被显示于2.11GHz至2.17GHz频率范围的通用移动通信系统接收器前端的放大器电路例。传统低噪音放大器可达成约14dB的放大，而约16dB可被在此提出的解决方案来达成，其中如1dB压缩点及第三阶互调变的其它参数亦可被改善1dB。
附图标记表
100 放大器电路
102 晶体管
104 基底终端
106 集电极终端
108 发射极终端
GND1 接地电位终端
RFin 信号输入终端
112 变压器
114 变压器112的初级侧
116 变压器112的次级侧
P1 变压器112的第一初级侧终端
P2 变压器112的第二初级侧终端
S1 变压器112的第一次级侧终端
S2 变压器112的第二次级侧终端
VCC 供应电压终端
124 电阻器
C1 电容
RFout 信号输出终端
GND2 另一接地电位终端
140 控制电路
142 第一控制电路终端
144 第二控制电路终端
146 第三控制电路终端
148 第四控制电路终端
150 另一供应电压VGS的终端
R20 初级侧欧姆电阻
L1P 初级侧电感
R23 次级侧欧姆电阻
L1S 次级侧电感
Claims (12)
1.一种放大器电路(100)，包含：
一晶体管(102)，具有一控制终端(104)，一第一终端(106)及一第二终端(108)；
一信号输入终端(RFin)，耦合至该晶体管(102)的该控制终端(104)；
一变压器(112)，具有一初级侧(114)及一次级侧(116)，其该初级侧(114)耦合至该晶体管(102)的该第一(106)或第二终端；
一信号输出终端(RFout)，耦合至该变压器(112)的该次级侧(116)。
2.如权利要求1所述的放大器电路(100)，其中，该变压器(112)包含一第一初级侧终端(P1)及一第二初级侧终端(P2)，且包含一第一次级侧终端(S1)及一第二次级侧终端(S2)，其中在该初级侧终端(P1)及该第二初级侧终端(P2)间的一第一阻抗大于在该第一次级侧终端(S1)及该第二次级侧终端(S2)间的一第二阻抗。
3.如权利要求2所述的放大器电路(100)，其中，还包含一供应电压终端(130)，其中该晶体管(102)的该第一(106)或该第二(108)终端耦合至该变压器的该第一(P1)或第二(P2)初级侧终端，而该第一(P1)或第二(P2)初级侧终端的另一个耦合至该供应电压终端(VCC)。
4.如权利要求2至3之一所述的放大器电路(100)，其中，该第一阻抗包含具有一欧姆电阻(R20)的一电感(L1P)。
5.如权利要求2至3之一所述的放大器电路(100)，其中，该第二阻抗包含具有一欧姆电阻(R23)的一电感(L1S)。
6.如权利要求2至3之一所述的放大器电路(100)，其中，该晶体管(102)为具有一基底终端(104)的一双极晶体管，该基底终端(104)为该晶体管(102)的该控制终端(104)。
7.如权利要求6所述的放大器电路(100)，其中，该双极晶体管(102)包含被耦合至一参考电位终端(GND1)的一发射极终端(108)，及被耦合至该变压器(112)的该初级侧(114)的一集电极终端(106)。
8.如权利要求6所述的放大器电路(100)，其中，该双极晶体管(102)为npn双极晶体管。
9.如权利要求1至3之一所述的放大器电路(100)，其中，该变压器的该次级侧(116)耦合至具有不同于该参考电位终端(GND1)的该接地电位的一另一接地电位的一另一参考电位终端(GND2)。
10.如权利要求1至3之一所述的放大器电路(100)，其中，还包含：
一控制电路，其具有一控制终端(144)，该控制终端(144)耦合至该晶体管(102)的该控制终端(104)。
11.如权利要求10所述的放大器电路(100)，其中，该控制终端还包含一第一终端(142)，其耦合至该变压器(112)的该初级侧(114)。
12.如权利要求1至3之一所述的放大器电路(100)，其中，还包含：
一基板，该晶体管(102)及该变压器(112)形成于该基板中。
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