CN1619969A - 一种基于多重m维并行调制通信方式的发射机 - Google Patents

Abstract

本发明基于多重M－ary并行通信方式的发射机，特征是将M－ary调制方式与传统的二进制相移键控、四进制相移键控、正交幅度调制方式结合，将数据流分为多路并行调制，在每一路中，部分数据采用M－ary调制，部分数据采用传统调制方式；同时作为过饱和码分多址技术的应用，采用准正交码字构造方法构造出尽可能多的准正交码字，体现在系统当中即增大了各支路的码集中的码字个数和支路数，并对构造出的码字进行最优分组，从而提高解调性能；在接收端采用判决反馈最大似然序列估计解调方案，相比于最优的最大似然序列估计解调方法，在较好保留其解调性能前提下，复杂度大大降低。本发明可以在大大提高数据传输速率的同时，保证较好的解调性能。

Description

一种基于多重M维并行调制通信方式的发射机

技术领域：

本发明属于移动通信中的调制技术领域，特别涉及到以分组正交码集作为扩频码集的并行M维(M-ary)调制方式与传统调制技术结合的发射机。

背景技术：

随着移动通信技术的发展，移动通信系统的用户不断增加，用户所要求的业务速率也不断提高。第三代移动通信系统的出现，大大提高了数据传输速率，使得高速数据传输成为可能。但随着用户需求的不断升高，速率仍然成为高速数据业务的瓶颈。

电子工业出版社1998年出版的《无线通信：原理与实用》(Wireless Communication：Principles & Practice)一书的527页-530页以窄带码分多址移动通信系统(IS-95)为例，介绍了正交M-ary调制技术在码分多址(Code Division Multiple Access，简称CDMA)通信系统上行链路中的应用。正交M-ary调制技术使用M个正交扩频码，按发送数据不同选取其中一个码，每次发送M个码中的一个，从而可传送log₂M比特。然而，随着M的增长，可传送的比特数增长会逐渐减慢，而且在码长固定的前提下，可用的正交码字个数M也是有限的。清华大学出版社1992年出版的《现代通信原理》一书的283页-298页所介绍的二进制相移键控(Binary Phase Shift Keying，简称BPSK)、四进制相移键控(Quadrature Phase Shift Keying，简称QPSK)直至正交幅度调制(QuadratureAmplitude Modulation，简称QAM)，是数据通信中常用的调制方法，但仅仅依靠调制状态数的增加来增长传输速率，其可传送的比特数增长也会逐渐减慢。所以，单独使用上述两种调制方式，频谱效率不高，无法提供高速数据传输。

在CDMA通信系统中，扩频码字是最为重要的资源之一，现有CDMA系统多采用沃尔什-哈达玛(walsh-hadamard)正交码，但在码长为N的前提下，只能产生N个可用码字。为了提高码集的可用码字数量，在《国际电子与电气工程师协会通信》杂志2003年1月第一期第七卷发表的《用于CDMA系统的扩频码构造方法》一文中提出了一种准正交扩频码集构造方法，在沃尔什-哈达玛正交码字的基础上构造出更多的准正交码字，从而可以大大提高频谱效率。另外，采用这种方法构造出的码字具有较好的准正交特性，其协方差矩阵是一个带状对角阵。在这种准正交特性的前提下，最优检测的算法复杂度可以大大降低。但是利用这种方法构造出来的准正交码字至今尚未见于采用M-ary调制方式的CDMA通信系统中。

发明内容：

本发明提出一种基于多重M-ary并行调制通信方式(Multiple M-ary ParallelModulation Comminications，简称MM-aryM)的发射机，以克服M-ary调制和传统数据调制方式的上述不足，充分利用扩频码字资源，在码字数固定的前提下，增大每个符号上调制的比特数，同时在每一路与传统的调制方法相结合，从而进一步提高每个符号上调制的比特数，增大频谱效率，提高数据传输速率。

本发明基于多重M-ary并行通信方式的发射机，包括：将输入数据1经过分路器3分为多路，每路数据的一部分数据通过常用的调制器模块Mi(i＝1，...n)，包括二进制相移键控、四进制相移键控、正交幅度调制，另一部分通过扩频码选择器模块Qi(i＝1，...n)，采用M-ary调制方法在每个符号上调制log₂M比特，其中M为每路扩频码集中可用码字个数，模块Qi根据输入数据选择扩频码后，与模块Mi的输出共同输入乘法器Ci(i＝1，...n)，完成扩频，每一路扩频后的输出通过加法器4，组成合路信号，通过乘法器R1加扰，输入数据2直接通过乘法器R2加扰，两路加扰后的信号经过加法器5组成基带信号，通过载波调制模块6调制到载波上发送出去；其特征在于：输入数据1先通过分路器3，分为若干路，对于每一路数据，一部分通过常用调制器模块Mi，另一部分通过扩频码选择器模块Qi，其中扩频码选择器模块Qi中的码集是通过将构造出的可用码字分为多个集合获得的，模块Qi根据输入数据选择扩频码后，与模块Mi的输出共同输入乘法器Ci，完成扩频，每一路扩频后的输出再通过加法器4。

所述扩频码选择器模块Qi所采用的扩频码集可以是传统的沃尔什-哈达玛正交码字组成的码集，也可以利用在传统的沃尔什-哈达玛正交码字的基础上内插新的码字，从而获得具有准正交特性的更多的码字，这种码字构造方法在码长为N的前提下，可以构造2N-3个正交性较好的准正交码字。另外，根据以下最优原则，将构造的扩频码集分配到多路：找到这样一个合理的分组，该分组所有可能生成的发送信号有(M*N)^^L种，M为码长，N为传统调制方式的状态数，L为路数；计算这(M*N)^^L个信号两两之间的信号距离，找到最小的信号间距。反复寻找，直到找到一个最小信号间距最大的分组。

对应于本发明所述的发射机，在接收端可以采用传统的最大似然序列估计(MaximumLikelihood Sequence Estimation，简称MLSE)解调方法，也可以采用判决反馈的最大似然序列估计(Decision Feedback-MLSE，简称DF-MLSE)解调方法，在该解调方案中，解调局限于一个符号，符号1解调完毕后，它的多径信息对于后面符号的影响都可以反馈抵消，这样就可以充分利用后面符号的多径信息参与解调，分析解调示意图可以发现，参与一次判决的符号个数越多，则参与判决的能量越大，判决准确度越高，所以参与一次判决的符号数越多，解调性能越好，其极限情况就是最大似然序列估计解调，当然，随着参与一次判决的符号数的增多，解调的复杂度也大大提高，所以，寻找解调性能和复杂度的平衡点是决定参与一次判决的符号数的关键。

现有通信系统中采用的M-ary调制方式在码字为M的前提下，每个符号上可以调制的比特数只有log₂M个，而且随着M的增大，每个符号上调制的比特数增长速度会迅速放缓，使得频谱效率大大降低；另一方面，仅采用传统的调制方法通过增大状态数来提高频谱效率，也面临着相同的问题。而本发明基于多重M-ary并行调制通信方式的发射机则将发送数据通过串并转换分为多路，每一路的一部分数据采用传统的调制方法，另一部分数据采用M-ary调制方法，两者结合，增大了每个符号上调制的比特数，而且，将可用码字分为多组，每一路的码字数相对较少，相对于现在的M-ary调制方法，可以减小码字数增长对于比特数增长速度的影响，充分利用码字资源，提高频谱效率。另外，M-ary调制模块所使用的可用码字若采用准正交码字构造方法，可以在码长固定的前提下，进一步提高可用码字的数量，从而进一步提高频谱效率。

本发明基于多重M-ary并行调制通信方式的发射机，若采用3.84M码片速率，扩频码长为8，构造12个可用准正交码字，4个扩频码为一组，分三组，其符号速率为480k符号/秒.一路M-ary单位符号调制2比特。若与四进制相移键控结合，一路信号的单位符号调制数据为4比特，数据传送速率为5.76M比特/秒，不考虑编码冗余的前提下，频谱效率为1.5；若与16进制正交幅度调制调制结合，一路信号的单位符号调制数据为6比特，数据传送速率为8.64Mbps，不考虑编码冗余的前提下，频谱效率为2.25。若扩频码长为16，4个扩频码一组，分7组，其符号速率为240k符号/秒。一路M-ary单位符号调制2比特，对应四进制相移键控，其数据传输速率为6.72M比特/秒，不考虑编码冗余的前提下，频谱效率为1.75；对应16进制正交幅度调制，其数据传送速率为10.08M比特/秒，不考虑编码冗余的前提下，频谱效率为2.625。可见，本发明可以有效的提高频谱利用率，获得更高的数据传输速率。

附图说明：

图1是本发明基于MM-aryM通信方式的发射机的结构原理框图。

图2是用本发明采取的码字生成方法生成的准正交码集(M＝8)。

图3是用本发明采取的码字生成方法生成的准正交码字的自相关矩阵(M＝8)。

图4是本发明中接收端的判决反馈MLSE解调的框图。

图5是本发明中接收端的判决反馈MLSE的示意图。

图6是高斯白噪声信道下3路MM-aryM的QPSK，16QAM调制的性能仿真结果和QPSK，16QAM理论值的性能比较。

图7是瑞利(rayleigh)衰落信道下DF-MLSE与MLSE两种解调方案的解调性能比较。

具体实施方式：

下面结合附图说明本发明的实施例。

实施例1：

本实施例中，结合上行链路所设计的帧结构，上行专用信道分为承载数据流的专用物理数据信道(Dedicated Physical Data Channel，简称DPDCH)和承载控制信息流的专用物理控制信道(Dedicated Physical Control Channel)，由于DPDCH要求高速传输，而DPCCH的传输速率则相对低得多，所以，具体实施中，实现MM-aryM方法的发射机结构如图1所示。图中，数据流1先通过分路器3，分为若干路，对于每一路数据，一部分通过常用调制器Mi(i＝1，...n)，其比特数与Mi所采用的调制方式相关，如对应于四进制相移键控，通过调制器Mi的比特数为2比特；另一部分通过扩频码选择器Qi(i＝1，...n)，其比特数与每路码集中的码字个数相关，如码字个数为M，则其比特数为log₂M比特；模块Qi根据输入数据选择扩频码后，与模块Mi的输出共同输入乘法器Ci(i＝1，...n)，完成扩频。每一路扩频后的输出通过加法器4，组成合路信号，通过乘法器R1加扰；同时，控制信息流2直接通过乘法器R2加扰。加扰后的数据流合路信号与控制信息流信号经过加法器5组成基带信号，通过载波调制模块6调制到载波上发送出去。

由于采用了M-ary的调制方式，所以扩频码集的可用码字的数量成为了决定数据传输速率的关键因素。若采用传统的沃尔什-哈达玛正交码，则在码长为N的前提下，只能产生N个可用码字，为了尽可能的增大可用码字集，从而提高数据传输速率，本实施例采用了一种新的准正交扩频码组构造方式，即在传统的沃尔什-哈达玛正交码字的基础上内插新的码字，从而获得具有准正交特性的更多的码字，采用这种方法构造出的码字具有较好的准正交特性，其协方差矩阵是一个带状对角阵。在这种准正交特性的前提下，最优检测的算法复杂度可以大大降低。这种码字构造方法在码长为N的前提下，可以构造2N-3个正交性较好的准正交码字，在此基础上，本实施例再对构造出的准正交码字按照以下原则分组：找到这样一个合理的分组，该分组所有可能生成的发送信号有(M*N)^^L种，M为码长，N为传统调制方式的状态数，L为路数；计算这(M*N)^^L个信号两两之间的信号距离，找到最小的信号间距，反复寻找，直到找到一个最小信号间距最大的分组。从而将其应用于基于多重M-ary并行调制通信方式的发射机中。下面首先介绍本实施例所采用的准正交码构造方法：

考虑K路信号同时接入一个同步CDMA信道，相当于K个用户同时接入一个信道，为此，以下把各路看成各用户进行讨论，以适合使用通常多用户检测的术语及处理手法。每个用户使用自己特定的码长为N的扩频序列调制数据。假设信道噪声为加性高斯白噪声(AWGN)，接收到的信号为：

r＝A d+ n                        (f1)

其中A是N×K的矩阵，K个列向量分别代表K个用户的扩频码； d是待发送的数据向量，长度为K； n是采样后的高斯白噪声向量，长度为N。

首先， r通过一组匹配滤波器后，得到如下信号：

y＝A^T r＝R d+ z                    (f2)

其中R＝{r_ij}＝A^TA是K个扩频序列的K×K自相关矩阵， z＝A^T n是有色噪声。

在加性高斯白噪声(AWGN)信道下，最优检测可以通过找寻实际接受到的信号与备选发送信号之间的最小欧氏距离实现，如下式所示：

$\underset{\‾}{\overset{^}{d}}=\arg \min {\left|\right|\underset{\‾}{r}-A\underset{\‾}{d}\left|\right|}^2,\underset{\‾}{d}\∈{\{-1,+1\}}^K---\left(f3\right)$

该式等价于下式，即最小二次方项：

$\underset{\‾}{\overset{^}{d}}=\arg \min ({\underset{\‾}{d}}^{T}R\underset{\‾}{d}-2{\underset{\‾}{d}}^T\underset{\‾}{y}),\underset{\‾}{d}\∈{\{-1,+1\}}^K$

$=\arg \min ({\underset{\‾}{d}}^T(R-I)\underset{\‾}{d}-2{\underset{\‾}{d}}^T\underset{\‾}{y}),\underset{\‾}{d}\∈{\{-1,+1\}}^K---\left(f4\right)$

众所周知，沃尔什-哈达玛正交码是一种常用的正交码构造方法，可以递归构造。但是，长度为N时最多可以构造的码字数为N。因此，本实施例采用的准正交码构造方法利用内插入新的码字的方法来构造更多的扩频码。这种内插的方法会在一定程度上破坏沃尔什-哈达玛正交码的正交性，即新的码字集合内的码字会存在相关性，这样不仅会降低系统性能，同时在解调端要求利用式(f4)所示的联合多用户检测方法。

这里提出的构造扩频序列集合的方法如下：

w _2i-1＝ h _i                        (f5)

${\underset{\‾}{w}}_{2i}=\frac{1}{2}\underset{k=i}{\overset{i+3}{\mathrm{\Σ}}}{\underset{\‾}{h}}_k,i=1,...,N-3---\left(f6\right)$

w _2N-6+i＝ h _N-3+i，  i＝1，2，3    (f7)

其中 h _i是H_N的第i个向量。新的扩频序列共有2N-3个。这些新构造出的扩频序列在一个特定范围内具有一定的相关性，形成准对角阵，从而构造出一系列准正交扩频序列。其信号之间的最小距离是正交扩频序列的最小信号距离的

对应着一个3dB的能量损失。由于存储相关矩阵的所需存储器长度为L＝6，解码复杂度为O(2⁷K)。

以码长为8为例，采用这种码字生成方法生成的码字如图2，共13个可用码字，由图2可见，该码集合是有多值码组成。所有码字的自相关矩阵如图3。

接下来的工作就是从这13个码字中找出合适的分组，共分3组，每组4个码，最后会有一个码字不用。本实施例提出的最佳分组的原则是：找到这样一个合理的分组，该分组所有可能生成的发送信号有8^3种(M-ary+BPSK)，计算这8^3个信号两两之间的信号距离，找到最小的信号间距。反复寻找，直到找到一个最小信号间距最大的分组，在随后的实验系统中可以看到，这种最优的分组可以使用且性能达到误码率要求。

根据多值码的取值范围，码字间距的可能取值有0，4，8，12，16，20，24等，以4的倍数递增，所以，各种分组情况对应的码距表如表1所示，其中表格各项数字代表该分组的可能发送信号之间的码距有多少次取到其可能的取值，由于在码距很大的情况下，解调错误出现的几率趋近于0，所以表中仅列出了几种较小码距的数据。这里仅列出两组非最优分组与最优分组比较，事实上分组的情况有很多种。在本实施例中采用了一种简化的寻找最优分组的方法，即寻找最小码距最大的分组，在最小码距相同的情况下，寻找在该最小码距出现次数最少的分组。由表1可见，三种分组之中，最小码距均为8，第二种分组出现码距为8的次数最少，故可选用。

表1：几种分组情况对应的码距表

对应于本实施例的基于多重M-ary并行调制通信方式的发射机，在接收端的最优检测方法即最大似然序列估计(MLSE)，其基本思想就是遍历所有可能的码字组合计算出所有可能的发送信号，与接收信号作最大似然检测，从而得到解调结果。但是由于多径衰落的影响，这种解调方法必须采用维特比解调，计算复杂度过高。为降低解调复杂度，本实施例在接收端采用了判决反馈的最大似然序列估计(DF-MLSE)，其解调框图如图4。在输入端接收信号7经过有限符号检测器8，输出的检测结果9经过延时器Di(i＝1，...n)，得到的结果分别与各径的信道估计参数Ei(i＝1，...n)相乘，并通过加法器10得到反馈信号11，反馈到输入端。

图5是判决反馈最大似然序列估计解调的示意图：Pi(i＝1，...n)代表多径中的第i径，Si(i＝1，...n)代表第i个符号，解调局限一个符号，一个符号解调完毕后，它的多径信息对于后面符号的影响都可以反馈抵消，这样就可以充分利用后面符号的多径信息参与解调，1个符号内各径的能够被收集用来判决的能量用阴影加以标识。根据图5示意图分析，参与一次判决的符号数越多，阴影部分的面积就越大。由于参与判决的能量越大，判决准确度越高，所以可以推断，参与一次判决的符号数越多，解调性能越好，其极限情况就是最大似然序列估计解调。当然，随着参与一次判决的符号数的增多，解调的复杂度也大大提高，所以，寻找解调性能和复杂度的平衡点是决定参与一次判决的符号数的关键。

为了证明本实施例的基于多重M-ary并行调制通信方式的发射机以及对应的接收机的性能能够满足实际应用中移动通信系统的要求，本实施例给出了部分仿真结果。本实施例的仿真在SPW仿真平台上完成，码长为8，采用SPW仿真系统自带的仿真信道，载波频率是2.0G赫兹，码片速率是3.84M赫兹。

图6描绘了高斯白噪声信道下本实施例中采用3路并行调制，每一路用M-ary分别与四进制相移键控，16进制正交幅度调制方法结合，接收端采用判决反馈最大似然序列估计解调方法的性能仿真结果和单独采用四进制相移键控，16进制正交幅度调制方法，接收端采用对应解调方法的理论值的性能比较。其中横轴表示信噪比Eb/No，纵轴表示误比特率，曲线A描述的是M-ary与16进制正交幅度调制结合的解调性能，曲线B描述的是单独采用16进制正交幅度调制的解调性能，曲线C描述的是M-ary与四进制相移键控结合的解调性能，曲线D描述的是单独采用四进制相移键控的解调性能。由图6可见，在高斯白噪声信道下，采用本实施例所述的3路M-ary并行调制通信方式的发射机，其解调性能与相应的四进制相移键控，16进制正交幅度调制方法的解调性能差异在1dB之内，从而证明了该调制方式的有效性。

图7比较了瑞利衰落信道下，本实施例中接收端采用判决反馈最大似然序列估计与最大似然序列估计两种解调方案的解调性能。其中横轴表示信噪比Eb/No，纵轴表示误比特率，曲线E描述的是终端移动速度120公里/秒，多径为6径的情况下，发送端采用3路并行调制，接收端采用判决反馈最大似然序列估计的解调性能，曲线F描述的是在终端移动速度0公里/秒，多径为6径的情况下，发送端采用3路并行调制，接收端采用判决反馈最大似然序列估计的解调性能，曲线G描述的是在终端移动速度0公里/秒，多径为6径的情况下，发送端采用1路并行调制，接收端采用判决反馈最大似然序列估计的解调性能，曲线H描述的是在终端移动速度0公里/秒，多径为6径的情况下，发送端采用1路并行调制，接收端采用最大似然序列估计(维特比解调)的解调性能，这里，着重比较相同条件下两种解调方案的性能，即并行调制路数为1路，运动速度为0，多径为6径，对应于曲线G和H，其中各径的相对功率分别是0dB，-3dB，-6dB，-9dB，-12dB，-15dB，各径时延分别为0，1，2，3，4，5码片。由图7可见，采用判决反馈最大似然序列估计解调方法，其解调性能仅比最大似然序列估计解调方法差1dB左右，在信噪比高于12dB的条件下，即可达到10-5的误比特率，需要强调的是由于本实施例所作的该仿真只是为了比较两种解调方法的性能差异，还未考虑编解码和分集等技术带来的性能增益。所以，实际应用当中，会有更好的解调性能。

Claims (2)

1.一种基于多重M-ary并行通信方式的发射机，包括：将输入数据1经过分路器3分为多路，每路数据的一部分数据通过常用的调制器模块Mi，包括二进制相移键控、四进制相移键控、正交幅度调制，另一部分通过扩频码选择器模块Qi，采用M-ary调制方法在每个符号上调制log₂M比特，其中M为每路扩频码集中可用码字个数，模块Qi根据输入数据选择扩频码后，与模块Mi的输出共同输入乘法器Ci，完成扩频，每一路扩频后的输出通过加法器4，组成合路信号，通过乘法器R1加扰，输入数据2直接通过乘法器R2加扰，两路加扰后的信号经过加法器5组成基带信号，通过载波调制模块6调制到载波上发送出去；其特征在于：输入数据1先通过分路器3，分为若干路，对于每一路数据，一部分通过常用调制器模块Mi，另一部分通过扩频码选择器模块Qi，其中扩频码选择器模块Qi中的码集是通过将构造出的可用码字分为多个集合获得的，模块Qi根据输入数据选择扩频码后，与模块Mi的输出共同输入乘法器Ci，完成扩频，每一路扩频后的输出再通过加法器4。

2.如权利要求1所述基于多重M-ary并行通信方式的发射机，特征在于：所述扩频码选择器模块Qi所采用的扩频码集是在传统的正交沃尔什-哈达玛正交码字的基础上内插新的码字，从而获得具有准正交特性的更多的码字，并根据以下最优原则，将构造的准正交码分为多路：找到这样一个合理的分组，该分组所有可能生成的发送信号有(M*N)^^L种，M为码长，N为传统调制方式的状态数，L为路数；计算这(M*N)^^L个信号两两之间的信号距离，找到最小的信号间距；反复寻找，直到找到一个最小信号间距最大的分组。

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