CN1611044A - 产生用于二进制数据的自适应限幅器阈值的装置和方法 - Google Patents

产生用于二进制数据的自适应限幅器阈值的装置和方法 Download PDF

Info

Publication number
CN1611044A
CN1611044A CNA028265262A CN02826526A CN1611044A CN 1611044 A CN1611044 A CN 1611044A CN A028265262 A CNA028265262 A CN A028265262A CN 02826526 A CN02826526 A CN 02826526A CN 1611044 A CN1611044 A CN 1611044A
Authority
CN
China
Prior art keywords
binary
signal
combiner
binary signal
value
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CNA028265262A
Other languages
English (en)
Other versions
CN1611044B (zh
Inventor
詹姆斯·利特尔
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Intel Corp
Original Assignee
Intel Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Intel Corp filed Critical Intel Corp
Publication of CN1611044A publication Critical patent/CN1611044A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN1611044B publication Critical patent/CN1611044B/zh
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/06—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection
    • H04L25/061—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection providing hard decisions only; arrangements for tracking or suppressing unwanted low frequency components, e.g. removal of dc offset
    • H04L25/063—Setting decision thresholds using feedback techniques only

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Dc Digital Transmission (AREA)
  • Ultra Sonic Daignosis Equipment (AREA)
  • Radar Systems Or Details Thereof (AREA)

Abstract

一种自适应限幅器阈值产生系统，包括第一移动平均滤波器以确定第一二进制信号的第一平均值。包括的第二移动平均滤波器用以确定第二二进制信号的第二平均值。组合器组合第一二进制信号的第一平均值和第二二进制信号的第二平均值，以产生组合的输出。

Description

产生用于二进制数据的自适应限幅器阈值的装置和方法
发明背景
1.技术领域
本发明总的来说涉及用于限幅接收器中的二进制信号的信号处理电路。更具体地说，本发明涉及信号处理电路，该信号处理电路通过利用二进制一和二进制零的任意一个的平均幅度数据、或者二进制一的最小幅度数据和二进制零的最大幅度数据产生自适应限幅器阈值。
2.相关技术的说明
利用二进制信号的数据通讯在各种应用中频繁使用。例如，在光学数据系统中，使用10吉比特/秒(Gb/s)和更高的数据传输速度。在这种二进制数据通讯系统中，使用接收器来接收来自发射器的二进制信号。在许多情况下，接收的信号为低电平，并且伴随有噪声和/或抖动(参见图2)。通常指定为二进制一的独特的矩形脉冲的真实二进制特性有时部分被噪声所淹没，导致数据错误，反过来影响向其施加接收器输出的信号处理设备。
为了改善在提供给其它设备之前精确地重新俘获经过接收器的二进制信号，采用了限幅技术。该技术包括将接收的二进制信号限幅在大约其幅度中点的电平，即在其最大和最小值之间。所接收的看起来在该限幅电平以上的二进制信号部分对应于二进制一，限幅电平以下的部分对应于二进制零(参见图1和图2)。
在一种类型的现有技术的限幅器电路中，该限幅器阈值固定在某一电压电平。可变的偏移电压与接收的二进制信号的电压电平组合，以将施加给该限幅器的二进制信号的中点维持在固定的限幅器阈值。然而，调整所接收的二进制信号以将二进制信号的中点维持在固定的电平给系统增加的复杂性。
在另一种类型的现有技术的限幅器电路中，改变该限幅器阈值，以便使其处于该二进制信号的幅度的中点，其中计算该中点使其为所接收的二进制信号的最大和最小值的平均值。然而，利用所接收的二进制信号的最大和最小值计算的该中点是数据眼100，200的外边缘之间的中点(参见图1和图2)。该数据眼100，200是对于给定的时间段来说取样数据值的图。该方法不能够精确地确定数据眼100，200边缘的平均值或者数据眼100，200的内边缘之间的中点。
因此，需要一种能够精确地确定数据眼100，200的平均值或者数据眼100，200的内边缘之间中点的限幅器电路。
附图的简要描述
图1示出了根据本发明实施例的数据眼；
图2示出了根据本发明实施例的具有噪声和抖动的数据眼；
图3示出了根据本发明实施例的接收器系统；
图4示出了根据本发明实施例的自适应限幅器阈值产生系统；
图5示出了根据本发明另一个实施例的自适应限幅器阈值产生系统；
图6示出了根据本发明实施例的产生自适应限幅器阈值的方法的流程图；和
图7示出了根据本发明另一个实施例的产生自适应限幅器阈值的方法的流程图。
详细描述
图1示出了根据本发明实施例的数据眼。该数据眼100是给定时间段内取样的数据值的图。该限幅器阈值140是一个电压电平，在其以上将所接收的二进制信号读作二进制一，在其以下将所接收的二进制信号读作二进制零。在数据眼100内落在该限幅器阈值140以上的取样数据值被读作二进制一110，在数据眼100内落在该限幅器阈值140以下的取样数据值被读作二进制零120。可以在自适应限幅器阈值产生系统400、500内包括第一绝对值元件450(参见图4和图5)和第二绝对值元件460，以将二进制负一处理为二进制一。
例如，如果接收的二进制信号遇到正DC偏移，那么该数据眼100将相对于没有遇到该正DC偏移的采样、反射在正电压方向偏移的数据采样(即，数据采样将在图1内向上偏移)。结果，部分根据设置限幅器阈值140的方法，可以在图1中向上偏移该限幅器阈值140。因此，所接收的二进制信号的电压电平的增加会导致该限幅器阈值140的正电压偏移。同样，所接收的二进制信号的电压电平的降低会导致该限幅器阈值140的负电压偏移。
因此，自适应地产生限幅器阈值140，以跟踪数据眼100。将所接收的二进制信号与限幅器阈值140比较，以确定是否将所接收的二进制信号读作二进制一或二进制零。
图2示出了根据本发明实施例具有噪声和抖动的数据眼。如果噪声和/或抖动影响所接收的二进制信号的幅度，那么可以移动该数据眼200的电压电平。因为该限幅器阈值140跟踪数据眼200，噪声和/或抖动可以影响限幅器阈值140的幅度。
图3示出了根据本发明实施例的接收器系统。该接收器系统300包括接收器电路310、天线320、自适应限幅器阈值产生系统400、500(参见图4和图5)。天线320检测信号。接收器电路310接收信号并且处理该信号。自适应限幅器阈值产生系统400、500接收信号并且产生限幅器阈值140(参见图1和图2)。
自适应限幅器阈值产生系统400包括第一移动平均滤波器410(参见图4)、第二移动平均滤波器420、组合器430和优选的增益元件440。第一移动平均滤波器410接收第一二进制信号以确定第一平均值。第二移动平均滤波器420接收第二二进制信号以确定第二平均值。组合器430组合第一平均值和第二平均值。增益元件440优选在数据眼100，200内设置限幅器阈值140的值(参见图1和图2)。
根据本发明实施例，第一移动平均滤波器410和/或第二移动平均滤波器420包括泄漏元件425、475，以控制限幅器阈值140的自适应速度。
自适应限幅器阈值产生系统500包括最小值检测器510(参见图5)、峰值检测器520、组合器430和优选的增益元件440。最小值检测器510接收二进制信号以确定二进制一的最小值。峰值检测器520接收二进制信号以确定二进制零的最大值。组合器430组合二进制一的最小值和二进制零的最大值。增益元件440优选在数据眼100，200内设置限幅器阈值140的值(参见图1和图2)。
根据本发明的实施例，最小值检测器510和/或峰值检测器520包括泄漏元件545、595，以控制限幅器阈值140的自适应速度。
图4示出了根据本发明实施例的自适应限幅器阈值产生系统。该自适应限幅器阈值产生系统400包括第一移动平均滤波器410、第二移动平均滤波器420、组合器430和优选增益元件440。第一移动平均滤波器410接收第一二进制信号以确定第一平均值。第二移动平均滤波器420接收第二二进制信号以确定第二平均值。组合器430组合第一平均值和第二平均值以产生组合输出。增益元件440优选在数据眼100，200内设置限幅器阈值140的值(参见图1和图2)。
第一移动平均滤波器410对自适应限幅器阈值产生系统400接收的二进制一110求平均值(参见图1和图2)。第一移动平均滤波器410优选包括第一延迟元件405、组合器415、增益元件435和第二延迟元件445。第一延迟元件405和组合器415每个都接收二进制信号Vin(n)。组合器415组合已经通过第一延迟元件405延迟的二进制信号V(n-1)与接收的二进制信号Vin(n)和优选的泄漏信号VL(n-1)。泄漏信号VL(n-1)是已经过增益元件435和第二延迟元件445的组合器415的输出信号Vout(n)的采样。优选将组合器415的输出信号Vout(n)存储在存储元件中。该存储元件可以是组合器415；然而，可以采用任何其它适当的器件。例如，如果增益元件435的增益为1.0，那么组合器415的输出信号Vout(n)会变得对单个错误和/或大噪声事件非常敏感。因此，优选增益元件435的增益稍小于1。
第二移动平均滤波器420对自适应限幅器阈值产生系统400接收的二进制零120求平均值(参见图1和图2)。第二移动平均滤波器420优选包括第一延迟元件455、组合器465、增益元件485和第二延迟元件495。第一延迟元件455和组合器465每个都接收二进制信号Vin(n)。组合器465组合已经通过了第一延迟元件455延迟的二进制信号V(n-1)与接收的二进制信号Vin(n)和优选泄漏信号VL(n-1)。泄漏信号VL(n-1)是已通过增益元件485和第二延迟元件495的组合器465的输出信号Vout(n)的采样。优选将组合器465的输出信号Vout(n)存储在存储元件中。该存储元件可以是组合器465；然而，可以采用任何其它适当的器件。例如，如果增益元件485的增益为1.0，那么组合器465的输出信号Vout(n)会变得对单个错误和/或大噪声事件非常敏感。因此，优选增益元件485的增益稍小于1。
自适应限幅器阈值产生系统400在数据眼100，200内选择限幅器阈值140(参见图1和图2)，在限幅器阈值140上就将输入信号读作二进制一，在其下就将输入信号读作二进制零。可以在二进制一的平均值和二进制零的平均值之间的任何电压电平、通过改变增益元件440的增益而选择该限幅器阈值140。例如，如果将所接收的二进制信号读作一，并且接收的二进制信号的幅度比二进制一的平均值大，那么可以成比例地增加二进制一的平均值。同样，例如，如果将接收的二进制信号读作一，并且所接收的二进制信号的幅度比二进制一的平均值小，那么可以成比例地降低二进制一的平均值。二进制一的平均值或者二进制零的平均值的改变都将改变可以选择的限幅器阈值140的电压范围。
根据本发明的实施例，该自适应限幅器阈值产生系统400进一步包括第一绝对值元件450、第二绝对值元件460和开关470。在一个三电平系统中(即当接收的二进制信号可以是二进制一、二进制零或者二进制负一时)，该第一绝对值元件450和第二绝对值元件460将二进制负一转换为二进制一。该技术假定接收的二进制信号是对称的。第一绝对值元件450接收所接收的二进制信号。第二绝对值元件460接收Rdata信号。Rdata信号是已优选通过比较器的所接收的二进制信号。该比较器输出数字化的接收的二进制信号以控制开关470。开关470接收数字化的接收的二进制信号，并且将已经通过第一绝对值元件450的接收的二进制信号连接到第一移动平均滤波器410或者第二移动平均滤波器420。如果数字化的接收的二进制信号是二进制一，那么开关470将已通过第一绝对值元件450的接收的二进制信号连接到第一移动平均滤波器410。如果数字化的接收的二进制信号是二进制零，那么开关470将已通过第一绝对值元件450的接收的二进制信号连接到第二移动平均滤波器420。
图5示出了根据本发明另一个实施例的自适应限幅器阈值产生系统。该自适应限幅器阈值产生系统500包括最小值检测器510、峰值检测器520、组合器430和优选的增益元件440。
最小值检测器510接收二进制信号以确定二进制一的最小值。该最小值检测器510直观地包括最小比较器505、组合器515、增益元件525和延迟元件535、最小比较器505比较接收的二进制信号Vin(n)和最小比较器505的延迟的输出信号Vout(n-1)。当最小比较器505的输出信号Vout(n)经过组合器515和延迟元件535时，最小比较器505的延迟输出信号Vout(n-1)产生。组合器515组合最小比较器505的输出信号Vout(n)与优选的泄漏信号VL(n)。泄漏信号VL(n)是已通过增益元件525的组合器515的输出信号Vout(n)的采样。
如果最小值检测器510的最小比较器505的接收的二进制信号Vin(n)小于已通过组合器515和延迟元件535的最小比较器505的延迟输出信号Vout(n-1)，那么该最小比较器505输出最小比较器505的接收的二进制信号Vin(n)。因此，最小比较器505的输出信号Vout(n)基本上等于最小比较器505的接收的二进制信号Vin(n)。在这种情况下，优选将最小比较器505的接收的二进制信号Vin(n)存储在存储元件中，该存储元件可以与最小比较器505的输出节点耦连。当最小比较器505输出基本上等于最小比较器505的接收的二进制信号Vin(n)的输出信号Vout(n)时，存储该最小比较器505的接收的二进制信号Vin(n)。存储元件可以是组合器515；然而，可以采用任何其它适当的器件。增益元件525的增益优选基本上小于1，使得泄漏信号VL(n)最后接近零值。延迟元件535延迟通过最小比较器505与接收的二进制信号Vin(n)比较的组合器515的输出信号Vout(n)。
如果最小值检测器510的最小比较器505的接收的二进制信号Vin(n)不小于已通过组合器515和延迟元件535的最小比较器505的延迟输出信号Vout(n-1)，那么该最小比较器505输出最小比较器505的延迟输出信号Vout(n-1)。因此，该最小比较器505的输出信号Vout(n)基本上等于最小比较器505的延迟输出信号Vout(n-1)。在这种情况下，优选将该最小比较器505的延迟输出信号Vout(n-1)存储在存储元件中，该存储元件可以与最小比较器505的输出节点耦连。当最小比较器505输出基本上等于该最小比较器505的延迟输出信号Vout(n-1)的输出信号Vout(n)时，该最小比较器505的延迟输出信号Vout(n-1)进行存储。该存储元件可以是组合器515；然而，可以采用任何其它适当的器件。
因此，该最小值检测器510跟踪代表二进制一的数据眼100、200(参见图1和图2)的部分的下边界(即内边缘)。
峰值检测器520接收二进制信号以确定二进制零的最大值。峰值检测器520例示性包括峰值比较器555、组合器565、增益元件575和延迟元件585。该峰值比较器555比较接收的二进制信号Vin(n)和峰值比较器555的延迟输出信号Vout(n-1)。当峰值比较器555的输出信号Vout(n)已通过组合器565和延迟元件585时，结果形成峰值比较器555的延迟输出信号Vout(n-1)。该组合器565组合峰值比较器555的输出信号Vout(n)与优选的泄漏信号VL(n)。该泄漏信号VL(n)是已通过增益元件575的组合器565的输出信号Vout(n)的采样。
如果峰值检测器520的峰值比较器555的接收的二进制信号Vin(n)大于已通过组合器565和延迟元件585的峰值比较器555的延迟输出信号Vout(n-1)，那么该峰值比较器555输出峰值比较器555的接收的二进制信号Vin(n)。因此，峰值比较器555的输出信号Vout(n)基本上等于峰值比较器555的接收的二进制信号Vin(n)。在这种情况下，优选将峰值比较器555的接收的二进制信号Vin(n)存储在一存储元件中，该存储元件可以与峰值比较器555的输出节点耦连。当峰值比较器555输出基本上等于峰值比较器555的接收的二进制信号Vin(n)的输出信号Vout(n)时，该峰值比较器555的接收的二进制信号Vin(n)进行存储。该存储元件可以是组合器565；然而，可以采用任何其它适当的器件。优选增益元件575的增益基本上小于1，使得泄漏信号VL(n)最终接近零值。延迟元件585延迟通过峰值比较器555与接收的二进制信号Vin(n)比较的组合器565的输出信号Vout(n)。
如果峰值检测器520的峰值比较器555的接收的二进制信号Vin(n)不大于已通过组合器565和延迟元件585的峰值比较器555的延迟输出信号Vout(n-1)，那么峰值比较器555输出峰值比较器555的延迟输出信号Vout(n-1)。因此，峰值比较器555的的输出信号Vout(n)基本上等于峰值比较器555的延迟输出信号Vout(n-1)。在这种情况下，优选将峰值比较器555的延迟输出信号Vout(n-1)存储在一存储元件中，该存储元件可以耦连到峰值比较器555的输出节点。当峰值比较器555输出基本上等于峰值比较器555的延迟输出信号Vout(n-1)的输出信号Vout(n)时，存储该峰值比较器555的延迟输出信号Vout(n-1)。该存储元件可以是组合器565；然而，可以采用任何其它适当的器件。
因此，该峰值检测器520跟踪代表二进制零的数据眼100、200(参见图1和图2)的部分的上边界(即内边缘)。
组合器430组合二进制一的最小值和二进制零的最大值，以产生组合的输出。该增益元件440优选在数据眼100、200内设置限幅器阈值140的值。
自适应限幅器阈值产生系统500在数据眼100、200内选择限幅器阈值140(参见图1和图2)，在该阈值140之上就将输入信号读作二进制一，在该阈值之下就将输入信号读作二进制零。通过改变增益元件440的增益，可以在二进制一的最小值和二进制零的最大值之间的任何电压电平选择该限幅器阈值140。例如，如果将接收的二进制信号读作一，并且接收的二进制信号的幅度比二进制一的最小值低，那么可以将二进制一的最小值降低到基本上等于接收的二进制信号。同样，例如，如果将接收的二进制信号读作零，并且接收的二进制信号的幅度比二进制零的最大值大，那么可以将二进制零的最大值增加到基本上等于接收的二进制信号。二进制一的最小值或者二进制零的最大值的改变都将改变可以从中选择限幅器阈值140的电压范围。
根据本发明的实施例，该自适应限幅器阈值产生系统500进一步包括第一绝对值元件450、第二绝对值元件460和开关470。开关470接收数字化的接收的二进制信号，并且将已通过第一绝对值元件450的接收二进制信号连接到最小值检测器510或者峰值检测器520。如果数字化的接收的二进制信号为二进制一，那么开关470连接已通过第一绝对值元件450的接收的二进制信号至最小值检测器510。如果数字化的接收的二进制信号为二进制零，那么开关470连接已通过第一绝对值元件450的接收的二进制信号至峰值检测器520。
图6示出了根据本发明实施例产生自适应限幅器阈值的方法流程图。在该方法中，参考图4，利用第一移动平均滤波器410确定610第一二进制信号的第一平均值。利用第二移动平均滤波器420确定620第二二进制信号的第二平均值。利用组合器430组合630第一平均值和第二平均值，以产生组合的输出。利用增益元件440设置640数据眼100、200内的限幅器阈值140(参见图1和图2)的值。可以在数据眼100、200边缘的平均值之间的任何点设置该限幅器阈值140。例如，将第一平均值与第二平均值相加并且将增益元件的增益选择为0.5，使得在数据眼100、200边缘的平均值之间的中点设置该限幅器阈值140。
图7示出了根据本发明另一个实施例产生自适应限幅器阈值的方法流程图。在该方法中，参考图5，利用最小值检测器510确定710二进制一的最小值。利用峰值检测器520确定720二进制零的最大值。利用组合器430组合730二进制一的最小值和二进制零的最大值，以产生组合的输出。利用增益元件440设置640数据眼100，200内限幅器阈值140(参见图1和图2)的值。可以在数据眼100，200的内边缘之间的任何点设置该限幅器阈值140。例如，将二进制一的最小值和二进制零的最大值相加并且将增益元件440的增益选择为0.5，使得在数据眼100，200的内边缘之间的中点设置该限幅器阈值140。
总之，通过使用二进制一110和二进制零120的平均幅度数据，根据本发明的自适应限幅器阈值产生系统400(参见图4)确定数据眼100，200边缘(参见图1和图2)的平均值之间的中点。此外，通过使用二进制一的最小幅度数据和二进制零的最大幅度数据，根据本发明的自适应限幅器阈值产生系统500(参见图5)确定数据眼100，200(参见图1和图2)的内边缘之间的中点。
自适应限幅器阈值产生系统400，500改善了接收器系统(例如Intel LXT3108 T1接收器)的抗噪声性。此外，本发明的自适应限幅器阈值产生系统400，500使用二进制一110和二进制零120的幅度数据计算数据眼100，200的中点，比仅使用接收峰值的系统提供了更精确的数据眼100，200的表示。
虽然上面的描述涉及本发明的具体实施例，但应理解在不离开其精神的情况下可以进行许多修改。附加的权利要求将覆盖这些修改，它们应落在本发明的实质范围和精神内。因此，在各方面都应认为目前所公开的实施例是说明性的而不是限制性的，本发明的范围由附加的权利要求表示，而不是由前面的描述表示，因此在权利要求的等效意义和范围内产生的变化都应包含在其内。

Claims (30)

1.一种自适应限幅器阈值产生系统，包括：
第一移动平均滤波器，以确定第一二进制信号的第一平均值；
第二移动平均滤波器，以确定第二二进制信号的第二平均值；
和
组合器，用以组合第一二进制信号的第一平均值和第二二进制信号的第二平均值，从而产生组合输出。
2.根据权利要求1的自适应限幅器阈值产生系统，其中该自适应限幅器阈值产生系统进一步包括一增益元件，用以在数据眼内设置限幅器阈值的值。
3.根据权利要求1的自适应限幅器阈值产生系统，其中第一移动平均滤波器和第二移动平均滤波器中的至少一个包括泄漏元件，以控制限幅器阈值的自适应速度。
4.根据权利要求1的自适应限幅器阈值产生系统，其中第一移动平均滤波器和第二移动平均滤波器中的至少一个包括：
第一延迟元件，以延迟接收的二进制信号；
第二组合器，以组合接收的二进制信号、来自第一延迟元件的延迟的二进制信号和来自第二延迟元件的延迟的输出信号；和
第二增益元件，以处理来自第二组合器的输出信号，其中
第二延迟元件延迟由第二组合器使之与接收的二进制信号和延迟的二进制信号组合的输出信号。
5.一种自适应限幅器阈值产生系统，包括：
最小值检测器，以确定二进制一的最小值；
峰值检测器，以确定二进制零的最大值；和
组合器，以组合二进制一的最小值和二进制零的最大值，从而产生组合的输出。
6.根据权利要求5的自适应限幅器阈值产生系统，其中该自适应限幅器阈值产生系统进一步包括增益元件，以在数据眼内设置限幅器阈值的值。
7.根据权利要求5的自适应限幅器阈值产生系统，其中最小值检测器和峰值检测器的至少一个包括泄漏元件，以控制限幅器阈值的自适应速度。
8.根据权利要求5的自适应限幅器阈值产生系统，其中最小值检测器包括：
最小比较器，以比较接收的二进制信号与来自第二组合器的延迟的输出信号；和
延迟元件，以延迟通过最小比较器与接收的二进制信号比较的、来自第二组合器的输出信号，其中
第二组合器组合来自最小比较器的输出信号与来自第二增益元件的泄漏信号，和
第二增益元件处理来自第二组合器的输出信号。
9.根据权利要求5的自适应限幅器阈值产生系统，其中峰值检测器包括：
峰值比较器，以比较接收的二进制信号与来自第二组合器的延迟的输出信号；和
延迟元件，以延迟通过最小比较器与接收的二进制信号比较的、来自第二组合器的输出信号，其中
第二组合器组合来自峰值比较器的输出信号与来自第二增益元件的泄漏信号，和
第二增益元件处理来自第二组合器的输出信号。
10.一种接收器系统，包括：
接收器电路；
与接收器电路耦连的天线；和
与接收器电路耦连的自适应限幅器阈值产生系统，具有：
第一移动平均滤波器，以确定第一二进制信号的第一平均值，
第二移动平均滤波器，以确定第二二进制信号的第二平均值，
和
组合器，以组合第一二进制信号的第一平均值和第二二进制信号的第二平均值，从而产生组合的输出。
11.根据权利要求10的接收器系统，其中自适应限幅器阈值产生系统进一步包括增益元件，以在数据眼内设置限幅器阈值的值。
12.根据权利要求10的接收器系统，其中第一移动平均滤波器和第二移动平均滤波器中的至少一个包括泄漏元件，以控制限幅器阈值的自适应速度。
13.根据权利要求10的接收器系统，其中第一移动平均滤波器和第二移动平均滤波器中的至少一个包括：
第一延迟元件，以延迟接收的二进制信号；
第二组合器，以组合接收的二进制信号、来自第一延迟元件的延迟的二进制信号和来自第二延迟元件的延迟的输出信号；和
第二增益元件，以处理来自第二组合器的输出信号，其中
第二延迟元件延迟通过第二组合器与接收的二进制信号和延迟的二进制信号组合的输出信号。
14.一种接收器系统，包括：
接收器电路；
与接收器电路耦连的天线；和
与接收器电路耦连的自适应限幅器阈值产生系统，具有
最小值检测器，用于确定二进制一的最小值，
峰值检测器，用于确定二进制零的最大值，和
组合器，用于组合二进制一的最小值和二进制零的最大值，从而产生组合的输出。
15.根据权利要求14的接收器系统，其中自适应限幅器阈值产生系统进一步包括增益元件，以在数据眼内设置限幅器阈值的值。
16.根据权利要求14的接收器系统，其中最小值检测器和峰值检测器中的至少一个包括泄漏元件，用于控制限幅器阈值的自适应速度。
17.根据权利要求14的接收器系统，其中最小值检测器包括：
最小比较器，用于比较接收的二进制信号与来自第二组合器的延迟的输出信号；和
延迟元件，用于延迟通过最小比较器与接收的二进制信号比较的、来自第二组合器的输出信号，其中
第二组合器组合来自最小比较器的输出信号与来自第二增益元件的泄漏信号，和
第二增益元件处理来自第二组合器的输出信号。
18.根据权利要求14的接收器系统，其中峰值检测器包括
峰值比较器，用于比较接收的二进制信号与来自第二组合器的延迟的输出信号；和
延迟元件，用于延迟通过峰值比较器与接收的二进制信号进行比较的、来自第二组合器的输出信号，其中
第二组合器组合来自峰值比较器的输出信号与来自第二增益元件的泄漏信号，和
第二增益元件处理来自第二组合器的输出信号。
19.一种产生自适应限幅器阈值的方法，包括：
通过组合第一接收二进制信号和第一延迟二进制信号，确定第一平均值；
通过组合第二接收二进制信号和第二延迟二进制信号，确定第二平均值；
组合第一平均值和第二平均值以产生组合的输出；和
在数据眼内设置限幅器阈值的值。
20.根据权利要求19的方法，其中通过组合第一泄漏信号与第一接收二进制信号和第一延迟二进制信号，进一步确定第一平均值。
21.根据权利要求19的方法，其中通过组合第二泄漏信号与第二接收二进制信号和第二延迟二进制信号，进一步确定第二平均值。
22.一种产生自适应限幅器阈值的方法，包括：
通过比较第一接收二进制信号与第一延迟输出信号，确定二进制一的最小值；
通过比较第二接收二进制信号与第二延迟输出信号，确定二进制零的最大值；
组合二进制一的最小值和二进制零的最大值，以产生组合的输出；和
在数据眼内设置限幅器阈值的值。
23.根据权利要求22的方法，其中通过组合第一泄漏信号与第一输出信号，进一步确定二进制一的最小值。
24.根据权利要求22的方法，其中通过组合第二泄漏信号与第二输出信号，进一步确定二进制零的最大值。
25.一种自适应限幅器阈值产生系统，包括：
可机读的存储媒介；和
存储在该可机读的存储媒介上的可机读的程序代码，该可机读程序代码具有实现以下步骤的指令：
通过组合第一接收二进制信号和第一延迟二进制信号，确定第一平均值，
通过组合第二接收二进制信号和第二延迟二进制信号，确定第二平均值，
组合第一平均值和第二平均值以产生组合的输出，和
在数据眼内设置限幅器阈值的值。
26.根据权利要求25的系统，其中可机读程序代码进一步包括组合第一泄漏信号与第一接收二进制信号和第一延迟二进制信号以确定第一平均值的指令。
27.根据权利要求25的系统，其中可机读程序代码进一步包括组合第二泄漏信号与第二接收二进制信号和第二延迟二进制信号以确定第二平均值的指令。
28.一种自适应限幅器阈值产生系统，包括：
可机读的存储媒介；和
存储在该可机读的存储媒介上的可机读的程序代码，该可机读程序代码具有指令，用于
通过比较第一接收二进制信号与第一延迟输出信号，确定二进制一的最小值，
通过比较第二接收二进制信号与第二延迟输出信号，确定二进制零的最大值，
组合二进制一的最小值和二进制零的最大值以产生组合的输出，和
在数据眼内设置限幅器阈值的值。
29.根据权利要求28的系统，其中该可机读的程序代码进一步包括组合第一泄漏信号与第一输出信号以确定二进制一的最小值的指令。
30.根据权利要求28的系统，其中该可机读的程序代码进一步包括组合第二泄漏信号与第二输出信号以确定二进制零的最大值的指令。
CN028265262A 2001-10-31 2002-10-30 产生用于二进制数据的自适应限幅器阈值的装置和方法 Expired - Fee Related CN1611044B (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US10/003,340 2001-10-31
US10/003,340 US7061995B2 (en) 2001-10-31 2001-10-31 Apparatus and method to generate an adaptive slicer threshold for binary data
PCT/US2002/034481 WO2003039060A2 (en) 2001-10-31 2002-10-30 Apparatus and method to generate an adaptive threshold for a data slicer

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN1611044A true CN1611044A (zh) 2005-04-27
CN1611044B CN1611044B (zh) 2010-12-22

Family

ID=21705365

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN028265262A Expired - Fee Related CN1611044B (zh) 2001-10-31 2002-10-30 产生用于二进制数据的自适应限幅器阈值的装置和方法

Country Status (4)

Country Link
US (1) US7061995B2 (zh)
CN (1) CN1611044B (zh)
AU (1) AU2002350015A1 (zh)
WO (1) WO2003039060A2 (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102223503A (zh) * 2010-04-13 2011-10-19 新港传播媒介公司 Secam扫描线辨识及pal切换

Families Citing this family (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4199191B2 (ja) * 2002-07-31 2008-12-17 エヌエックスピー ビー ヴィ バイナリ信号におけるスライスレベルを設定するための方法及び装置
US7356095B2 (en) * 2002-12-18 2008-04-08 Agere Systems Inc. Hybrid data recovery system
US7263122B2 (en) * 2003-07-29 2007-08-28 Synopsys, Inc. Receiver based decision feedback equalization circuitry and techniques
EP1723757A1 (en) 2003-12-24 2006-11-22 Koninklijke Philips Electronics N.V. A method and a system for generating an adaptive slicer threshold
US7586998B1 (en) * 2004-11-01 2009-09-08 Synopsys, Inc. Method and apparatus for receiver pulse response determination
US7400694B1 (en) * 2004-11-01 2008-07-15 Synopsys, Inc. Method and apparatus for eye-opening based optimization
KR100839318B1 (ko) 2005-02-16 2008-06-17 엘지전자 주식회사 수신기 내의 슬라이싱 장치
ATE387042T1 (de) 2005-10-21 2008-03-15 Alcatel Lucent Verfahren und vorrichtung zur steuerung des schwellwerts in einem empfänger für digitalen nachrichtensignalen
US20080094107A1 (en) * 2006-10-20 2008-04-24 Cortina Systems, Inc. Signal magnitude comparison apparatus and methods
KR100818246B1 (ko) * 2007-04-18 2008-04-02 삼성전자주식회사 혼돈신호를 이용한 통신장치 및 그 방법
US9699009B1 (en) 2016-06-30 2017-07-04 International Business Machines Corporation Dual-mode non-return-to-zero (NRZ)/ four-level pulse amplitude modulation (PAM4) receiver with digitally enhanced NRZ sensitivity

Family Cites Families (20)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3947769A (en) * 1974-10-23 1976-03-30 Hoffman Electronics Corporation Threshold correction system in FSK transmissions
NL8402322A (nl) * 1984-07-23 1986-02-17 Philips Nv Inrichting voor het detekteren van impulsachtige storingen, en een inrichting voor het onderdrukken van impulsachtige storingen voorzien van een inrichting voor het detekteren van impulsachtige storingen.
US4700365A (en) * 1985-10-25 1987-10-13 Rca Corporation Digital threshold detector with hysteresis
US4692765A (en) * 1985-12-05 1987-09-08 Environmental Research Institute Of Michigan Adaptive learning controller for synthetic aperture radar
US4873700A (en) * 1987-10-14 1989-10-10 National Semiconductor Corporation Auto-threshold/adaptive equalizer
US4823360A (en) * 1988-02-12 1989-04-18 Northern Telecom Limited Binary data regenerator with adaptive threshold level
US5371545A (en) * 1992-03-11 1994-12-06 Thomson Consumer Electronics, Inc. Auxiliary video data slicer with adjustable window for detecting the run in clock
JP2598913Y2 (ja) * 1992-07-27 1999-08-23 ミツミ電機株式会社 データスライサ
DE69317200T2 (de) * 1992-10-22 1998-08-20 Koninkl Philips Electronics Nv Datenverarbeitungsschaltung
US5483289A (en) * 1993-12-22 1996-01-09 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Data slicing circuit and method
US5670951A (en) * 1995-07-17 1997-09-23 Motorola, Inc. Radio communication device and method for generating threshold levels in a radio communication device for receiving four-level signals
US6026773A (en) * 1996-07-16 2000-02-22 Labken, Inc. Antitheft interrupt system for vehicle starter power circuit
US6041084A (en) * 1997-08-15 2000-03-21 Lucent Technologies, Inc. Circuit for optimal signal slicing in a binary receiver
KR100282388B1 (ko) * 1998-01-12 2001-02-15 구자홍 적응형등화장치
US6178210B1 (en) * 1998-03-06 2001-01-23 Motorola Method and apparatus for reducing data distortion and improving simulcast reception
GB9827932D0 (en) * 1998-12-19 1999-02-10 Secr Defence Analogue to digital converter and method of analogue to digital conversion
US6556635B1 (en) * 1999-11-09 2003-04-29 Lsi Logic Corporation Communications receiver having adaptive dynamic range
US6735260B1 (en) * 2000-04-17 2004-05-11 Texas Instruments Incorporated Adaptive data slicer
US6898253B2 (en) * 2000-04-27 2005-05-24 Ceva Communications Limited Method and apparatus for an accurate slicer that can rapidly adjust to an offset
GB0100202D0 (en) * 2001-01-04 2001-02-14 Koninkl Philips Electronics Nv Receiver having a variable threshold slicer stage and a method of updating the threshold levels of the slicer stage

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102223503A (zh) * 2010-04-13 2011-10-19 新港传播媒介公司 Secam扫描线辨识及pal切换
CN102223503B (zh) * 2010-04-13 2013-07-31 新港传播媒介公司 Secam扫描线辨识及pal切换

Also Published As

Publication number Publication date
US7061995B2 (en) 2006-06-13
CN1611044B (zh) 2010-12-22
AU2002350015A1 (en) 2003-05-12
US20030081697A1 (en) 2003-05-01
WO2003039060A2 (en) 2003-05-08
WO2003039060A3 (en) 2004-02-26

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN1611044A (zh) 产生用于二进制数据的自适应限幅器阈值的装置和方法
US8565296B2 (en) Adaptive receiver system and adaptive transceiver system
US7456690B2 (en) Automatic gain control using multi-comparators
CN1325215A (zh) 自适应数据限幅器
US8451949B2 (en) Clock-data recovery and method for binary signaling using low resolution ADC
KR960032911A (ko) 오디오 신호 압축 방법
CN1625842A (zh) 用于实时小波去噪应用的自适应后阈值算法
CN1153483C (zh) 用于信道译码器的软归一化器
CN1158035A (zh) 恢复数据流位定时的数字检测器电路
CN1446349A (zh) 音频速度变换的方法和系统
US7545886B2 (en) Method and apparatus for eye-opening based optimization
US6975678B1 (en) Apparatus and averaging method for equalizing signals
CN102594743B (zh) 自适应均衡电路及其方法
CN112991418B (zh) 图像深度预测和神经网络训练方法和装置、介质、设备
US6125470A (en) Distributive encoder for encoding error signals which represent signal peak errors in data signals for correcting erroneous signal baseline conditions
US11646756B1 (en) Determining sampling thresholds of SERDES receivers
JP2806584B2 (ja) 量子化信号の適応検出方法
US5557638A (en) Transmission system for multivalued digital symbols
CN1426652A (zh) 基带数据限幅方法和设备
CN111175704B (zh) 生成用于码分多址（cdma）雷达系统的正交信号族
CN1128519C (zh) 在高速闭环中基于似然性校正参考值的方法
CN1413019A (zh) 用于控制视频信号的黑色扩展的装置和方法
CN111200436A (zh) 信号处理系统及其方法
CN1102818C (zh) 用脉冲位置调制和幅值调制数据传输的方法
US11153135B1 (en) Methods and systems for adaptive equalization with wide range of signal amplitudes

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
C17 Cessation of patent right
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20101222

Termination date: 20121030