CN1595829A - 一种频偏估计与补偿的方法与装置 - Google Patents

Abstract

本发明的一种频偏估计与补偿的方法与装置，其用于移动通讯系统的CDMA系统中，该方法包括下列步骤：a)利用前面时隙得到的频偏值f₀，作为初始值对当前时隙的输出符号进行补偿：d(n)←d(n)·

；b)最大似然法微调；c)输出当前的频偏值，给下一时隙使用。本发明方法与装置，增大了频偏校正的范围，并提高了估计精度，有效的降低误码率，大大地提高了系统性能，估计出的频偏最大误差不超过3％，尤其对大频偏估计误差范围更小，有很好的校正效果，有效的提高系统性能，降低了误码率。

Description

一种频偏估计与补偿的方法与装置

技术领域

本发明涉及一种有效的频偏估计与补偿的方法与装置，尤其涉及移动通讯领域的TD-SCDMA系统的频偏估计与补偿的方法。

本发明还可以用于移动通信领域中其它的CDMA系统。

背景技术

TD-SCDMA系统具有容量大、抗多径衰落能力强和频带利用率高等优点，已成为第三代移动通信无线传输技术的主流。其中涉及很多关键技术，如多用户检测技术、RAKE接收技术智能天线技术。而在研究这些技术时，都假设系统收发两端是没有载频频率偏离的。然而在实际应用中，由于收发两端的晶体振荡器不一样所引起的载频频偏和由于多普勒现象引起的频偏都会对系统的性能产生很大影响。例如在多用户的环境里，一个用户的频偏不仅会降低该用户本身的检测概率，而且使得根据理想载频假设条件下得到的接收机失去抗远近效应的能力，从而也使得其他用户的检测概率降低。如果不能正确估计频偏并进行补偿，那么系统性能将大大降低，尤其是当频偏较大时，因此寻找好的频偏估计与补偿方法对工程实现具有重要意义。

现有的频偏估计校正方法大多数是基于导频序列的，采用的方法是谱估计法，最大似然法等，频偏的校正处理是在联合检测之前。下面的文献介绍了现有的频偏估计技术：

【1】Rife D C，Boorstyn R R.Single-tone parameter estimation fromdiscrete-time observation[J].IEEE Trans.Inform Theory，1974，IT-20：591-598.

【2】Kuo W Y，Fitz M P.Frequency offset compensation of pilotsymbol assisted modulation in frequency flat fading[J].IEEETrans.Commun.，1997-11，45：1412-1416.

由于TD-SCDMA系统使用TDD双工方式，每个时隙都很短，在频偏估计时受噪声影响大，其对频偏估计的范围较小，而且针对大频偏估计误差较大。

发明内容

本发明的目的在于提供一种频偏估计与补偿的方法与装置，该方法能够精确的估计出载频频偏，频偏估计范围较大，且简单、易于实现。

本发明的技术方案如下：

一种频偏估计与补偿的方法，其包括下列步骤：

a)利用前面时隙得到的频偏值f₀，作为初始值对当前时隙的输出符号进行补偿：

$d\left(n\right)\←d\left(n\right)\·e^{-j{f}_0\·n}----\left(1\right);$

b)最大似然法微调；

c)输出当前的频偏值，给下一时隙使用。

所述的方法，其中，所述方法针对大频偏还采用下述步骤：

d)大频偏选择圆心，将频率进行划分，以多个频偏初值f₀为圆心，预定半径的圆完成频偏估计与补偿，使用一个判别的准则，将性能最好的圆心选择出来，以此圆心值为频偏初值f₀。

所述的方法，其中，所述步骤a)还包括：设定初始频偏值f₀＝0；

然后求得包含频偏信息的相位；

联合检测输出的符号表示为：

$\hat{d}\left(n\right)=d\left(n\right)\·e^{\mathrm{j\Δf}\·n}----\left(2\right)$

d(n)为用户发送的QPSK符号，取值{1，-1，j，-j}。

所述的方法，其中，所述步骤b)只利用长度为5的符号，且包括下列的步骤：

b1)将符号 硬判决，得到d(n)；

b2)用未判决的符号乘以判决后的符号的共轭，可得到只含频偏引起的相位信息；

b3)求该相位信息对应的相位θ；

b4)用最大似然法计算当前时隙的频偏值Δf，Δf＝[t^Ht]^-1t^Hθ，其中t＝[-5.5-0...-(5.5+M-2)-(5.5+M-1)4.5+0 4.5+1...4.5+M-1]^H，M表示在每时隙中用于频偏估计而需要做硬判决的符号数；H表示向量的共轭转秩。

所述的方法，其中，所述步骤c)还包括以下步骤：

c1)求得频偏Δf后，再乘以遗忘因子p，与上时隙的频偏均输出值相加计算得到该时隙的频偏值 $f_{n+1}=\stackrel{\‾}{f_n}+p\·\mathrm{\Δf},$ p为遗忘因子，按子帧序号分段取值；

c2)与上时隙的频偏均输出值求均值，便得到了该时隙的频偏均输出值，计算下一时隙初始频偏值

$\stackrel{\‾}{f_{n+1}}=(f_{n+1}+\stackrel{\‾}{f_n})/2,$ 将上一步公式带入，则有 $\stackrel{\‾}{f_{n+1}}=(f_{n+1}+\stackrel{\‾}{f_n})/2=\stackrel{\‾}{f_n}+\frac{p}{2}\·\mathrm{\Δf}.$

所述的方法，其中，所述遗忘因子p是一个与时间有关的分段函数：

其中，n是子帧序号。

所述的方法，其中，所述步骤b1)、b2)和b3)采用以下计算过程：

$\hat{d}\left(n\right)\·d^{*}\left(n\right)$

$=d\left(n\right)\·e^{\mathrm{j\Δf}\·n}\·d^{*}\left(n\right)----\left(3\right)$

$=e^{\mathrm{j\Δf}\·n}$

利用反正切函数求得包含频偏信息的相位：

        θ(n)＝tg^-1(e^jΔf·n)＝Δf·n          (4)

按照公式

        θ＝Δf·t+θ_n                          (5)

其中，θ_n是因噪声引起的偏差。

一种用于所述的频偏估计与补偿的方法的装置，其中，所述频偏估计与补偿的装置包括：

A、信号接收装置，为多阵元阵列天线用以接收数据；

B、信道估计模块，对来自每条链路天线单元及射频接收机的采样数据输出信号进行信道估计，得到所有用户在所有信道上的响应；

C、匹配滤波及联合检测模块，将天线接收后的数据送入该单元，分离解调各用户数据；

D、频偏估计与补偿装置，将经过匹配滤波或联合检测的数据进行频偏校正。

本发明所提供的一种频偏估计与补偿的方法与装置，增大了频偏校正的范围，并提高了估计精度，有效的降低误码率，大大地提高了系统性能，估计出的频偏最大误差不超过3％，尤其对大频偏估计误差范围更小，有很好的校正效果，有效的提高系统性能，降低了误码率。

计算表明，当载频频偏时，采用本发明方法频偏估计较准确并能有效的补偿频偏，有效的降低了噪声影响，求解得到的用户符号误码率性能接近没有频偏的性能，最多差0.5～1dB。

附图说明

图1是本发明的分段函数遗忘因子p的取值示意图；

图1A所示是本发明的频偏及其补偿的示意图；

图2是本发明大频偏的最大似然频偏估计与补偿方法用于TD-SCDMA系统的实现框图；

图3不同频段的大频偏的频率校正收敛圆示意图。

具体实施方式

下面是对本发明方法做详细描述：

首先，用频偏初值进行数据补偿，直接用频偏初值f₀补偿该时隙数据。

$d\left(n\right)\←d\left(n\right)\·e^{j{f}_0\·n}----\left(1\right)$

然后，求得包含频偏信息的相位。

联合检测输出的符号可表示为：

$\hat{d}\left(n\right)=d\left(n\right)\·e^{\mathrm{j\Δf}\·n}----\left(2\right)$

d(n)为用户发送的QPSK符号，取值{1，-1，j，-j}。

将符号 硬判决，得到d(n)，然后用未判决的符号乘以判决后的符号的共轭，可得到只含频偏引起的相位信息：

$\hat{d}\left(n\right)\·d^{*}\left(n\right)$

$=d\left(n\right)\·e^{\mathrm{j\Δf}\·n}\·d^{*}\left(n\right)----\left(3\right)$

$=e^{\mathrm{j\Δf}\·n}$

利用反正切函数即可求得包含频偏信息的相位：

θ(n)＝tg^-1(e^jΔf·n)＝Δf·n           (4)

按照公式

θ＝Δf·t+θ_n                           (5)

其中，θ_n是因噪声引起的偏差。

可以推出最大似然解：

Δf＝[t^Ht]^-1t^Hθ                  (6)

这里，

t＝[-5.5-0...-(5.5+M-2)-(5.5+M-1)4.5+0 4.5+1...4.5+M-1]^H(7)最后，计算该时隙的频偏均输出值，如图1A所示。利用(6)式求得频偏Δf后，再乘以遗忘因子p，与频偏该时隙初值(上时隙的频偏均输出值)相加，得到该时隙的频偏值，与上时隙的频偏均输出值求均值，便得到了该时隙的频偏均输出值，用于校正本时隙数据，并作为下时隙的频偏初值。

$f_{n+1}=\stackrel{\‾}{f_n}+p\·\mathrm{\Δf}----\left(8\right)$

$\stackrel{\‾}{f_{n+1}}=(f_{n+1}+\stackrel{\‾}{f_n})/2=\stackrel{\‾}{f_n}+\frac{p}{2}\·\mathrm{\Δf}----\left(9\right)$

p是一个与时间有关的分段函数，其函数曲线如图1所示的，

其中，n是子帧序号。

利用(9)式求得频偏均输出值后，再换算成相位信息，补回到用户的每个符号。

模拟表明，以f₀＝0为频偏初值的改频偏估计与补偿方法可以校正±1000Hz的频偏，可以认为该方法是以0为圆心，1000为半径的圆，若频偏值落在这个圆内则方法有效，当频偏值再增大时，就不能正确估计频偏，那么，可以将频率进行划分，此时，只要将初值变为能使频偏值落在以1000为半径的圆内即可。如图3，只要使用一个判别的准则，将圆心选择出来，大频偏校正问题就变成本发明的频偏校正方法。

本发明所述频偏估计与补偿的装置由以下四部分组成，

A、信号接收装置，为多阵元阵列天线用以接收数据；

B、信道估计，对来自每条链路天线单元及射频接收机的采样数据输出信号进行信道估计，得到所有用户在所有信道上的响应；

C、匹配滤波或联合检测，将天线接收后的数据送入该单元，分离解调各用户数据；

D、频偏估计与补偿，经过匹配滤波或联合检测的数据采用本发明所述的方法进行频偏校正。

本发明方法具体包括下列步骤：

第一步：利用前面时隙得到的频偏值f₀(第一次设为0)，作为初始值对当前时隙的输出符号(未判决前)进行补偿。

$d\left(n\right)\←d\left(n\right)\·e^{j{f}_0\·n}$

第二步：最大似然法微调，只利用长度M＝5的符号，这是因为5个符号所得的信息已经足够，不需要更多的符号数，且不需作两次循环，以减少计算量。

本步骤又包括下列的步骤：

1.将符号

硬判决，得到d(n)；

2.用未判决的符号乘以判决后的符号的共轭，可得到只含频偏引起的相位信息x；

3.求x对应的相位θ；

4.用最大似然法计算当前时隙的频偏值Δf，Δf＝[t^Ht]^-1t^Hθ，其中t＝[-5.5-0...-(5.5+M-2)-(5.5+M-1) 4.5+0 4.5+1...4.5+M-1]^H；M是表示在每时隙中用于频偏估计而需要做硬判决的符号数(Q＝16的一个码道)；H表示向量的共轭转秩。

第三步：输出当前的频偏值，给下一时隙使用。

本步骤又包括下列的步骤：

1.计算 $f_{n+1}=\stackrel{\‾}{f_n}+p\·\mathrm{\Δf},$ p为遗忘因子，如公式(10)所示，按子帧序号分段取值；

2.计算下一时隙初始频偏值

$\stackrel{\‾}{f_{n+1}}=(f_{n+1}+\stackrel{\‾}{f_n})/2,$ 将上一步公式带入，则有 $\stackrel{\‾}{f_{n+1}}=(f_{n+1}+\stackrel{\‾}{f_n})/2=\stackrel{\‾}{f_n}+\frac{p}{2}\·\mathrm{\Δf};$

第四步：大频偏选择圆心。

将频率进行划分，以多个频偏初值f₀为圆心，1000为半径的圆完成频偏估计与补偿，使用一个判别的准则，此判定准则非常多，如误码准则，信干比准则等，将性能最好的圆心选择出来，以此圆心值为频偏初值f₀，那么大频偏校正问题就变成本发明前三步的频偏校正方法。

采用本发明所述方法和装置，与现有技术相比，该方法能够精确的估计出载频频偏，有效的降低了噪声对短数据的影响，扩大了频偏估计范围，且简单、易于实现，估计出的频偏最大误差不超过3％，尤其对大频偏估计误差范围更小，有很好的校正效果，有效的提高系统性能，降低了误码率。

本发明的该装置是在联合检测之后直接完成对数据频偏估计与补偿的，不需导频序列，采用本发明方法能纠正的频偏范围较大，尤其对大频偏估计误差更小，达到比较好的效果。而采用本文提出的方法对每时隙数据处理，可以有效的降低噪声影响，并对前、后时隙频偏取均值，这样使噪声影响进一步降低。该方法是TD-SCDMA系统中非常实用的一种频偏校正方案。

下面结合附图2对本发明的技术方案的实施作进一步的详细描述：

从阵列天线接收的信号，经过采用、A/D转换等相关处理后，送入基带处理部分进行基带数字处理。

首先，根据TD-SCDMA系统的时隙特点，采用训练序列完成信道估计，得到所有用户在所有信道上的响应。

其次，采用匹配滤波或联合检测计算出各用户的数据，送入频偏估计与补偿单元；

然后，用该时隙频偏初值(首次频偏初值f₀为初始设置值)补偿该时隙数据 $d\left(n\right)\←d\left(n\right)\·e^{j{f}_0\·n},$ 将补偿过的数据，采用最大似然法计算频偏，Δf＝[t^Ht]^-1t^Hθ，将计算结果乘以遗忘因子p并与该时隙频偏初值相加，得到该时隙频偏估计值， $f_{n+1}=\stackrel{\‾}{f_n}+p\·\mathrm{\Δf},$ 与上时隙的频偏均输出值求均值，便得到了该时隙的频偏均输出值， $\stackrel{\‾}{f_{n+1}}=(f_{n+1}+\stackrel{\‾}{f_n})/2=\stackrel{\‾}{f_n}+\frac{p}{2}\·\mathrm{\Δf};$ 用

进行校正本时隙数据，并作为下时隙的频偏初值，依次完成下一时隙的频偏估计与补偿。

对于大频偏，首先对前面很少的几个数据块，例如10个blocks，以频率划分的每段中心分别为频偏初值，如图3所示，本例采用1000Hz为半径，按照本发明的方法完成频率估计与补偿。然后，依照一定的准则，选出性能最好的一个频段中心作为频偏初值，对后面的数据采用本发明的方法进行频偏校正。即每个频率值都有它的收敛圆，使用前面为数不多的块，进行收敛圆选择，在收敛圆内采用本发明的方法进行频偏估计与补偿。

最后将处理完毕的数据送入后面的基带处理单元。

以上针对本发明的具体实施例进行了较为详细的描述，上述描述不得用来产生对权利要求的限制，众所周知，本发明的专利保护范围应以所附权利要求为准。

Claims (8)

1、一种频偏估计与补偿的方法，其包括下列步骤：

a)利用前面时隙得到的频偏值f₀，作为初始值对当前时隙的输出符号进行补偿：

$d\left(n\right)\←d\left(n\right)\·e^{-{\mathrm{if}}_0\·n}---\left(1\right);$

b)最大似然法微调；

c)输出当前的频偏值，给下一时隙使用。

2、根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法针对大频偏还采用下述步骤：

d)大频偏选择圆心，将频率进行划分，以多个频偏初值f₀为圆心，预定半径的圆完成频偏估计与补偿，使用一个判别的准则，将性能最好的圆心选择出来，以此圆心值为频偏初值f₀。

3、根据权利要求2所述的方法，其特征在于，所述步骤a)还包括：设定初始频偏值f₀＝0；

然后求得包含频偏信息的相位；

联合检测输出的符号表示为：

$\hat{d}\left(n\right)=d\left(n\right)\·e^{\mathrm{j\Δf}\·n}---\left(2\right)$

d(n)为用户发送的QPSK符号，取值{1，-1，j，-j}。

4、根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述步骤b)只利用长度为5的符号，且包括下列的步骤：

b1)将符号 硬判决，得到d(n)；

b2)用未判决的符号乘以判决后的符号的共轭，可得到只含频偏引起的相位信息；

b3)求该相位信息对应的相位θ；

b4)用最大似然法计算当前时隙的频偏值Δf，Δf＝[t^Ht]^-1t^Hθ，其中t＝[-5.5-0...-(5.5+M-2)-(5.5+M-1)4.5+0 4.5+1...4.5+M-1]^H，M表示在每时隙中用于频偏估计而需要做硬判决的符号数；H表示向量的共轭转秩。

5、根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述步骤c)还包括以下步骤：

c1)求得频偏Δf后，再乘以遗忘因子p，与上时隙的频偏均输出值相加计算得到该时隙的频偏值 $f_{n+1}=\stackrel{\‾}{f_n}+p\·\mathrm{\Δf},$ p为遗忘因子，按子帧序号分段取值；

c2)与上时隙的频偏均输出值求均值，便得到了该时隙的频偏均输出值，计算下一时隙初始频偏值 $\stackrel{\‾}{f_n},\stackrel{\‾}{f_{n+1}}=(f_{n+1}+\stackrel{\‾}{f_n})/2,$ 将上一步公式带入，则有 $\stackrel{\‾}{f_{n+1}}=(f_{n+1}+\stackrel{\‾}{f_n})/2=\stackrel{\‾}{f_n}+\frac{p}{2}\·\mathrm{\Δf}.$

6、根据权利要求5所述的方法，其特征在于，所述遗忘因子p是一个与时间有关的分段函数：

其中，n是子帧序号。

7、根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述步骤b1)、b2)和b3)采用以下计算过程：

$\hat{d}\left(n\right)\·d^{*}\left(n\right)$

$=d\left(n\right)\·e^{\mathrm{j\Δf}\·n}\·d^{*}\left(n\right)---\left(3\right)$

$=e^{\mathrm{j\Δf}\·n}$

利用反正切函数求得包含频偏信息的相位：

           θ(n)＝tg^-1(e^jΔf·n)＝Δf·n       (4)

按照公式

            θ＝Δf·t+θ_n                            (5)

其中，θ_n是因噪声引起的偏差。

8、一种用于权利要求1所述的频偏估计与补偿的方法的装置，其特征在于，所述频偏估计与补偿的装置包括：

A、信号接收装置，为多阵元阵列天线用以接收数据；

B、信道估计模块，对来自每条链路天线单元及射频接收机的采样数据输出信号进行信道估计，得到所有用户在所有信道上的响应；

C、匹配滤波及联合检测模块，将天线接收后的数据送入该单元，分离解调各用户数据；

D、频偏估计与补偿装置，将经过匹配滤波或联合检测的数据进行频偏校正。

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