CN1492699A - 利用循环正交导频序列进行信道估计的方法 - Google Patents

Abstract

利用循环正交导频序列进行信道估计的方法涉及一种应用于无线移动通信领域的信道估计的方法，该方法包括如下步骤：(1)在最小二乘意义上求得一个时隙中各个导频段P的第一次信道冲激响应参数估计；(2)利用步骤1估计出的信道冲激响应，采用多项式拟合的方法，得到各个导频段P的第二次信道冲激响应参数估计；(3)利用步骤2估计出的信道冲激响应参数对各个导频段P估计一次信道噪声方差；(4)每一个子时隙的信道冲激响应参数估计由数据和控制信息段D&C相邻的前后两个导频段P的第二次信道估计平均得到；(5)每一个子时隙的噪声方差由数据和控制信息段D&C相邻的前后两个导频段P上估计出来的信道噪声方差平均得到。

Description

利用循环正交导频序列进行信道估计的方法

                     一、技术领域：

本发明涉及一种应用于无线移动通信领域的信道估计的方法，特别是涉及一种无线扩频通信系统在衰落信道情况下提高通信质量，适应高速移动状态能够以较低的计算复杂度来执行的信道估计的方法。

                     二、背景技术：

移动无线通信系统的发信端发出的信号经过传输后，空间的时变信道会对传输的信号加入相应的干扰，而且移动信道的多径干扰和信道还会引起码间干扰(ISI)和多址干扰(MAI)。因此为了在接收端恢复出正确的发射信号，必须正确的得到信道的冲激响应，然后利用接受到的信号和所得到的信道参数正确估计出所发射的信号，因此信道估计质量对于系统性能有举足轻重的影响。

在有连续导频信道的宽带CDMA(码分多址)系统中，如cdma2000和WCDMA，信道估计的经典方法是对利用导频信道估计出的信道参数的采样值在一段固定时间段内进行滑动平均MA(Moving Averaging)以抑制估计噪声，平均的长度越大，噪声的功率越小。滑动平均的估计方法的有效性是建立在信道参数在其平均长度范围内是基本不变的假设之上的，然而移动信道通常是时变的，因此较大的平均长度会使信道估计产生因不能实时跟踪信道变化而导致的系统误差。时变衰落信道下的信道估计方法及其误差性能和对RAKE接收误比特率的影响成为值得研究的课题。已提出的自适应信道估计方法，如根据信道的衰落速率动态调整MA长度，根据移动台的速度动态调整接收IIR滤波器参数，都依赖于对时变衰落信道模型的假设和对Doppler频移的预先估计。其实，具有较大估计长度的MA方法不能适应信道的快速变化的根本原因在于当信道已发生变化以至参加平均的两个时刻的信道参数不相关时，MA的估计方法还是把它们当作是相关的信道参数，以加权系数为1进行平均处理。

在第三代移动通信系统中，基于间歇导频的信道估计分为三类：(1)只利用导频信息来估计信道，(2)只利用数据信息来估计信道，(3)综合利用导频信息和数据信息来估计信道。其中主要是利用第一类防法即利用导频信息做信道估计，常用的方法有：线性插值、高斯插值、以及加权多时隙方法WMSA，这些方法的一个基本特点是简单的线性处理方法，他们的一个共同缺点是，移动台的速度不能太快；当移动台速度太快时，信道会出现深衰落，或出现非线性变化，使得利用导频信道做线性处理的数据信道不能真实的反映信道变化情况。

                     三、发明内容：

1、技术问题

本发明的目的是为了克服前述的问题，提供一种适应高速移动状态，特别适合于间歇导频体制的利用循环正交导频序列进行信道估计的方法。

2、技术方案

本发明提供了一种用于无线移动通信中基于循环正交导频序列的信道估计方法。

所述基于循环正交导频序列的信道估计的方法，包括如下步骤：

1在最小二乘意义上求得一个时隙中各个导频段P的第一次信道冲激响应参数估计；

2利用步骤1估计出的信道冲激响应，采用多项式拟合的方法，得到各个导频段P的第二次信道冲激响应参数估计；

3利用步骤2估计出的信道冲激响应参数对各个导频段P估计一次信道噪声方差；

4每一个子时隙的信道冲激响应参数估计由数据和控制信息段D&C相邻的前后两个导频段P的第二次信道估计平均得到；

5每一个子时隙的噪声方差由数据和控制信息段D&C相邻的前后两个导频段P上估计出来的信道噪声方差平均得到；

所述方法中步骤1的最小二乘是指误差的平方和最小；

所述方法中步骤1采用的时隙结构特征在于：

(1)每个时隙长0.825毫秒，分成1056个chip；

(2)每个时隙由一个或多个子时隙(G+P+D&C)及尾部组成；

(3)每个子时隙由导频段P、循环保护段G、数据和控制信息段D&C和尾部组成；

(4)尾部由导频段P和循环保护段G组成；

(5)每个导频段P之前都有循环保护段G；

(6)循环保护段G的长度为8，由导频段P最后的8个符号构成；

(7)导频段P长24个码片，每个码片取值1或-1或j或-j，其中j是虚数单位；

(8)每个时隙中所有的导频段P和循环保护段G都是一样的；

(9)导频序列P是循环正交复序列；

步骤1的特征还在于：

(10)信道冲激响应参数的估计是对子时隙进行的；

(11)信道估计对每一根天线的接收信道中每一个子时隙估计一次信道冲激响应参数；

(12)对每一个导频段P估计6径信道冲激响应参数；

(13)每一根天线的接收信道中每一个子时隙的信道估计是利用已知的发送端的导频序P以及该天线该子时隙接收到的导频序列P_r计算得到；

步骤1的信道冲激响应参数计算过程如下

(1)对P取共轭得到一个新的导频序列P^H；

(2)P^H与P_r做内积后除以导频序列长度(24)得到第一径信道冲激响应参数；

(3)P^H每循环移位一次与P_r做内积后除以导频序列长度(24)分别得到一径信道冲激响应参数；

(4)每个导频段P求得6径信道冲激响应参数；

(5)每个导频段P的信道冲激响应参数估计完毕后P^H恢复到未循环移位的状态；

所述方法的步骤2中：

(1)多项式拟合是指采用多项式对得到的数据进行平滑处理；

(2)多项式拟合采用的是3阶多项式y＝a₀+a₁x+a₂x²+a₃x³；其中y为输出，x为输入，a₀，a₁，a₂，a₃为多项式系数；

(3)多项式拟合是对步骤1中估计出的信道冲激响应参数的实部和虚部分别进行；

(4)以步骤1中的信道冲激响应参数为输出(y)，相应时间序列为输入(x)，确定多项式系数a₀，a₁，a₂，a₃；

(5)输入的时间序列取值为0，1，2....；

(6)多项式系数一旦确定就不再变化。

3、有益效果

可以证明若导频序列是由±1和±j构成的序列，则上述方法中h_m的最小二乘估计具有较低的实现复杂度：2P(L_P-1)次实数加法运算和2P次可能的实数乘法运算。同时，可以证明：在最小二乘信道估计下，利用具有循环正交特性的导频序列，可获得精确的信道估计，同时采用了多项式拟合的方法后可以进一步提高信道估计的精度。上述基于循环正交导频序列的信道估计的方法与现有技术相比，能有效地提高信道估计精度，改善接收机的性能特别是传统信道估计方法难以保证的高速及变速移动情况下接收机的性能。这种信道估计方法无需长的导频序列，并且计算量很小，便于硬件实现。

四、附图说明：

图1是对低速移动物体采用的间歇导频时隙结构。其中有导频段P、循环保护段G、用户数据D、控制信息C、数据和控制信息段D&C。

图2是对中速移动物体采用的间歇导频时隙结构。

图3是对高速移动物体采用的间歇导频时隙结构。

图4是本发明的一种具体装置方框图。其中有分别来自天线1、天线2、天线3、天线4的导频/数据分路单元101、102、103、104；分别与导频/数据分路单元的输出端连接的信道冲激估计单元201、202、203、204；与信道冲激估计单元的输出端连接的多项式拟合单元301、302、303、304；与多项式拟合单元和导频/数据分路单元的输出端连接的噪声方差估计单元401、402、403、404；与多项式拟合单元的输出端连接的取平均单元501、502、503、504；与噪声方差估计单元的输出端相连接的取平均单元505。

图5是本发明在一种基带传输系统中的应用方法示意图。

                    五、具体实施方式：

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，下面结合附图对技术方案的实施作进一步的详细描述：

为了介绍本发明的技术，首先介绍采用的时隙结构，参考图1、图2和图3。图中分别给出了对应慢速、中速和高速移动物体时所采用的时隙结构。每个时隙长0.825毫秒分成1056个码片。每个时隙由一个或多个子时隙(D&C+P+G)及尾部组成，图中有循环保护G，导频段P，用户数据D、控制信息C。图中每个循环保护G均由8个码片组成，每个导频段P均由24个码片组成，不同是图1中数据和控制信息段D&C有992个码片，图2中每个数据和控制信息段D&C有480个码片，图3中每个数据和控制信息段D&C有224个码片。以下介绍信道估计过程。

图4是本发明的具体装置的方框图。下面结合该装置方框图说明信道估计过程。采用1根天线发送4根天线接收的方式。

主要构成包括：

(1)分别来自天线1、天线2、天线3、天线4的导频/数据分路单元101、102、103、104；

(2)分别与导频/数据分路单元的输出端连接的信道冲激估计单元201、202、203、204；

(3)与信道冲激估计单元的输出端连接的多项式拟合单元301、302、303、304；

(4)与多项式拟合单元和导频/数据分路单元的输出端连接的噪声方差估计单元401、402、403、404；

(5)与多项式拟合单元的输出端连接的取平均单元501、502、503、504；

(6)与噪声方差估计单元的输出端相连接的取平均单元505。

由上述算法和具体装置框图可以看出信道估计过程分成信道冲激响应参数估计和噪声方差估计两个部分。

信道冲激响应参数估计分成第一次信道冲激响应参数估计和第二次信道冲激响应参数估计(参考图4)。步骤如下：

1第一次信道冲激响应参数估计，步骤如下：

(1)发送信号描述：

发送的信号中每个长度为L_P(该发明中取值为24)的导频段之前加入了循环保护，且循环保护序列的长度不小于信道的最大时延P。

(2)接收信号描述：

接收端经过导频/数据分路单元分离出导频数据接可以看作为发送导频序列与信道冲激响应序列的循环卷积，再加上零均值高斯白噪声序列，因此，第m个接收通道(对应于第m根接收天线，m取值为1，2，3，4)接收的导频序列构成的矢量可以表示为：

                     r_P，m＝S_ph_m+z_P，m

其中h_m为信道冲激响应序列构成的矢量(取6径信道冲激响应参数)，

                h_m＝[h(0) h(1) h(2) h(3) h(4) h(5)]^Tz_P，m为噪声矢量，S_P为导频序列构成的矩阵，其中第k个列矢量为导频序列的k循环移位序列构成的矢量

$S_p=\left[\begin{array}{cccccc}{S}_p\left(0\right)& S_p\left(23\right)& S_p\left(22\right)& S_p\left(21\right)& S_p\left(20\right)& S_p\left(19\right)\\ S_p\left(1\right)& S_p\left(0\right)& S_p\left(23\right)& S_p\left(22\right)& S_p\left(21\right)& S_p\left(20\right)\\ S_p\left(2\right)& S_p\left(1\right)& S_p\left(0\right)& S_p\left(23\right)& S_p\left(22\right)& S_p\left(21\right)\\ & & .......& & & \\ S_p\left(23\right)& S_p\left(22\right)& S_p\left(21\right)& S_p\left(20\right)& S_p\left(19\right)& S_p\left(18\right)\end{array}\right]$

(3)信道冲激响应参数的第一次估计：

最小二乘估计(LS)是一种常用的信道估计方法，h_m的最小二乘估计是使如下代价函数最小的估计

$J_{\mathrm{LS}}={\left|\right|r_{P,m}-S_P{\hat{h}}_m\left|\right|}_2$ 其中， 表示2范数。最小二乘意义上，h_m的最优估计

为：

${\hat{h}}_{\mathrm{LS},m}=\frac{1}{L_P}{S}_P^H{r}_{P,m}$

这样可以得到该天线该子时隙内的6径信道冲激响应参数

${\hat{h}}_{\mathrm{LS},m}={\left[\begin{array}{cccccc}[\hat{h}\left(0\right)& \hat{h}\left(1\right)& \hat{h}\left(2\right)& \hat{h}\left(3\right)& \hat{h}\left(4\right)& \hat{h}\left(5\right)]\end{array}\right]}^T.$

2第二次信道冲激响应参数估计，步骤如下：

(1)方法描述：

采用上述方法得到一个时隙的信道冲激响应参数之后，采用多项式拟合的方法得到新的信道冲激响应参数，多项式采用的是3阶多项式。拟合是分别对估计出来的信道冲激响应参数的实部和虚部进行的。

(2)对实部的变换操作过程如下：

由各个子时隙估计出来的6径信道冲激响应参数 的实部作为列向量，这样可以得到一个6×N的矩阵

N为子时隙个数。定义

为

的第i个行向量，i取值为0，1，2，3，4，5。对矩阵

中各行向量分别进行多项式拟合，得到一个新的6×N矩阵 定义

为 的第i个行向量则

${\tilde{H}}_i^T=X{\left(X^{T}X\right)}^{-1}{X}^T{\hat{H}}_i^T$

其中(X^TX)^-1X^T是X的广义逆，X是如下矩阵

$X=\left[\begin{array}{cccc}1& 0& 0& 0\\ 1& 1& 1& 1\\ 1& 2& 4& 8\\ 1& 3& 9& 27\\ & ......& & \\ 1& (N-1)& {(N-1)}^2& {(N-1)}^3\end{array}\right]$

(3)对实部的变换操作过程如下：虚部按上述方式构成一个6×N的矩阵

对该矩阵同样做上述变换得到一个新的6×N矩阵

(4)第二次信道冲激响应参数估计：经过步骤(2)和步骤(3)之后，利用

和 的对应列向量进行组合得到该天线相应子时隙新的信道冲激响应参数估计

${\tilde{h}}_{\mathrm{LS},m}={\left[\begin{array}{cccccc}\tilde{h}\left(0\right)& \tilde{h}\left(1\right)& \tilde{h}\left(2\right)& \tilde{h}\left(3\right)& \tilde{h}\left(4\right)& \tilde{h}\left(5\right)\end{array}\right]}^T$

噪声方差的估计，步骤如下：

(1)重建导频序列：

在获得该天线各个子时隙新的信道冲激响应估计

之后，可以由发送导频序列重建接收的导频信号，其矢量表示为

(2)误差信号的获得：从实际接收的导频信号中减去重建的接收导频信号，得到误差信号，其矢量表示为 $r_{P,m}-S_P{\tilde{h}}_{\mathrm{LS},m}.$

(3)噪声方差的估计：

利用步骤(2)中的误差信号，我们定义噪声方差的如下估计量：

${\widehat{\mathrm{\σ}}}_{z,m}^2=\frac{1}{L_P-P}{\left|\right|r_{P,m}-S_P{\tilde{h}}_{\mathrm{LS},m}\left|\right|}_2$

各个子时隙的信道冲激响应参数和噪声方差估计，步骤如下：

(1)各个子时隙信道冲激响应参数的估计：

在得到各导频段信道冲激响应的估计之后，可取每个数据和控制信息段前后两个导频段上估计出的信道冲激响应的平均值，作为数据和控制信息段上信道冲激响应的估计，在图4中即为信道冲激响应参数的最终输出h_LS，m(m取值为1，2，3，4)。

(2)各个子时隙噪声方差的估计：

在得到各导频段噪声方差的估计之后，可取每个数据和控制信息段前后两个导频段上估计出的信道噪声方差的平均值，作为数据和控制信息段上噪声方差的估计。在图4中即为噪声方差的最终输出

图5是本发明在一种基带传输系统中的应用。

本信道估计方法在应用中主要采用FPGA来实现。

Claims (6)

1、一种利用循环正交导频序列进行信道估计的方法，其特征在于该方法包括如下步骤：

(1)在最小二乘意义上求得一个时隙中各个导频段P的第一次信道冲激响应参数估计；

(2)利用步骤1估计出的信道冲激响应，采用多项式拟合的方法，得到各个导频段P的第二次信道冲激响应参数估计；

(3)利用步骤2估计出的信道冲激响应参数对各个导频段P估计一次信道噪声方差；

(4)每一个子时隙的信道冲激响应参数估计由数据和控制信息段D&C相邻的前后两个导频段P的第二次信道估计平均得到；

(5)每一个子时隙的噪声方差由数据和控制信息段D&C相邻的前后两个导频段P上估计出来的信道噪声方差平均得到；

2、根据权利要求1所述的利用循环正交导频序列进行信道估计的方法，其特征在于所述方法中步骤1的最小二乘是指误差的平方和最小；

3、根据权利要求1所述的利用循环正交导频序列进行信道估计的方法，其特征在于所述方法中步骤1采用的时隙结构为

(1)每个时隙长0.825毫秒，分成1056个chip；

(2)每个时隙由一个或多个子时隙(G+P+D&C)及尾部组成；

(3)每个子时隙由导频段P、循环保护段G、数据和控制信息段D&C和尾部组成；

(4)尾部由导频段P和循环保护段G组成；

(5)每个导频段P之前都有循环保护段G；

(6)循环保护段G的长度为8，由导频段P最后的8个符号构成；

(7)导频段P长24个码片，每个码片取值1或-1或j或-j，其中j是虚数单位；

(8)每个时隙中所有的导频段P和循环保护段G都是一样的；

(9)导频序列P是循环正交复序列；

4、根据权利要求1所述的利用循环正交导频序列进行信道估计的方法，其特征在于：

(1)信道冲激响应参数的估计是对子时隙进行的；

(2)信道估计对每一根天线的接收信道中每一个子时隙估计一次信道冲激响应参数；

(3)对每一个导频段P估计6径信道冲激响应参数；

(4)每一根天线的接收信道中每一个子时隙的信道估计是利用已知的发送端的导频序P以及该天线该子时隙接收到的导频序列P_r计算得到；

5、根据权利要求1所述的利用循环正交导频序列进行信道估计的方法，其特征在于步骤1的信道冲激响应参数计算过程如下：

(1)对P取共轭得到一个新的导频序列P^H；

(2)P^H与P_r做内积后除以导频序列长度(24)得到第一径信道冲激响应参数；

(3)P^H每循环移位一次与P_r做内积后除以导频序列长度(24)分别得到一径信道冲激响应参数；

(4)每个导频段P求得6径信道冲激响应参数；

(5)每个导频段P的信道冲激响应参数估计完毕后P^H恢复到未循环移位的状态；

6、根据权利要求1所述的利用循环正交导频序列进行信道估计的方法，其特征在于所述方法中步骤2中：多项式拟合采用的是3阶多项式；多项式拟合是对步骤1中估计出的信道冲激响应参数的实部和虚部分别进行；在多项式拟合中，以步骤1中的信道冲激响应参数为输出，相应时间序列为输入，确定多项式系数；时间序列取值为0，1，2....；多项式系数一旦确定就不再变化。