CN1494077A - 控制磁盘驱动器制动系统的方法 - Google Patents

Abstract

一种控制磁盘驱动器制动系统的方法，包括：1)在该磁盘驱动器制动系统中使用一自调节评估器；2)且在磁盘驱动器工作时动态调节该自调节评估器；3)其中该自调节评估器包括一个该制动器模型和制动器的实际参数产生的错误信号；该错误信号实时体现了磁盘驱动器制动系统的变量，且其中该制动器模型包括一模仿反电动势；4)其中该自调节评估器使得模仿反生电动势作为该错误信号的函数而随错误信号变化。

Description

控制磁盘驱动器制动系统的方法

【技术领域】

本发明是关于一种控制磁盘驱动器制动系统的方法，特别是关于一种在速度反馈环路中准确地再生反电动势的方法。

【背景技术】

随着高性能计算机系统的小型化，磁盘驱动器的尺寸也随之缩小了2.5英寸和1.5英寸的。这些小型磁盘驱动器适用于膝上型电脑和个人数字助理设备中。磁盘驱动器尺寸的减小使得其中的制动器和惯性变小，为了克服由此而带来的问题，就需要重新设计磁盘驱动器的结构。同时，可以通过引入新的读写程序和降低磁头的悬浮高度来提高存储容量。

为了使磁头的悬浮高度最小，最新的发展趋势是使用无织纹介质。但是，使用这种介质对于接触式启/停的磁头载入方式存在严重的静摩檫的问题，要消除该问题的一种方法是使用动态磁头载入技术。

要在在小型的磁盘驱动器中成功的使用动态磁头载入技术，就必须使得磁头在载入和卸载的过程中不接触、不损坏介质，因此载入和卸载时速度必须慢且处于精确的控制中。但是因为在载入的过程中磁头没有悬浮在介质的上方，所以磁头中无传感反馈信号，也就无法利用传感反馈信号来控制速度。

现有用来控制速度的一种方法是利用制动器的反电动势作为一种反馈信号，该方法有两个缺点：第一，反电动势并非直接明显的；第二，对于速度低和力矩小且恒定的制动器而言反电动势非常小。

在业界利用再生反电动势来控制制动器速度是众所周知的，现有再生反电动势技术的一个问题是假设制动器电阻Ract为已知，假设载入干扰为可忽略的，但对于使用动态载入的磁盘驱动器而言，不适合将这种载入干扰假设为可忽略的。

而且使用在再生反电动势中的制动器的参数值是随制造公差、温度及老化度而变化的。如果不考虑这些变化，反电动势的再生是不可靠的。同样，再生反电动势中的任何错误可能会因为低速而被放大，因为这些小幅度的反电动势信号乘上一个增益系数而放大为可利用的反馈信号。

请参阅图1，其中列有更为详细的物理过程，制动器输入电压V_ACT提供到连接加法器30的正输入端的线路10上，线路20上的制动器的电流i_ACT乘上制动器电阻Ract且乘积输入到加法器30的负输入端。加法器30的输出信号为反电动势Vemf。该反电动势信号被单元40中的恒定的增益K放大，以产生一个能在速度控制制动系统中可利用的反馈信号。

为了详细地理解现有技术中的速度控制制动系统，请参考以下表达式(1)和(2)所给出的制动器的电子特性及机械特性。

Vact(t)＝Ract(t)*iact(t)+Lact*diact(t)/dt                    (1)其中Vact(t)表示电压与时间的函数关系

Ract(t)表示制动器的电阻与时间的函数关系

iact(t)表示为制动器电流与时间的函数关系

Lact(t)表示制动器的感应系数；且d/dt表示关于时间的微分

Jact(t)dω(t)/dt＝Tact(t)-Tload(t)-Bact*ω(t)                (2)其中，Jact表示制动器的惯性；

ω(t)表示制动器角速度与时间的函数关系；

Tact(t)表示制动器的力矩与时间的函数关系；

Tload(t)表示制动器的载入力矩与时间的函数关系；

Bact表示粘性摩擦力。

表达式(1)和(2)是一般的可用于任何速度控制制动系统中的关系式，但是，这些制动器的特征式在小规格的磁盘驱动器中的含义与大规格驱动器不同，在小规格的磁盘驱动器中这些制动器装置的尺寸限制了可以使用的线圈的数量，也限制了磁铁的大小。这些限制导致制动器具有较小的力矩常数Kt和较小的制动器感应系数Lact。这样就使得制动器电阻Ract比制动器的感应系数Lact大得多。如果这样，表达(1)右边的第二项相对于第一项而言可忽略不计，因此该制动器电压可进一步取近似值，如表达式(3)：

Vact(t)＝Ract(t)*iac(t)                                    (3)

在小型制动器中粘性摩擦系数Bact比惯性Jact小得多。这样就使得等式(2)右边的第三项在小型磁盘驱动器中可忽略不计，因此表示式(2)可变成：

Jact(t)dω(t)/dt＝Tact(t)-Tload(t)                       (4)

为了在符合表达式(3)和(4)的速控控制动系统中利用反电动势Vbemf来实现速度反馈，重新检讨反电动势Vbemf(t)和角速度ω(t)间的关系式：

ω(t)＝(1/Kb)*Vbemf(t)                                   (5)

请参考图2，该图是为了进一步证明速控制动系统的原理，请参考制动器电压Vact(t)，制动器电流iact(t)，制动器电阻Ract和反电动势Vbemf(t)的关系，所以：

Vbemf(t)＝Vact(t)-Ract(t)*iact(t)                        (6)

结合表达式(5)和(6)可以得到一个关于角速度的表达式：

ω(t)＝(1/Kb)(Vact(t)-Ract(t)*iact(t))                   (7)

请参阅图3，该图是速控制动系统电压实现表达式(3)和速度反馈信号实现表达式(5)的速控制动系统的原理图。图3中具有三个反馈环路：一物理反电动势电压反馈环路310、一制动器电流反馈环路320和一速度反馈环路330。

在该种速控制动系统中，一参考输入电压ω_ref提供给加法器301的正输入端。该电压反馈回路330的输出信号提供到加法器301的负输入端。加法器301的输出信号驱动第一个传输函数G1(s)，该传输函数301接着驱动第二个加法器302的正输入端。一般来说，传输函数G1(s)用来控制速度反馈环路的闭环特征。

电流反馈环路320的输出信号驱动加法器302的负输入端，加法器302的输出信号驱动第二传输函数G2(s)。一般而言，传输函数G2(s)用来控制电流反馈环路的闭环特征。传输函数G2(s)的输出信号驱动加法器303的正输入端和速度反馈环路330中的加法器304的正输入端。

第二传输函数G2(s)的输出信号是制动器电压Vact(t)。来自反电动势电压反馈环路310的物理反电动势电压驱动加法器303的负输入端。加法器303的输出信号在单元305中被制动器电阻Ract所除而产生制动器电流iact(t)。

制动器电流iact(t)驱动电流反馈环路320中的反馈传输函数H2(s)，且H2(s)的输出信号输入到加法器302的负输入端，制动器电流iact(t)也驱动单元306，该单元306使得制动器电流乘以力矩常数Kt而获得一个代表制动器力矩的信号Tact。此外，制动器电流iact(t)也驱动反馈环路330中的单元331。

该制动器力矩信号Tact输入到加法器307的正输入端，该制动器的载入力矩信号Load(t)输入到加法器307的负输入端，这样加法器307的输出信号为这两个力矩之差。

代表该两个力矩之差的信号在单元308中被制动器的惯性Jact与拉普拉斯转换变量s的乘积所除后得到角速度ω(t)。角速度ω(t)在单元311中乘以反电动势增益Kb，而得到输入到加法器303的负输入端的反电动势Vbemf。因此，反馈环路310可实现表达式(5)。在单元309中，角速度ω(t)被拉普拉斯转换变量s所除，结果经取整后获得一个角度位置信号θ。其中，加法器303和307，单元305、306、308、309和311是代表现有技术中制动器的物理操作。

反馈环路330的单元331用估计的制动器电阻REQ乘以制动器电流iact(t)，从而产生的一信号输入到加法器304的负输入端。如图3所示，加法器304的正输入端被制动器电压Vact所驱动。单元305的输出信号在单元332中被反电动势增益Kb所除而产生一个再生的角速度ω’(t)。因此，反馈环路330可实现表达式(7)。角速度ω’(t)在单元333中被传输函数H₁(S)处理，处理结果输入到加法器301的负输入端。

速度控制制动器系统330需要表达式(3)至(7)的等式右边的变量和常量。在现有技术中，制动器电流iact(t)和制动器电压Vact(i)是显而易知的。但是，制动器电阻Ract和反电动势增益Kb假定为已知且不变。如果速度控制制动系统330中使用SI单元，反电动势增益Kb和力矩增益常量Kt是相等的，因为力矩增益常量Kt能测量得到，所以反电动势增益Kb可以用实验方法得到。

请参阅图4，该图是现有技术中的利用反电动势的速度控制制动器系统的一个实施例。来自数模转化器DAC的输入电压V_IN经一5kΩ的电阻401连接到运算放大器410的负输入端。该运算放大器410的负输入端也连接着参考输入电压VR1，且在该参考输入电压VR1和放大器410的负输入端间串联着一5kΩ的电阻402和一1kΩ的电阻404。运算放大器410的正输入端通过一5kΩ的电阻403连接着参考输入电压VR1。而且，来自运算放大器420的再生的反电动势TACH通过一5kΩ的电阻421连接到运算放大器410的正输入端。该运算放大器410的输出信号为制动器电压ACT-。而制动器电压ACT+从电阻404舆电阻402间取得。

再生的反电动势电压TACH是利用制动器电压ACT+和ACT-产生的，制动器电压ACT+连接到运算放大器420的正输入端。而制动器电压ACT-通过5kΩ的电阻423连接到运算放大器420的负输入端。参考电压VR1通过可变电阻REQ连接到运算放大器420的负输入端。

那么电路400中的制动器电阻Ract是固定不变的，且可通过可变电阻REQ来校准。那么再生的反电动势电压可近似为：

Vbemf(t)＝Vact(t)-(REQ*iact(t)                                (8)或者，根据电路400可得到：

TACH＝5(Vact-(5/REQ)*iact)                                    (9)

4.5＜Ract＜6，

Ract＝(5/REQ)，且

Vact＝(ACT+)-(ACT-)

可变电阻REQ可用三个开关来调整，这样Ract可估计在0.50Ω范围内。特别是，为了校准电阻REQ，有一个100mA的电流通过制动器。然后转动电阻REQ上的开关直到信号TACH近似为零。在动态磁头的载入期间，这种反电动势的校准和再生是适当的。但是，当产生信号TACH的电路的增益很大时而磁头的移动很慢速时，反电动势的校准和再生会使得电路出错。

特别是，假设可变电阻REQ为：

REQ＝Ract+Rδ                                                (10)

其中，Rδ为在假定制动器电阻不变时的误差电阻，再生的反电动势Vbest(t)为：

Vbest(t)＝Vact(t)-((Ract+Rδ)*iact(t))或

Vbest(t)＝(Vact(t)-Ract*iact(t))-Rδ*iact(t)

Vbest(t)＝Vbemf(t)-Rδ*iact(t)                               (11)因此，当误差电阻Rδ近似为零时，在表达式(11)中，再生的反电动势Vbest(t)是反电动势电压Vbemf(t)的估计量。但是，0.50Ω精度的校准表明误差电阻Rδ并非近似为零，以下述的磁盘驱动器为例：

ω(t)＝3rad/sec；Ract＝10.5Ω，REQ＝10Ω，Kb＝20mV/rad/sec.

请参考图5，该图是反电动势电压Vbest(t)对制动器电流的图，其中y轴为再生的反电动势电压Vbest(t)，x轴为制动器电流。图中实线表示实际的反电动势电压，虚线表示再生的反电动势。

尽管制动器电阻Ract估计在真实值的5％的范围内，但是对于大的电流来说再生的反电动势电压存在很大的误差。因为制动器电流iact大于120mA时，制动器移动的方向估计是不正确的。这些大的电流是因为是在速度低、高载入的情况下产生的，例如当磁盘驱动器在动态磁头载入情况下穿过坡道，所以，先前速度控制制动系统不适合在这种情况中使用。如果反电动势电压要成功地利用在这些低速度、高载入的情况中，就需要一种新的校准方法和一种新的速度控制制动器系统。

【发明内容】

本发明的目的在于提供一种能准确地再生反电动势的控制磁盘驱动器制动系统的方法。

本发明的目的是通过下列技术方案实现的：本发明控制磁盘驱动器制动系统的方法包括：1)在该磁盘驱动器制动系统中使用一自调节评估器；2)且在磁盘驱动器工作时动态调节该自调节评估器；3)其中该自调节评估器包括一个该制动器模型和制动器的实际参数产生的错误信号；该错误信号实时体现了磁盘驱动器制动系统的变量，且其中该制动器模型包括一模仿反电动势；4)其中该自调节评估器使得模仿反生电动势作为该错误信号的函数而随错误信号变化。

与现有技术相比，本发明控制磁盘驱动器制动器系统的方法能实时地调节磁盘驱动器系统的参数，从而在速度反馈环路中更准确地再生反电动势，可应用于在动态磁头载入中遇到的低速度、高载入的情形下。

【附图说明】

图1是现有技术中产生反电动势的一种方法。

图2列举了各种用于说明反电动势电压时涉及到的多个因素。

图3是关于现有技术中速度控制制动系统的原理图。

图4是现有技术中速度控制制动器电路的示意图。

图5显示了图4所示的模仿速度反馈环路遇到非正常载入情况时产生的误差信号。

图6是具有本发明速度控制制动器系统的磁盘驱动器框图。

图7是图6中的模仿信号产生器和模仿跟随器的详细的电路图。

图8A至H是描绘图，显示本发明有模仿信号跟随器和无模仿信号跟随器的情况下的速度控制制动器系统的性能。

图9是本发明速度控制制动器系统的第一实施例。

图10是本发明速度控制制动器系统的第二实施例。

图11是本发明速度控制制动器系统的第三实施例。

图12A是图11中的模拟模仿信号发生器的示意图。

图12B是图12A的等效电路图。

图13是确定图11的数字补偿器产生的误差信号的校准程序的流程图。

图14是本发明速度控制制动器系统的第四实施例。

图15是决定图14中的数字补偿器产生的误差信号的校准程序的流程图。

【具体实施方式】

根据本发明，一个速度制动器控制系统650包括一个模拟跟踪系统660。该模拟跟踪系统660允许制动器控制系统650在遇到高载入干扰的非正常工作期间和正常的工作期间都能利用精确的速度反馈控制。

在硬盘驱动器600中的制动器控制系统650内，一制动控制器610驱动制动器驱动器601，制动器驱动器601接着驱动制动器602，制动器602在正常工作期间可使传感器604在磁盘603的上方移动，且在非正常工作期间使得传感器604从坡道605上载入或卸载。

在磁盘驱动器600的工作期间，模仿信号产生器661接收到提供给制动器驱动器601的一个或多个驱动信号，其在处理该输入信号后能产生一模仿信号输入到模仿跟随器662。模仿跟随器662除接受该模仿信号外还接受到来自制动器602的实际信号。

实际信号与模仿信号间之差即误差信号，代表制动器602的实际性能与模仿性能间的变化。模仿跟随器662处理误差信号并产生一误差补偿信号至制动器控制器610。例如，在制动器的正常工作期间，来自模仿信号产生器661的模仿信号是一估计的角速度，或一估计的制动器电流，或者两者皆有。在制动器正常工作期间，模仿跟随器662所接收到的模仿信号和实际信号相互跟踪，因此，模仿跟随器662产生一个类似于现有技术中的速度控制反馈环路300所提供的误差补偿信号。

但是，在制动器的非正常工作期间，模仿跟随器662所接收到的模仿信号与实际信号相互偏离。在这种情形下，误差信号向模仿跟随器662表示一个非正常工作正在处理之中。所以模仿跟随器662将会根据误差信号的等级来纠正错误补偿信号，因此制动器602的速度在非正常工作期间将会得到精确的控制。

模仿跟随器系统660的运作和使用与在某些磁盘驱动器中用来补偿脱离稳态所产生的影响的前馈控制有很大区别。那些前馈控制系统在制动器控制器中产生一个大的已知信号。该信号接近脱离稳态的行为进而接着减小由于该行为产生的位置误差信号。因为具有更小的位置误差信号的微分，可以更准确地定位传感器。但是，前馈过期补偿所需要的抽样与其他操作会影响到系统整体的稳定性。相对而言，模仿跟踪系统660只需检测影响制动器602的移动的外部干扰且在不影响系统整体的稳定性的条件下对外部干扰做出补偿即可。这是在假设外部干扰的测量没有错误的前提下，例如，传感器的噪音能影响模仿跟踪系统660的整体稳定性。

请参阅图7，该图表示了更具体的模型跟踪系统660。其中传输函数721在本实施例中表示增益Ki，图7中还列出了制动器控制器610中的加法器701、电压传输函数711与加法器710。该加法器710的输入信号由制动器控制器610以传统的方式产生。制动器驱动器601在图7中表示为制动器放大传输函数702，制动器602由各种具有制动器602的特征的加法器和单元表示于图7中。特别是制动器602内的加法器603和607、单元605、606、608和609分别类似于加法器303和307、单元305、306、308和309，所以，在此可以结合参考上文对加法器303和307、单元305、306、308和309的说明。

模仿信号产生器661在本实施例中具有一类似于实际的物理系统的结构。尤其是模仿信号产生器661中的模仿加法器或单元与实际的物理系统中的单元具有相同的参考标号数字，数字后的“m”代表模仿。电压传输函数711的输出信号提供到加法器701和模仿加法器701m的正输入端。模仿制动器电流驱动单元721m以增益Kmi调节制动器电流im，并将结果输入到模仿加法器701m的负输入端。

在单元702m中，来自模仿加法器701m的输出信号被模仿放大器增益Kmamp调节，其结果输入到模仿加法器703m的正输入端。该模仿加法器703m的负输入端接收到一个来自单元709m的模仿反电动势电压，该模仿反电动势通过增益Kmb调节模仿角速度ωm而获得的。

该模仿加法器703m的输出电压是一模仿制动器电压，该模仿制动器电压在单元705m中被模仿制动器电阻所除而产生一个模仿制动器电流im。在模仿单元706m中，模仿制动器电流im被模仿力矩常量增益Kmt所调节，且该结果在单元708m中被Jms所除来产生一个模仿角速度ωm。因此，在实施例中，模仿信号产生器661产生一个模仿角速度ωm和一个模仿跟随器662的输入信号模仿制动器电流im。

模仿跟随器662也接收到作为输入信号的实际的制动器电流iact和角速度ω，其中角速度ω是从磁盘驱动器的近似信号中分离出来。这种用来产生角速度ω的特殊方法并非本发明的必要方面。唯一的要求是在模仿信号发生器661中所使用的角速度的信号的表达要与使用在磁盘驱动器本身中的一致。以下揭示了几种用来表示角速度ω的信号的方法。

模仿跟随器662中的加法器763在正输入端接收到模仿角速度ωm，且在负输入端接收到实际的角速度ω。来自加法器763的速度误差信号Δmω为该两个角速度的差值。

速度误差信号Δmω在单元764中被传输函数K2处理，传输函数K2是一般的传输函数G5(s)的一个实施例。在实施例中传输函数K2是一套查询表，可用在正常工作和非正常工作期间。该速度误差信号Δmω的级别用来选表和将来自该表的特殊的误差补偿输出信号提供到加法器710。

模仿跟随器662中的加法器765在正输入端接收到模仿制动器电流im，且在负输入端接收到实际的制动器电流iact。来自加法器765的电流误差信号Δim为该两电流的差值。

电流误差信号Δim在单元766中被传输函数K1处理，传输函数K1是一般的传输函数G3(s)的一个实施例。在实施例中传输函数K1也是一套查询表，可用在正常工作和非正常工作期间。该电流误差信号Δim的级别用来选表和将来自该表的特殊的误差补偿输出信号提供到加法器701。

请参阅图8A至图8H，图8A显示一个标准化输入信号Vref，即输入到制动器系统的曲线801。图8B是用来驱动制动器系统的标准化输出信号802。该制动器系统的控制系统具有为时间函数的位置状态，如曲线图8C的曲线803，和为时间函数的速度状态，如图8D的曲线804。图8C和图8D中的曲线803和曲线804是利用反电动势控制模仿产生的，如实现传统控制规则的模仿。

如上所述，在制动器系统的正常工作期间，图8C和图8D中所示的模仿状态的结合可产生如图8B所示的需要的输出信号802。但是，当外部干扰作用于制动器系统时，模仿的位置和速度对时间的变化分别如图8E的曲线805和图8F的曲线806所示。如图8E的曲线803和图8F的曲线804所示分别是用来响应外部干扰所需要的位置状态和速度状态。图8G描绘了当只有一个利用传统的响应外部干扰的控制规则的模仿信号发生器时的输出信号807中的误差809。

本发明的原理是将一个模仿跟随器与模仿信号发生器一起使用。当外部干扰发生的时候，该模仿跟随器产生一个输出信号，因而当来自模仿跟随器与模仿评估器的信号结合时便获得所需要的位置和速度状态。所以输出信号808跟踪一个所要求的输出信号802，甚至在外部干扰如动态磁头载入作用于制动器系统时这种跟踪也可以继续，因此，增加一个模仿跟随器相较只有模仿信号产生器而言可消除或者大大减小输出信号的错误。

请参阅图9，该图是关于速度控制制动器系统900的第一实施例。该速度控制制动器系统900的电压信号满足表达式(3)且速度反馈信号满足表达式(5)。图9中的元件与图3中具有相同标号的元件或节点相同。速度控制制动系统900包括3个反馈环路：一物理反电动势反馈环路910，其中制动器实际的角速度ω由物理反电动势增益Kb调整；一制动器电流反馈环路920；一速度反馈环路930，其利用本发明的原理再生反电动势电压。环路910和920与利用现有技术的环路310和320相同，在此可结合参考上文中对环路310和320的描述。

在速度控制制动器系统900中，一个参考输入电压ωref提供到加法器301的正输入端。速度反馈环路930的输出信号提供到加法器301的负输入端。加法器301的输出信号驱动第一个传输函数G1(s)，该传输函数G1(s)接着驱动另一个加法器302的正输入端。

该加法器302的负输入端由电流反馈环路920的输出信号驱动。加法器302的输出信号驱动另一个传输函数G2(s)，一般而言，传输函数G2(s)是一个声音线圈功率放大器集成电路。该传输函数G2(s)的输出信号驱动加法器303的正输入端和速度反馈环路930中的加法器933的正输入端。

传输函数G2(s)的输出信号是制动器电压Vact(t)。来自反电动势反馈环路的910的反电动势电压驱动加法器303的负输入端。来自加法器303的制动器电压Vact(t)穿过制动器线圈，所以制动器电压Vact(t)被实际的制动器电阻Ract所除从而产生制动器电流iact(t)。

制动器电流iact(t)驱动电流反馈环路920中的反馈传输函数H2(S)，且反馈传输函数H2(S)的输出信号输入到加法器302的负输入端。制动器电流iact(t)与力矩常数增益Kt如制动器的物理力矩常数相乘，产生一个代表制动器力矩Tact的信号。另外，制动器电流iact(t)驱动反馈环路930中的单元931。

该制动器力矩信号输入到加法器307的正输入端。该制动器载入力矩信号输入到加法器307的负输入端，因此加法器307的输出信号为该两力矩之差值。

代表该两力矩之差值的信号在单元308中被制动器惯性Jact和拉普拉斯转换变量s的乘积所除，产生角速度ω(t)。角速度ω(t)在单元311中与反电动势增益Kb相乘，产生反电动势电压Vbemf输入到加法器303的负输入端。因此，表达式(5)代表反馈环路310。在单元309中，角速度ω(t)被拉普拉斯变量s整除，获得一个角度位置信号θ(t)。

速度环路930包括一个模仿信号产生器961和一个模仿跟随器962，在反电动势电压的产生过程中调节为再生角速度ωest(t)和制动器电流iact(t)的函数的制动器电阻的估计值，而不是象现有技术中那样用固定的电阻REQ即估计的制动器电阻值Ract乘以制动器电流iact(t)。制动器电流iact(t)输入到单元931且用固定的电阻REQ乘以制动器电流iact(t)产生一个信号，该信号输入到模仿信号发生器961中的加法器933的一个负输入端。

另外，制动器电流iact(t)同时提供到自调节单元932且在这里产生一个角速度和取决于电流的错误补偿信号来补偿模仿带来的错误。在图9中，线路934具有一个箭头穿过自调节单元932，这表示单元932是在再生角速度ωest(t)即单元332的输出信号的基础上进行自调节。自调节单元932的输出信号连接到加法器933的另一个负输入端。加法器933的正输入端由制动器电压Vact驱动。

该加法器933的输出信号在单元332中被反电动势增益Kb所除产生再生角速度ωest(t)。因此，根据本发明的原理，通过制动器线圈的再生电压包括两个部分，一个稳态部分和一个时变部分。该稳态部分由模仿信号产生器961产生，该模仿信号产生器961产生包括单元931、单元332及接收制动器电压Vact和单元931的输出信号的加法器933。该时变部分由接收制动器电流iact(t)和再生角速度ωest(t)的自调节单元932即模仿跟随器962提供。

该制动器电阻Ract的自调节时变部分为速度控制制动器系统900(对照速度控制制动器系统300)提供能量。自调节单元932明显地补偿制程变化、老化及温度等因素的影响。

例如，如上所述，结合参考可变电阻REQ为：

  REQ＝R_act+R_δ且当该电阻用来产生反电动势电压Vbest(t)时，反电动势电压Vbest(t)为：

  Vbest(t)＝Vbemf(t)-R_δ*iact(t)但是，加上自调节单元932，再生反电动势电压变成：

  Vbest(t)＝Vbemf(t)-(R_δR_st)*iact(t)为确保不产生将引起稳定性问题的正反馈信号，定义了一个错误边界ε，所以：

|R_δ-R_st|＞ε*Ract错误边界ε限定了再生反电动势电压的准确性。尤其是，选定错误边界ε之后在低速度、高载入的工作中再生的反电动势电压与实际的反电动势电压具有类似的特征。在实施例中，错误边界ε为0.01。

以下的实施例中有更完整的描述，在激励器控制系统650的速度反馈信号的产生中，实现了模仿跟踪系统660，该模仿跟踪系统660为模拟评估器与数字评估器的结合体。该模拟评估器即模仿信号产生器，类似于现有技术中的反馈控制环路330，只是本发明中的模拟评估器比反馈控制环路330更为精确。该数字评估器相较于现有技术中的模拟系统而言能供提供更高的精确度，且提供补偿模拟评估器固有的误差的模仿跟踪功能。而且，该数字评估器具有更佳的配置，这样使得支持数字更正所需的额外的元件数量最少。

请参阅图10，该图是本发明速度控制制动系统的第二实施例的更为详细的图。在速度反馈环路1030中，包括模拟评估器1075即模仿信号产生器，和数字评估器1076即模仿跟随器。在该实施例中，数字评估器1076是通过磁盘驱动器电路板上的微处理器实现的。微处理器使用固件来实现包括数字评估器1076的数字速度控制器1080。

数字速度控制器1080使用业界所熟知的处理，产生一个数字参考角速度ωref。数字参考角速度ωref和来自速度反馈环路1030的数字速度通过数字速度控制器1080在加法器1001结合，且产生的数字电压在单元1052中通过传输函数G1(z)。从单元1052出来的输出电压提供到OP的第一节点，即两极开关1053A的工作端，当使用硬件来描述数字制动器产生器1080的工作时，不如将同等操作在磁盘驱动器的固件中解码，且被磁盘驱动器电路板上的微处理器执行。

两极开关1053A的另一个节点CAL即校准节点，连接着数字速度控制器1080内的校准控制器1035。两极开关1053A的一个选择器连接着数字输读控制器1082的第一输出线1055。该两极开关1053A的操作以下有更详细的描述。

输出线路1055驱动数模信号转换器1061的输入端。在实施例中，所有的数模转换器和模数转换器均为8位，在其他实施例中使用的为10位和12位。

该数模转换器1061的模拟输出信号驱动加法器302的输入端。在图10中，加法器302，传输函数G2(S)，加法器303，单元305至309，及单元311、321的配置及操作可结合参考上文关于图3及图9的描述。同样地，反馈环路1030、单元931、加法器933和单元332的配置和操作如以上所述的速度反馈环路930，所以单元332所产生的再生角速度ωest(t)在本实施例中驱动模数转换器1062的一个输入端。该模数转换器1062的数字输出信号驱动数字速度控制器1080的第一输入信号线路，该速度控制器1080连接着二极开关1053B的选择器。

在本实施例中，模拟评估器1075由单元931，加法器933，和单元332组成。因此，模拟评估器1075接收三个输入信号，即模拟制动器电流iact(t)、模拟制动器电压Vact(t)和误差补偿信号，输出再生角速度ωest(t)，该角速度ωest(t)转换成一个数字信号。

第一节点OP，即二极开关1053B的工作端连接到数字速度控制器1080内的单元1033的输入端。二极开关1053B的第二节点CAL，即校准端连接到线路1034，线路1034连接着数字速度控制器1080内的自调节单元1032。

在本实施例中，制动器电流iact(t)提供给模数转换器1064，模数转换器1064的数字输出信号驱动数字速度控制器1080的第二输入线路1058。第二输入线路1058提供数字电流信号到数字速度控制器1080自调节单元1032。

自调节单元1032产生一个对输入电流的模仿误差补偿信号，补偿在模型中使用电阻REQ来约计实际的制动器时变电阻Ract所产生的误差。该自调节单元1032的输出信号驱动数字速度控制器1080到数模转换器1063的第二输出线路1057。该数模转换器1063的模拟输出信号提供到加法器933的第二负输入端。因此，在本实施例中，数字评估器1076包括数字自调节单元1032、模数转换器1064和数模转换器1063。

在本实施例中，电阻REQ最早被调节，所以电阻REQ是制动器电阻Ract初始评估值。然后，校准控制器1035将开关1053A和1053B的选择器连接至CAL端。

校准控制器1035连续地产生一系列输出电压，对于每一个输出电压ωref，校准控制器1035接收该再生角速度ωest(t)的数字值和对应于制动器电流iact(t)的数字值iact_i，且确定电阻误差Δri使得再生角速度ωest(t)为零。校准控制器1035使用电阻误差Δri和数字化的制动器电流iact_i创造了一查询表，每个条目为一制动器电流iact_i和与之对应的模仿误差补偿电压δVi。在这个调节过程中，该制动器保持静止以确保角速度ω(t)为零。该查询表代表自调节电阻的线性函数和分段式线性转换函数。

在实施例中，校准控制器1035在每一次动态磁头载入操作前产生一个新查询表。因为在数字自调节单元1032中使用的该模仿误差补偿信号不断升级，该模型误差补偿信号是取决于时间的，因此可以补偿制造公差，磁盘驱动器的实际操作历史和其他使得速度反馈变换的取决于时间的磁盘驱动器的物理特征。这些取决于时间的因素不再被认为是不变的了。

校准完成后，校准控制器1035将开关1053A和1053B归还到工作的位置。当自调节单元1032接收到数字制动器电流iact(t)的数字制动器电流iact_j时，自调节单元1032获得来自使用线性插补的分段式线性曲线f(iact_j)对应的模仿误差补偿电压δVi，且将该对应的模仿误差补偿电压δVi输出到模拟转换器1063。

请参阅图11，该图代表本发明第三实施例，制动器速度控制反馈系统1100包括一个速度控制反馈环路1130，该速度控制反馈环路1130包括一个模拟速度反馈评估器1175即模仿信号产生器，与数字速度反馈补偿器1176即模仿跟随器平行。该配置舆图10所示的不同，图10中的数字评估器1076提供了一个输入信号至模拟评估器1075。为了方便，这些从工作状态到校准状态的开关不包括在其中。但可参考图10所示的实施例，这些技术包括执行校准程序1300的正确的开关在下文中有更完整的说明。

制动器速度控制反馈系统1100，接收到一个模拟电压，该电压能由数模转换器产生，称为电压Vref，代表加法器1101的正输入端的参考输入电压ωref。模拟速度评估器1175在加法器1101的第一个负输入端产生一个模拟电压AVbemf，同时数字速度反馈补偿器1176在加法器1101的第二个负输入端产生一个模拟电压Dvbemf。

来自加法器1101的输出电压ΔV在单元1102中被增益Kamp放大，例如可以是图4中放大器410的增益，而后产生一个制动器电压Vact(t)且将其提供到制动器1110。在制动器1110内，加法器1103、1107、单元1105、1106、1108和1109分别类似于加法器303、307、单元305、306、308、309，因此在这里可结合参考上文中对加法器303、307、单元305、306、308、309的描述。

制动器电压Vact(t)和制动器电流iact(t)被反馈到模拟速度评估器1175。图12A是模拟速度评估器1175的一实施例的更为详细的图。图12B是图12A中的电路简化后的等效的电路模型的图，在考虑模拟速度评估器1175的操作时可参考图12B。

输入信号ACT-和ACT+舆图4中的相似，其中这些信号通过制动器。从图12B可得：

Vbemf＝(ACT+)-(ACT-)-iact*Ract和

iact＝(Vin-(ACT-))/Rsense

该第二个表达式可在第一个表达式中被取代，再用电阻Rsense为1Ω化简。

输入信号Vin通过电阻器1201到达运算放大器1220的负输入端。一个电阻梯1230舆电阻器1201并联。在实施例中，电阻梯1230包括五个并联的元件，每个元件包括一电阻器和一串联的开关，即电阻梯1203电阻器1201A至1201E和开关1203A至1203E。

输入信号ACT-通过电阻1203到达运算放大器1220的负输入端。运算放大器1220的输出端连接着反馈电阻1222的负输入端。该运算放大器1220的增益被选来产生一个反电动势电压信号，该反电动势电压信号的级别与参考输入电压一致。例如，假定2.5inches/sec的速度的反电动势电压为50毫伏。因为电压无变化，且参考输入电压ωref(t)为1v，假设不包括其它增益级，该运算放大器1220的增益为1.00/0.050或20。

运送信号Vin的线路通过电阻器1205连接到运送信号ACT+的线路，电阻器1205在本实施例重中为1Ω。信号ACT+通过电阻器1203、1204，电阻器1203和1204是并联的，且连接到运算放大器1220的正输入端。一电阻梯1240与电阻1204并联。在实施例中，电阻梯1240包括五个并联的元件，每个元件包括一电阻器和一与该电阻器串联的开关。即电阻梯1240包括电阻器1202A至1202E、开关1204A至1204E。该运算放大器1220的正输入端通过电阻器1206连接到参考电压Vref。

在本实施例中，在运算放大器的1220的每个引脚上连接的五个开关1203A至1203E、和1204A至1204E是独立的。通常所有的这些开关都是打开的。但是，为了保持输入电阻相等每条引脚上对应的开关应该一致闭合。例如，如果需要电阻1201和1201A的并联电阻，则将开关1203A和1204A同时闭合。

校准环电路1175，即调节电阻梯上的开关使得环路1175的输出信号尽可能地接近反电动势电压。该开关的调节定义了电阻REQ，该电阻REQ为模仿信号产生器中的物理制动器电阻的近似值。电路1175实现了本发明的速度反馈环路的前述的实施例的单元和节点。将制动器电流iact(t)乘以电阻REQ，将所得到的电压舆制动器电压Vact(t)结合，通过H1(Z)/Kb或H1(S)/Kb产生直流增益。

因此，在图11中，环路1175产生了反电动势电压的模拟评估值。该模仿跟随器即数字电压反馈补偿器1176产生一模仿误差补偿信号来补偿来自电路1175的信号中的误差。制动器电流iact(t)被模数转换器1164转换成了一数字信号。

该数字化电流信号是数字补偿器1132的输入信号，在本实施例中，数字补偿器1132利用来自存储于磁盘驱动器内存中的分段式线性曲线表的数据产生一个对应于数字电流信号的模仿误差补偿信号。该模仿误差补偿信号是数字补偿器1132的输出信号，该信号被提供到数模转换器1163。

数模转换器1163将数字模仿误差补偿信号转换成模拟信号DVbemf，且该信号被提供到加法器1101。在本实施例中，代表数字补偿器1132使用的分段式线性曲线的查询表周期性升级。所以，该模仿误差补偿信号利用反映磁盘驱动器的时变特征且影响反电动势再生的表的来产生。另外，该模仿误差补偿信号包括对非正常事件的补偿，例如那些在动态磁头载入状况中遇到的问题。因此，制动器速度控制反馈系统1100相较于现有技术在正常的工作期间更加精确地再生反电动势电压，且在非正常事件中，更精确地控制制动器速度。

请参阅图13，该图是用来产生模型跟随器的传输函数处理流程图1300，如描述数字速度反馈补偿器1176中的数字补偿器1132使用的分段式线性曲线的查询表。对模仿跟随器的校准步骤1300在每次动态载入操作前执行更佳。

因此，在磁盘驱动器的工作间，本发明的处理流程停留在载入检查步骤1302直到磁头载入工作初始化。在磁头载入操作初始化时，处理流程由步骤1301转移到校准流速计电路的步骤1302。

最初，在校准环电路步骤1302时，产生一个预定的制动器电流，如100mA。调整相邻开关1201A至1201E、1202A至1202E，即打开和关闭这些开关。直到信号Avbemf尽可能地与信号DAC(Vin)匹配。在本实施例中，该误差大约为2％。考虑到流速计电路中的老化、温度、环境干扰等类似的因素，所以在每次磁头载入前执行校准流速计电路的步骤1302。

在产生电流的步骤1303中，产生一个预定的电流，且制动器静止。例如，可将开关1053的等价物置于校准位置来打开速度反馈环路，且用来为制动器中的声音马达线圈提供一个已知电流的内部电流环路。电流产生时，处理流程便转移到计算误差的步骤1304。

在计算误差的步骤1304中，测量输出信号AVbemf和产生一个零反馈信号所需要的电压即误差补偿信号，对于预定的电流该电压是确定的。然后该误差补偿信号转换成为一个数字值，所以当数模转换器1163处理该数字值时，信号DVbemf具有误差补偿信号的级别。

在确定误差信号的正确的数字值时，该预定的电流和其数字值被存储起来，以在存储数据的步骤1305中使用。存储数据的步骤1304完成后，转移到附加电流检查步骤1306。在实施例中，产生了5个电流，-33mA，0mA，33mA，66mA和130mA。如果所有这些电流被处理了，则由步骤1306转移到执行磁头的步骤1307，否则，转移到产生电流的步骤1302，其中产生下一个电流，且重复由步骤1303到1306的过程。一般，这个校准步骤在大约50毫秒后执行。

在执行磁头的步骤1307中，数字补偿器1132接收到数字制动器电流且使用校准步骤1300中产生的分段式线性曲线对于给定的输入信号产生一个模仿误差补偿信号。该模仿误差补偿信号被提供到数模转换器1163，接着该数模转换器1163产生信号DVbemf。因此，该产生的表是在磁头工作间用来跟踪模仿输出信号的分段式线性函数，这样便可以正确地控制速度。在本实施例中，线性插补用在查询表内对给定的输入信号产生对应的模仿误差补偿信号。这个步骤由磁盘驱动器的微处理器执行。

请参阅图14，该图是本发明的第四实施例。速控制动器系统1400包括一个速度控制反馈环路1430，该环路1430包括一模拟速度反馈评估器1175即一模仿信号产生器，一模数转换器1422和一单元1433，该单元1433具有一与数字速度环路补偿器1476即一模仿跟随器并联的传输函数H1(z)。而且，为了方便，不包括开关从工作状态到校准状态。但可参阅图10所示的实施例，熟悉此技术的人能将正确的开关包括进来而执行校准步骤1500。

速度控制制动器系统1400在加法器1401的正输入端接收到一数字信号ωref，该信号ωref是由磁盘驱动器的微处理器以传统的方式产生的。模拟速度评估器1175产生一个模拟电压AVbemf且提供到模数转换器1442。转换器1442将模拟信号AVbemf数字化，且将结果提供到单元1433中的传输函数H1(z)。该单元1433的数字输出信号被提供到加法器1401的负输入端，同时，数字速度反馈补偿器1476在加法器1401的第二个负输入端产生一个数字电压DVb。

来自加法器的输出信号在单元1402中被传输函数G1(z)处理，且该处理结果即制动器数字电压被提供到数模转换器1421。来自数模转换器1421的模拟输出电压提供到制动器1110。在制动器1110内，节点1103和1107、单元1105、1106、1108和1109与上文中关于图11所描述的相同。

制动器电压Vact(t)和制动器电流iact(t)反馈到模拟速度评估器1175，1175产生信号AVbemf，与上文中关于图12所描述的相同。制动器电流iact(t)也提供到数字速度反馈补偿器1476中的数字补偿器1423。

数字补偿器1432响应数字电流而利用存储的查询表产生一模型误差补偿信号。该模仿误差补偿信号是来自数字速度反馈补偿器1476的输出信号。该查询表的产生以下有更完整的解释。

请参阅图15，该图是产生传输函数的处理流程表，即模仿跟随器的查询表。在本实施例中，模仿跟随器的校准步骤1500在每次磁头载入工作前执行更为适宜。

最初，校准流速计电路的步骤1501与校准流速计电路的步骤1302相同，且在此可一并描述。但是，步骤1501不象步骤1300那样在磁头环路内，所以步骤1501不能在每次的磁头载入前工作。

该校准流速计电路的步骤的布置可随磁盘驱动器的工作变化。步骤1500在另一实施例中也能如步骤1300那样使校准流速计电路在磁头环中实现。可供选择的是该校准流速计电路步骤也能包括在磁头环路内，但是，只能在一定的磁盘驱动器的工作条件下执行。重要的是要考虑制动器系统的工作条件的变化影响流速计电路的工作，而用足够的频率重新校准流速计电路。

在磁盘驱动器的工作中，本发明的处理流程停留在载入检查步骤1502直到磁头载入工作初始化。在磁头载入操作初始化工作中，处理流程由步骤1502转移到输出电流的步骤1503。

在输出电流步骤1503中，输出一预定的电流，且该制动器保持静止。当电流产生时，如以上所述，处理流程转移到读取误差的步骤1504。

在读取误差的步骤1504中，读取单元1433中的传输函数H1(z)的输出信号且读取转换器1423中的数字化电流。该传输函数H1(z)的输出信号该为零，所以读取的信号是校准步骤1300中的误差信号。因此，在校准步骤1500中该执行该校准所需要的时间和加热制动器所需的时间更少。

读取两个数字值时，存储该数字电流和该模仿补偿信号以在存储数据的步骤1505中使用。在完成存储数据步骤1504时，处理流程转移到附加电流检查步骤1506。在实施例中，利用五个电流，即-33mA，0mA，33mA，66mA和130mA。如果所有这些电流被处理了，则处理流程由步骤1506转移到执行磁头载入工作的步骤1507，否则，转移到产生电流的步骤1503，其中产生下一个电流，且重复由步骤1503到1506的过程。

当五个电流的数据都被存储了，一个电流对模仿误差补偿信号的分段式线性表被存储在磁盘驱动器的处理器可访问的内存中。在执行磁头载入工作的步骤1507中，该磁盘驱动器的处理器使用线性插补的方法来产生模仿误差补偿信号。

例如，假定第一个电流，数字化电流Ii，在查询表中的电流I2和I3间。模仿误差补偿信号H2与电流I2存储在一起，模型误差补偿信号H3与电流I3存储在一起。

因此，对于电流工i产生一模型误差补偿信号ERROR(Ii)，使用存储的数据执行磁头工作1508，即

ERROR(Ii)＝I2+((H3-H2)/(I3-I2))*(Ii-I2)在本实施例中，模型误差补偿信号ERROR(Ii)为反馈信号DVb。

图15的方法减少了图13中的相关实施例的校准时间，没有加热引起电阻变化的制动器，且比图13中的模拟方法更容易实现。

在本发明的多个实施例中，描述了一种可消除现有技术中的缺点的速度控制制动系统，可在正常和非正常工作下准确地再生反电动势。本发明速度控制制动系统使用一模仿信号产生器再生反电动势时使用非时变的参数建立的部分，和一模仿跟随器产生一误差补偿信号以结合时变的磁盘驱动器的参数来为本发明速度控制制动系统提供能量。该模仿跟随器可明显地补偿制程变量、老化和温度等因素带来的影响。

Claims (14)

1.一种控制磁盘驱动器制动系统的方法，其特征在于：1)所述的磁盘驱动器制动系统中使用一自调节评估器；2)且在磁盘驱动器工作时动态调节自调节评估器；3)其中所述的自调节评估器包括一个制动器模型和制动器的实际参数产生的错误信号；错误信号实时体现磁盘驱动器制动系统的变量，且其中制动器模型包括一模仿反电动势；4)其中自调节评估器使得模仿反生电动势作为错误信号的函数而随错误信号变化。

2.如权利要求1所述的控制磁盘驱动器制动系统的方法，其特征在于：其中1)中使用的自调节评估器是磁盘驱动器中的制动器电阻的自调节评估器。

3.如权利要求2所述的控制磁盘驱动器制动系统的方法，其特征在于：其中磁盘驱动器中的制动器电阻的自调节评估器进一步包括：产生一模仿反生电动势信号。

4.如权利要求3所述的控制磁盘驱动器制动系统的方法，其特征在于：其中磁盘驱动器中的制动器电阻的自调节评估器进一步包括：对模仿反电动势信号产生一个错误补偿信号。

5.如权利要求4所述的控制磁盘驱动器制动系统的方法，其特征在于：其中对模仿反生电动势信号产生一个错误补偿信号进一步包括：从查找表重新获得信息，该查找包含一自调节制动器电阻的分段式线性表达式。

6.如权利要求4所述的控制磁盘驱动器制动系统的方法，其特征在于：其中对模仿反电动势信号产生一个错误补偿信号进一步包括：从查找表重新获得信息，该查找包含一错误补偿信号的分段式线性表达式。

7.如权利要求1所述的控制磁盘驱动器制动系统的方法，其特征在于：其中2)中在磁盘驱动器工作期间校准自调节评估器包括：在动态磁头载入前校准自调节评估器。

8.如权利要求1所述的控制磁盘驱动器制动系统的方法，其特征在于：其中2)中在磁盘驱动器工作期间动态调节自调节评估器包括：升级自调节评估器适用的查询表。

9.如权利要求8所述的控制磁盘驱动器制动系统的方法，其特征在于：其中升级自调节评估器适用的查询表进一步包括：为每个制动器当前级别存储一错误信号。

10.一种磁盘驱动器制动系统中的反馈控制方法，其特征在于：响应于出现在制动器内且在控制中所使用的一信号产生一模仿反馈信号；响应于该磁盘驱动器制动器的控制中使用的信号产生一个模仿错误补偿信号，该模仿错误补偿信号用来补偿模仿反馈信号中的错误；且，结合模仿反馈信号和模仿错误补偿信号产生一个反馈信号，该反馈信号使用在产生一个磁盘驱动器制动器的控制中。

11.如权利要求10所述的磁盘驱动器制动系统中的反馈控制方法，其特征在于：其中产生一模仿反馈信号进一步包括：产生一反电动势信号，该反电动势信号使用一制动器的电阻常量。

12.一种控制磁盘驱动器制动系统的方法，其特征在于：响应至少一个出现在制动器中和在控制制动器中使用的信号产生一个模仿反馈信号和一个制动器参数模型；且在该制动器参数模仿中使用一预选的模仿制动器参数和动态改变模仿制动器参数，且动态调节该动态变化的模仿制动器参数，使其作为模仿反馈信号的函数。

13.如权利要求12所述的控制磁盘驱动器制动系统的方法，其特征在于：其中模仿制动器参数和动态变化的制动器参数为反电动势参数。

14.如权利要求13所述的控制磁盘驱动器制动系统的方法，其特征在于：该至少一个使用在控制制动器中的信号是实际的制动器电流；且该反生电动势参数为制动器电阻参数。

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