CN1471338A - 一种信干比测量方法与装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种信干比测量方法与装置，按照一定的时隙格式提取信号，针对不同的信号计算其信号功率，选择不同的滤波因子对信号功率进行滤波，得到它们的估计值，利用上述信号的功率估计值，计算信干比的时隙测量值；结合实际接收硬件子系统的接收特性，对上述测量值进行修正，按照设定的测量周期，对修正后的测量值进行统计平均，得到测量周期内的信干比测量值；通过对SIR测量结果进行适当矫正，保证SIR测量结果在整个测量范围内都给出更为精确的测量结果，以便为功率控制等无线资源管理提供更为准确、详实、可靠的依据。

Description

一种信干比测量方法与装置

技术领域

本发明涉及无线移动通信系统，尤其涉及第三代移动通信系统的一种信干比(SIR)测量的修正、改进、优化的方法与装置。

背景技术

近年来，信息技术的进步带动了移动通信的迅猛发展，无线通信已经深入到工业、商务和个人生活的方方面面，第三代移动通信系统已经引起业界人士的广泛关注。对于第三代移动通信系统而言，它除了具有能够为用户提供数据业务、多媒体业务等灵活多样的业务、更高的业务质量、更大的无线覆盖范围等外，一个很突出的目标是能够提供更大的系统容量，以满足日益增长的业务量需求。对于移动终端而言，它的一个不可忽视的设计目标是低功耗。较低的功耗产生减小的能量损失，以延长移动终端的电池使用寿命，减少对终端手持者的电磁辐射，实现日益深受欢迎的绿色环保。

在码分多址(CDMA)系统中，所有用户采用码分复用的多址方式进行通信，即所有用户在相同时间、相同频段发射和接收信号。每一用户发射的信号都会对其他用户产生干扰，即通常所说的多址干扰。所以，基站接收到的来自较近移动台的信号能量很可能淹没来自较远移动台的信号，产生所谓的“远近效应”。

多用户同时通信产生的多址干扰的影响，使得CDMA系统中的功率控制显得尤其重要。通常，功率控制的目标是使基站接收到的每个移动台的信号功率相等，而不论各移动台到基站的距离远近。这种控制方法类似于很多人在房间里交谈时，房间很拥挤，大家都在同时不停的讲话，所以噪音越来越大。这时，讲话者为了让对方听清自己的声音，不得不提高音量。可是，这样做的同时却增加了对其他发言者的干扰，其他人为了让别人听清楚自己讲话，也不得不一再加大音量，这将导致所谓的功率攀升现象。如此下去，房间里的噪音将越来越大，最后必将导致整个通信系统的崩溃，房间里面进行交流的人们再也没办法继续交流。

从上述的例子可以形象地看出，在CDMA通信系统中，功率是非常宝贵的系统资源，功率控制的优劣直接影响着系统容量。可以通过功率控制调节系统内各移动台发射机的发射功率，以使期望通信链路的功率保持在最低水平、同时系统内期望的信号质量和多址干扰维持在可接受的范围，从而保证整个通信系统的容量最大。

CDMA系统中的多用户通信可以视为白噪声信道环境，其中任一移动终端所发信号对于其他移动终端而言都是干扰，所以，系统中用户数的增加就等价于噪声功率的增加，某一小区同时通信的用户数(即容量)依赖于达到期望信号质量时所需的SIR。

在功率控制时，为了控制并监视无线链路的通信质量，接收机需要测量接收信号的信噪比(SNR)或信干比(SIR)，并根据SIR测量值动态调节上下行相应发射机的发射功率。闭环功率控制步骤中，功率控制字的变化以信噪比为依据，因而，测量SIR的准确度和反应能力直接决定着功率控制的成败。

为保证系统容量，进行可靠的多用户通信，进行精细、可靠的功率控制是CDMA系统不可或缺的功能单元。而进行功率控制的基本依据是接收信干比(SIR)，所以，SIR测量的有效性直接决定着功率控制的成败。然而，现有的SIR测量方法存在一个问题，即把SIR测量模块独立于接收机的其他硬件处理部分，仅仅是从SIR测量算法本身的角度出发进行相关分析、处理和实现，而对于SIR测量模块适应实际系统硬件接收部分的能力未作深入分析和进一步探讨。但在SIR测量时一个不可回避的问题是：SIR测量模块必须适应其自身所在接收机子系统的接收特性，才可能给出更为精确、可靠、有效的测量结果。

对现有专利有关SIR测量方法评述如下：

美国专利5566165中在对功率控制的论述中，论及SIR的测量方法问题，但只是泛泛而谈，没有具体说明，实用意义不大。

美国专利6028894利用SIR的各当前测量值对前一值的相对关系来修正最终测量结果的方法。这种方法也仅仅是从相邻两个连续测量值间的相对关系出发对SIR测量进行处理，而没有考虑实际通信系统的具体环境。

美国专利6032026谈到了在快衰落、站间干扰或噪声环境下，精确的SIR测量方法。其中，主要采用了多址消除的方法，主旨思想是基于多用户检测中的干扰消除，该方法本身有一定先进性，但实现复杂度较高，实用价值不高。

美国专利6034952中提出的SIR测量方法，谈到了利用接收信号的导频符号估计信号传播路径的传递函数，并将传递函数的估计值用于SIR测量。文中论述的方法有一定道理，但其中未给出信道传递函数的具体估计方法，可操作性较差。

美国专利6128494中论述了对SIR测量值进行滤波的思想。但是，其中的信号滤波系数是固定的，所以对信道环境的适应能力较差。而且，文中的相关论述所针对的处理对象是模拟信号，对于目前先进的数字通信系统而言，可操作性较差。

美国专利6292519提及一种在传统的SIR测量基础上，对SIR测量结果采用查表或求反函数进行修正的方法。该方法仅对某一特定的业务或环境可能有效，而对实际接收机硬件子系统的适应能力较差。

美国专利6330432提出一种根据对于Doppler带宽的估计进行SIR测量控制的方法。其中，依据相关函数估计Doppler带宽。这种方法比较新颖，但运用相关函数求解Doppler带宽的方法运算量较大，硬件实现的复杂度较高。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提出一种能够克服上述现有技术缺点的信干比测量方法，更能适应实际系统硬件接收子系统的处理能力，克服实际接收硬件子系统(包括接收机的射频、中频和基带处理部分)和SIR测量算法等相关处理对接收信噪比测量带来的影响。

本发明另一个要解决的技术问题是，提供一种信干比测量装置，能够很好地适应实际系统硬件接收子系统的处理能力，对SIR测量饱和段和线性段的不同特点，采取对应措施实现对SIR测量结果的矫正，进而保证在整个测量范围内有精确的SIR测量结果。

本发明是通过如下技术方案实现的，构造一种信干比测量方法，包括以下步骤：1)按照一定的时隙格式提取信号；2)针对不同的信号计算所述提取信号的信号功率；3)选择不同的滤波因子对所述信号功率进行滤波，得到其估计值；4)利用上述得到的信号功率估计值，计算信干比的时隙测量值；5)结合实际接收硬件子系统的接收特性，对上述测量值进行修正；6)按照设定的测量周期，对修正后的测量值进行统计平均，得到测量周期内的信干比测量值；其特征在于：

所述步骤(3)包括以下步骤：3.1)根据期望信号功率与干扰信号功率的不同的功率计算结果，选择计算所得的期望信号滤波因子和干扰信号滤波因子；3.2)分别对计算得到的期望信号功率和干扰信号功率进行滤波；

所述步骤(5)包括以下步骤：用连续修正法修正所述信干比的步骤和(或)用离散修正法修正所述信干比的步骤。

在上述按照本发明提供的信干比测量方法中，所述步骤(2)包括以下步骤：2.1)对当前时隙内接收的导频信号进行统计平均；2.2)对统计结果作平方运算，得到期望信号功率；2.3)计算当前时隙内接收导频信号的方差，得到干扰信号功率。

在上述按照本发明提供的信干比测量方法中，还包括以下步骤：接收机的信噪传递特性较好时，选择采取连续修正法修正所述信干比的步骤，否则采用离散修正法修正所述信干比的步骤。

在上述按照本发明提供的信干比测量方法中，所述用连续修正法修正所述信干比包括以下步骤：5.1a)按规定格式发送信号和噪声给接收机；5.2a)根据测量仪器的设置，计算输入到接收机的实际信干比；5.3a)记录接收端信干比测量模块输出的测量值；5.4a)对测量数据和真实数据进行曲线拟合，得到接收机对于信干比的传递函数；5.5a)再用测量得到的接收信干比传递函数矫正信干比测量单元输出的信干比测量值，从而得到修正后的信干比测量结果。

在上述按照本发明提供的信干比测量方法中，所述用离散修正法修正所述信干比包括以下步骤：5.1b)通过测量仪器参照标准规定的方式发送信号和干扰；5.2b)根据测量仪器的设置，计算输入到接收机的实际信干比；5.3b)在每一种设置下，记录所测量得到的信干比值；5.4b)利用信干比测量值与真实值间的对应关系作映射表；5.5b)用测量得到的接收信干比传递映射表校正信干比测量模块输出的信干比测量值，从而得到修正后的信干比测量结果。

本发明另一技术问题这样解决，构造一种信干比测量装置，包括：按照一定时隙格式提取导频信号的提取单元；根据提取单元的输出分别检测及计算期望信号功率和干扰信号功率的期望信号功率检测单元和干扰信号功率检测单元，分别对所述检测单元输出信号进行滤波的信号滤波单元和干扰滤波单元；根据所述滤波单元输出的信号和干扰功率估计值，计算信干比的时隙测量值的数据导出单元；对数据导出单元给出的测量值进行修正的测量值修正单元；以及用于对修正后的测量值进行统计平均，得到测量周期内的信干比测量值的统计处理单元；所述测量值修正单元包括曲线拟合修正单元、离散查表修正单元以及决策单元，所述决策单元用于在检测到接收机信干比传递特性线性度较好时，选择所述曲线拟合修正单元进行信干比测量值修正，否则选择所述离散查表修正单元对信干比测量值修正的决策单元。

在上述按照本发明提供的信干比测量装置中，所述信号滤波单元包括信号滤波因子Alpha生成单元，所述干扰滤波单元包括干扰滤波因子Beta生成单元。

在上述按照本发明提供的信干比测量装置中，所述信号滤波因子Alpha为2的整数次幂，所述干扰滤波因子Beta为2的整数次幂。

在上述按照本发明提供的信干比测量装置中，所述信号滤波单元还包括对前一时隙进行延迟的延迟单元、对所述延迟单元输出延迟信号进行1-信号滤波因子Alpha加权的乘法器以及对当前时隙信号进行信号滤波因子Alpha加权的乘法器以及将所述两个乘法器输出进行求和的加法器。

在上述按照本发明提供的信干比测量装置中，所述干扰滤波单元还包括对前一时隙进行延迟的延迟单元、对所述延迟单元输出延迟信号进行1-干扰滤波因子Beta加权的乘法器以及对当前时隙信号进行干扰滤波因子Beta加权的乘法器以及将所述两个乘法器输出进行求和的加法器。

实施按照本发明提供的信干比测量方法和装置，由于对传统的信干比(SIR)测量方法进行了改进，使得SIR测量部分能够更好地适应实际系统硬件接收子系统的处理能力，同时由于本发明充分考虑到实际接收硬件子系统和SIR测量算法等相关处理对接收信噪比的影响，针对SIR测量饱和段和线性段的不同特点，提出了连续矫正和离散矫正两种测量修正方法。通过对SIR测量结果进行适当矫正，可以保证SIR测量结果在整个测量范围内(包括饱和段和线性段)都给出更为精确的测量结果，能够为功率控制等无线资源管理提供更为详实、可靠的依据。

附图说明

图1为说明本发明方法和装置而给出的与接收装置连接的信干比测量装置的示意图；

图2为按照本发明的基于测量修正的SIR测量装置的示意图；

图3为测量修正单元前端的SIR测量曲线；

图4为测量修正单元修正过的SIR测量曲线。

具体实施方式

本发明的SIR测量方法，既适用于移动终端的SIR测量修正，也适用于基站Node B的SIR测量修正，该方法包括以下步骤：

1、信息提取：按照一定的时隙格式，从一个接收单元接收到的数据中提取专用物理控制信道(DPCCH)的导频域信息，以用于SIR测量；

2、功率检测：针对不同的信号计算其信号功率，具体就是对当前时隙内接收的导频信号先进行统计平均，然后作平方运算，得到期望信号的功率，即： $\mathrm{Msig}\left(n\right)=\left\{\frac{1}{k}\right[\underset{i=1}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}I\left(i\right)+\underset{i=1}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}Q\left(i\right)]{\}}^2$ 其中，I(i)和Q(i)：分别为用于SIR测量的DPCCH导频符号；

    k：为当前时隙的导频符号数；

    Msig(n)：为当前时隙的期望信号功率。

计算当前时隙内接收导频信号的方差即为干扰信号功率。具体地说，就是先对时隙内的接收导频信号进行平方运算，然后作统计平均处理，再减去上述得到的期望信号功率，即： $\mathrm{Min}\left(n\right)=\frac{1}{k}\underset{i=1}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}\left\{\right[I\left(i\right){]}^2+\left[Q\left(i\right){]}^2\right\}-\mathrm{Msig}\left(n\right)$ 其中，I(i)和Q(i)：分别为用于SIR测量的DPCCH导频符号；

  k：为当前时隙的导频符号数；

  Msig(n)：为当前时隙的期望信号功率；

      Min(n)：为当前时隙的干扰信号功率。

3、信号功率和干扰功率的滤波：包括选择不同的滤波因子对信号功率进行滤波，得到它们的估计值，即根据期望信号功率与干扰信号功率的不同的功率计算结果，选择计算所得的期望信号滤波因子和干扰信号滤波因子；分别对计算得到的期望信号功率和干扰信号功率进行滤波；具体就是采用一个经计算所得合适的信号滤波因子对计算得到的期望信号功率进行滤波，得到期望信号功率的估计值。这里所进行的滤波是基于信息论对于随机步骤的论述，也就是说对于信号的描述本身应该是一个长期步骤，这样才可能反映信号的统计特性。通过综合利用多个时隙的接收信号信息，可以更为科学、准确的反映信号作为一个随机步骤的统计特性，即：

   Sig(n)＝(1-α_sig)Sig(n-1)+α_sigMsig(n)其中，α_sig：为信号滤波因子；

   Msig(n)：为当前时隙的期望信号功率；

   Sig(n-1)：为经信号滤波的前一时隙期望信号功率；

   Sig(n)：为经信号滤波的当前时隙期望信号功率。

4、数据导出：利用上述信号的功率估计值，计算信干比的时隙测量值；具体就是利用检测到的期望信号功率估计值和干扰信号功率估计值，计算得到SIR的时隙测量值，即：sir＝10*log(信号功率(mw)/干扰功率(mw))＝信号功率(dBm)—干扰功率(dBm)

5、测量修正：结合实际接收硬件子系统的接收特性，对SIR时隙测量值进行修正，可采用如下两种方法：

方法1：连续修正法。其基本思路是：把接收机看作一个黑匣子，利用接收机对于信干比的传递特性，采用曲线拟合的方法对实测结果进行矫正。当然，既可进行测量范围的全程拟合，也可进行分段拟合。如果接收机对信噪比的传递特性线性度较好，则应进行全程拟合，这样，不但处理方法简单，而且能够满足测量精度要求；如果接收机对信噪比的传递特性线性度较差，则应采用分段拟合法，即对SIR测量饱和段和线性段的传递特性分别进行函数拟合，然后用于SIR测量校正。在SIR测量步骤中出现饱和现象主要是由于接收机对于弱信号功率或弱干扰功率难以检测，即在SIR测量高端出现饱和主要是由于对弱干扰功率的难于检测所致；而在SIR测量低端出现饱和则主要是由于对弱期望信号功率的难于检测所致。

方法2：离散修正法。其基本思路是：把接收机看作一个黑匣子，利用接收机对于信干比的传递特性，采用离散查表映射的方法对SIR测量值进行修正。

6、根据测量要求，按照设定的测量周期，对信干比的各时隙测量值进行统计平均，得到测量周期内的信干比测量值。SIR测量连续修正法对于拟合函数的提取过程如下：

1)用测量仪器(主要是信号源和噪声源)按照规定格式(在WCDMA系统中，可以按照协议中给定的格式)发送信号和噪声给接收机；

2)根据测量仪器的设置，计算输入到接收机的实际信干比(SIR)；

3)记录接收端SIR测量模块输出的测量值；

4)对测量数据和真实数据进行曲线拟合，得到接收机对于信干比的传递特性。具体采用什么样的曲线进行拟和应视得到的接收信干比传递特性而定，既可采用适当阶次的多项式进行拟合，也可采用其他曲线用于拟合。一般来说，应尽量采用较低阶次的多项式，以不增加过多的硬件实现复杂度；

5)用测量得到的接收信干比传递函数矫正SIR测量单元输出的SIR测量值，从而得到修正后的SIR测量结果。

SIR测量离散查表修正方法对于数据表信息的提取包括以下步骤：

1)过测量仪器(信号源和噪声源)参照标准规定的方式发送信号和干扰；

2)根据测量仪器的设置，计算输入到接收机的实际SIR；

3)在每一种设置下，记录所测量得到的SIR值；

4)利用SIR测量值与真实值间的对应关系作映射表。具体作表时，可以视实际接收机的信噪传递特性采用灵活多样的方法，即可依据可检测的信号功率或干扰功率，也可依据测得的SIR。也就是说，在SIR测量低端，既可由测量SIR查实际SIR，也可据低端干扰功率查实际SIR。同样，在SIR测量高端，也是既可由测量SIR查实际SIR，亦可由高端信号功率查实际SIR；

5)用测量得到的接收信干比传递映射表校正SIR测量模块输出的SIR测量值，从而得到修正后的SIR测量结果。

对于上述两种SIR测量修正方法，一般来说，连续矫正法比较精细，误差相对较小；离散查表法所用信息毕竟有限，所以精度受限。

至于实际采用哪种方法，应视具体情况而定。一般来说，如果接收机的信噪传递特性线性度较好、容易进行曲线拟合，则应优先考虑连续修正法；如果接收机的信噪传递特性线性度较差，不便于进行曲线拟合或曲线拟合效果不好，则可以考虑离散修正法。当然，在进行离散修正时，为了保证测量精度，可以增加作表、查表时的采样点。

SIR的测量统计周期可以按照不同的测量需求设定，一般来说有以下几种：

(1)短期测量：当SIR测量用于功率控制时，短期测量可用于闭环功率控制，以产生传输功率控制(TPC)比特字，控制对端发射机的发射功率；

(2)长期测量：长期测量可用于外环功率控制，以调整参考SIR值，使到达对端接收机的信号质量满足期望质量，如，误帧率(FER)，误块率(BLER)，或误码率(BER)等。在宽带码分多址第三代移动通信系统中，短期测量周期对应于一个时隙(即10/15ms)；长期测量周期对应于80ms。

本发明上述信干比SIR的测量方法，考虑了实际接收机硬件子系统传递特性对SIR测量的影响，对原有SIR测量结果进行矫正，以保证SIR测量能够在SIR测量范围线性段和饱和段都给出更为精确的测量结果。下面是具体的实施途径。

本发明方法，可在第三代移动通信系统的某一个小区内，多个移动终端在相同频段、相同时间、采用不同的扩频码字同时进行通信，其中任一个通信链路所发信号对其他链路而言都是干扰，所以近基站终端所发信号必将淹没远基站终端所发信号，产生所谓的远近效应，从而影响着每一通信链路的接收信噪水平，制约着系统容量。1、SIR测量实施例

图1所示接收处理装置连接框图从整体上描述了接收端的一系列处理流程，以及对于SIR测量所做的相关处理。接收机收到的的无线信号先经射频前端101对接收射频信号作适当处理后，经射频/中频转换单元103下变频为中频信号，接下来的A/D转换单元105将模拟信号转换为数字信号，然后由Rake接收处理单元107对收到的数字信号进行分集接收。经Rake分集合并后送给SIR测量单元进行SIR测量。在SIR测量单元，先由专用物理控制信道导频信息提取单元109提取用于SIR测量的导频域信息，然后在期望信号功率检测单元111和干扰信号功率检测单元123分别检测期望信号功率和干扰信号功率，再分别送由信号滤波单元113和干扰滤波单元121进行信号滤波。在SIR导出单元115利用滤波后的信号功率和干扰功率计算得出SIR的时隙测量值，即：

sir＝10*log(信号功率(mw)/干扰功率(mw))＝信号功率(dBm)—干扰功率(dBm)然后，在SIR测量修正单元117对SIR的时隙测量值进行修正，既可采用连续函数校正的方法也可采用离散查表校正的方法。最后，由统计处理单元119按照测量周期定时单元125设定的定时关系进行统计平均，得到期望测量周期内的SIR测量值。

在图2给出了更为详细的SIR测量修正装置。经Rake接收处理后提取的导频域信息送到统计平均处理单元201进行时隙内导频信息的统计平均，再经平方单元203作平方运算后得到当前时隙接收导频的功率，然后进行自回归滤波(为简化装置，本发明采用了二阶滤波的形式。当然，也可以根据实际情况，采用多阶滤波等其他滤波形式)，也就是说，利用信号滤波因子生产单元217产生的信号滤波因子(记为Alpha)一方面对当前时隙的接收导频功率以信号滤波因子Alpha加权，另一方面对前一个时隙的接收导频功率以1-Alpha因子加权，然后在求和单元219中把加权后的功率值进行求和运算即得到滤波后的期望信号功率(单位：mw)，再在对数运算单元211中进行对数运算，得到以dBm为单位的期望信号功率值。同样道理，干扰信号功率的检测处理步骤采用与信号功率检测处理步骤大致相同，不同之处在于：当前时隙干扰功率是以接收导频信号的方差描述的，即先在平方单元221对时隙内的接收信号进行平方运算，再在统计平均处理单元223作统计平均，然后在减法单元225中减去当前时隙的期望信号功率即为当前时隙的干扰信号功率。对于干扰信号的滤波与对期望信号的滤波大致相同，区别在于：干扰滤波因子(记为Beta)与信号滤波因子(Alpha)的取值不同，即对当前时隙的干扰信号功率以Beta加权，而对前一时隙的干扰功率以1-Bea加权。然后，在减法单元213中用滤波后的信号功率减去滤波后的干扰功率即得到SIR的时隙测量值。最后，在信干比测量修正单元215中对得到的SIR时隙测量结果进行校正，既可采用函数连续校正的方法，也可采用离散查表的映射方法。

如图2所示对于信号功率和干扰功率的检测采用了自回归滤波的处理方法，即对当前的时隙测量值以滤波因子(Alpha或Beta)加权，而对前一时隙测量值以遗忘因子(1-Alpha或1-Bea)加权，通过滤波加权控制当前测量值占最终测量结果的比重，从而决定着当前时隙测量值的有效性。如果选择较小的滤波因子，对当前测量值给予较小加权，而对前一测量值给予较大加权，则可制约当前测量值的突然变化，但相应的测量处理时间要稍长一些；如果选择较大的滤波因子，对当前测量值给予较大加权，而对前一测量值给予较小加权，则测量处理延迟会小一些，但测量结果却更易于受信道环境的影响。

图2中的信号滤波因子Alpha和干扰滤波因子Beta依据信道衰落程度确定。其中，滤波因子Alpha、Beta可以设置为不同的数值，如0.5，0.25，0.125，0.0625等。但为了减小相应信号滤波的复杂度，可以把滤波因子Alpha、Beta设置为2的整数次幂的形式。

图3给出了在测量修正单元前端得到的SIR测量曲线。按照测量实施的准确性，SIR测量曲线可以分为：饱和段和线性段。在线性段，SIR呈线性趋势变化；而在饱和段，SIR测量值的变化则非常平缓，呈饱和状态。但可以看出，在饱和段测量值的分布仍具备很强的规律性，其变化规律恰好反映了实际接收机对信噪的传递特性。出现测量饱和段是由于接收端对于弱信号功率和弱干扰功率的难于检测，也就是说，在期望信号功率较低、干扰信号功率较高时，接收机解调输出的信号已淹没于噪声之中难以检测或分辨，导致SIR测量低端饱和。同样道理，当期望信号功率较高、干扰信号功率较低时，接收机已难以检测淹没于信号之中的弱干扰，导致SIR测量高端饱和。

无线通信环境复杂多变，除了通常期望的功控调节正常时的信号环境(对应于SIR测量曲线的线性区)外，还有可能出现SIR测量饱和段，即测量低端(强干扰、弱信号)和测量高端(弱干扰、强信号)。尽管测量饱和段属异常状态，但仍存在一定的出现概率，所以，必须进行必要的修正处理，以保证SIR测量的完整性和完善性。

由图3给出的SIR测量曲线可以看出，当前接收机的信噪传递特性较好，呈线性趋势变化，所以，本实施例中采用多项式拟合方式进行SIR测量的连续修正。

图4给出了进行连续修正后的SIR测量曲线。可以看出，修正后的测量精度明显提高。尽管在测量低端，SIR仍呈饱和状态，但其测量值已在测量精度范围内，是可以接受的。

Claims (10)

1、一种信干比测量方法，包括以下步骤：1)按照一定的时隙格式提取信号；2)针对不同的信号计算所述提取信号的信号功率；3)选择不同的滤波因子对所述信号功率进行滤波，得到其估计值；4)利用上述得到的信号功率估计值，计算信干比的时隙测量值；5)结合实际接收硬件子系统的接收特性，对上述测量值进行修正；6)按照设定的测量周期，对修正后的测量值进行统计平均，得到测量周期内的信干比测量值；其特征在于：

所述步骤(3)包括以下步骤：3.1)根据期望信号功率与干扰信号功率的不同的功率计算结果，选择计算所得的期望信号滤波因子和干扰信号滤波因子；3.2)分别对计算得到的期望信号功率和干扰信号功率进行滤波；

所述步骤(5)包括以下步骤：用连续修正法修正所述信干比的步骤和(或)用离散修正法修正所述信干比的步骤。

2、根据权利要求1所述信干比测量方法，其特征在于，所述步骤(2)包括以下步骤：2.1)对当前时隙内接收的导频信号进行统计平均；2.2)对统计结果作平方运算，得到期望信号功率；2.3)计算当前时隙内接收导频信号的方差，得到干扰信号功率。

3、根据权利要求1所述信干比测量方法，其特征在于，还包括以下步骤：接收机的信噪传递特性较好时，选择采取连续修正法修正所述信干比的步骤，否则采用离散修正法修正所述信干比的步骤。

4、根据权利要求1或2或3所述信干比测量方法，其特征在于，所述用连续修正法修正所述信干比包括以下步骤：5.1a)按规定格式发送信号和噪声给接收机5.2a)根据测量仪器的设置，计算输入到接收机的实际信干比；5.3a)记录接收端信干比测量模块输出的测量值；5.4a)对测量数据和真实数据进行曲线拟合，得到接收机对于信干比的传递函数；5.5a)再用测量得到的接收信干比传递函数矫正信干比测量单元输出的信干比测量值，从而得到修正后的信干比测量结果。

5、根据权利要求1或2或3所述信干比测量方法，其特征在于，所述用离散修正法修正所述信干比包括以下步骤：5.1b)通过测量仪器参照标准规定的方式发送信号和干扰；5.2b)根据测量仪器设置，计算输入到接收机的实际信干比；5.3b)在每一种设置下，记录所测量得到的信干比值；5.4b)利用信干比测量值与真实值间的对应关系作映射表5.5b)用测量得到的接收信干比传递映射表校正信干比测量模块输出的信干比测量值，从而得到修正后的信干比测量结果。

6、一种信干比测量装置，其特征在于，包括：按照一定时隙格式提取导频信号的提取单元(109)；根据提取单元的输出分别检测及计算期望信号功率和干扰信号功率的期望信号功率检测单元(111)和干扰信号功率检测单元(123)，分别对所述检测单元(111、123)输出信号进行滤波的信号滤波单元(113)和干扰滤波单元(121)；根据所述滤波单元输出的信号和干扰功率估计值，计算信干比的时隙测量值的数据导出单元(115)；对数据导出单元(115)给出的测量值进行修正的测量值修正单元(117)；以及用于对修正后的测量值进行统计平均，得到测量周期内的信干比测量值的统计处理单元(119)；所述测量值修正单元(117)包括曲线拟合修正单元、离散查表修正单元以及用于在检测到接收机信干比传递特性线性度较好时选择所述曲线拟合修正单元，否则选择所述离散查表修正单元对信干比测量值进行修正的决策单元。

7、根据权利要求6所述信干比测量装置，其特征在于，所述信号滤波单元(113)包括信号滤波因子Alpha生成单元(217)，所述干扰滤波单元(121)包括干扰滤波因子Beta生成单元(233)。

8、根据权利要求7所述信干比测量装置，其特征在于，所述信号滤波因子Alpha为2的整数次幂，所述干扰滤波因子Beta为2的整数次幂。

9、根据权利要求7所述信干比测量装置，其特征在于，所述信号滤波单元(113)还包括对前一时隙进行延迟的延迟单元(205)、对所述延迟单元(205)输出延迟信号进行1-信号滤波因子Alpha加权的乘法器(207)以及对当前时隙信号进行信号滤波因子Alpha加权的乘法器(219)以及将所述两个乘法器(207、219)输出进行求和的加法器(209)。

10、根据权利要求7所述信干比测量装置，其特征在于，所述干扰滤波单元(121)还包括对前一时隙进行延迟的延迟单元(227)、对所述延迟单元(227)输出延迟信号进行1-干扰滤波因子Beta加权的乘法器(229)以及对当前时隙信号进行干扰滤波因子Beta加权的乘法器(235)以及将所述两个乘法器(229、235)输出进行求和的加法器(237)。

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