CN1466836A - 数据传输设备和方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种数据通信设备(DCE)，更具体地说，涉及在数据终端设备(DTE)之间电子数据的高速传输。本发明阐述了一种将电压信号波形作为电流脉冲序列发送到通信线路上的方法和设备。该方法要求将输入电压信号波形转换成电流信号波形，并将结果电流脉冲发送到一条维持预定偏置电压的通信线路上。

Description

数据传输设备和方法

                     相关申请

本申请是于1999年12月6日提交并在此引用作为参考的美国专利申请US 09/455,276的部分后续申请。本申请还要求下述申请的优先权：于2000年7月27日提交并在此引用作为参考的美国临时专利申请US60/221,296、于2000年7月27日提交并在此引用作为参考的美国临时专利申请US 60/221,482、于2000年8月4日提交并在此引用作为参考的美国临时专利申请US 60/223,015。

技术领域

本申请涉及一种在传输介质上高速传输数据的方法和设备。更具体地说，本申请涉及在传输介质或无线连接上使用电流变化来表示并传输数据。

背景技术

现在在市场上存在很多种用于在铜电话双绞线对上的高速数据比特传输的调制解调器。数据比特传输量的不断增加不断地需要能够发送和接收更大数据量的更快的调制解调器。虽然因为这种技术上的需要已经出现了诸如ADSL和HDSL之类的许多种高速传输技术，但是依然需要更大的数据传输速率。此外，如果结合更高传输速率的技术能够使用现有的电通信基础设备即电话双绞线对，将是极为有利的。另外，最好能够允许以更低的功率在更长的距离上传输这些信号，而不需要较少的或任何中继器来放大信号。

常规上使用易受很多因素影响的电压信号来发送数据传输，所述因素对传输的质量和距离产生不利影响。这样的一些因素包括：随机失真噪声、传输线路的内在特性或较差的物理条件、传输线路长度、高频、衰减和失真效应等。一种用于克服这些不利影响的普通方法是增加传输功率。当然，距离越长，由于暴露给外部噪声源导致的阻抗和受影响的可能性越大。FCC(美国联邦通信委员会)规范还限制了传输的频率等级和功率等级。在电话线路基础设施中出现的桥式分接头和负载线圈也对电压信号数据传输产生非常大的阻碍。桥式分接头将分割信号，因此弱化了信号。负载线圈将对抗电压电平的改变，因此降低了以电压电平为特征的数据质量。

可传输的数据量直接涉及发送器所使用的量化电平矢量。随机失真噪声直接影响量化电平数量。试图仅通过增加据以确定数据比特的量化电平的数量来提高传输速率是没有用的。到目前为止，随机失真噪声导致的量化限制使常规调制解调器和传输技术不能满足更高数据传输速度的要求。

另外，现在的传输线路中安装有放大在传输过程中被衰减或减弱的信号的中继器。必须使用中继器来重新放大受影响的信号。必须经常重复地重新放大预计要经历很长距离的传输信号。

因此，在本发明之前，需要一种能够更好地从伴随噪声中识别和区分信号的数据传输方法。而且，还需要能够避免或者有效地降低上述不利因素影响的传输数据信号的方法和设备，从而能够以较低的功率，使用较少甚至不使用中继器，提供高质量、大容量和长距离的数据传输。

发明内容

本发明涉及数据通信设备(DCE)，具体而言，一种能够在数据终端设备(DTE)之间高速传输电数据的调制解调器或无线设备。更广泛来说，本发明阐述了一种将数据作为电流脉冲序列发送到诸如通信线路或无线传输介质等传输介质上的方法和设备。本发明需要将输入信号波形转换成电流信号波形，并将得到的电流脉冲发送到维持一预定偏压的通信线路或天线上。

相对于使用电压脉冲来说，将数据作为电流脉冲发送是一种改进的发送数据的方法，因为电流受电容的影响不是很大。受益于基尔霍夫定律，这允许在更长距离上传输数据，因为信号受线路电容的衰减较小。随着并联电容的增加和/或电容交叉频率的增加，电压数据脉冲变弱。因此，与降低(分割)常规电压信号波形不同，与当前电话线路基础设施相连接的桥式分接头不会将根据本发明传输的信号降低到同样的程度。我们还知道在基础设施中存在负载线圈，并抵抗电压变化，因此负载线圈对电压波形信号产生明显的阻碍。与之相反，相信根据本发明传输的信号受负载线圈的影响将非常小。

本发明的另一个实施例包括一种根据输入(电流或电压)波形生成电流表示脉冲，并将结果电流脉冲发送到一条传输线路上的方法。本发明的另一方面包括接收电流脉冲，测量电流脉冲，并将所测量的电流脉冲转换成数据。

一种执行基于标准电压数据发送方法的电路，包括转换器，用于接收电压波形输入，并响应所输入的电压信号生成电流脉冲序列。提供响应转换器的输出的发送器，用于将输出发送到由接收器端接的通信线路上。

本发明的另一个实施例提供一种自动系统，用于使用发送器的内部参考信息(电压、电流、阻抗和电流范围)通过测量和校正线路串连和并联阻抗变化的电路，相对于数据和传输介质中的变化来调整传输系统的串连和并联阻抗。一个增益放大器用于控制阻抗和信号电流中的变化。将输出电压保持在参考电平上，同时改变输出电流，从而控制发送器的阻抗。该发送器包括用于提供参考电流的电流源、用于提供参考电压的电压源和用于根据二进制输入数据将电流信号控制在一个数值范围内的增益控制电路。

已知的其它调制解调器的共同问题是传输线路的失真效应导致传输信号恶化。实际上，因为伴随噪声失真导致无法识别出传输信号。因为本发明从通信线路上存在的随机失真噪声中区分出发送数据，本发明与前面的方法相比能够发送大得多的数据量。

本发明的一个主要优点在于因为能够在一般认为无法确定的伴随随机失真噪声和干扰中发送和接收低电压信号，因此显著提高了数据量。

本发明的另一个优点在于在不使用中继器或放大器的情况下，增加了通常所认为的能够传输的距离。

本发明的另一个方面是以低电压发送数据，并通过监视和调整数据信号的相关电流来维持这一低电压。

并且，监视和调整电流的发送步骤还包括在通信线路上发送至少一个参考/校准脉冲和测量线路阻抗对电流脉冲影响的步骤。

将在下面的详细描述中讨论或者可以推导出本发明的这些和其它特征。

附图说明

图1是通过一条通信线路连接到接收器的安装有根据本发明的自动阻抗调谐器的设备的优选实施例的方框图形式示意图；

图2是图1所示实施例的部分简化示意图，包括转换器、滤波器/调整器、放大器和发送器；

图3示出在被滤波器/调整器部分修改之后的图2中转换器的调制输出；

图4部分地示出图2中发送器的另一实施例；

图5是根据本发明的一个包括数据发送器设备、传输介质和接收器的系统的简化方框图；

图6是图5所示传输介质的一个实施例的示意图；

图7是图5所示传输介质另一实施例的示意图；

图8是包括一个连接到发送器的数据生成器的图5中数据发送器设备的放大方框图；

图9是包括一个比特生成器和调制器的图8所示数据生成器的放大方框图；

图10是图9所示的比特生成器的一个实施例的示意图；

图11是图9所示的比特生成器的另一个实施例的示意图；

图12是图9所示调制器的示意图；

图13是图8所示发送器的示意图；

图14是图5所示接收器的示意图，该接收器包括输入网络、输出网络、放大器IC1、放大器IC2和放大器IC3；

图15是图14所示的输入网络的放大示意图；

图16是图14所示的输出网络的放大示意图；

图17是图14所示的放大器IC1的放大示意图；

图18是图14所示的放大器IC2的放大示意图；

图19是图14所示的放大器IC3的放大示意图；

图20是根据本发明的用于通过传输介质发送和接收数据的系统的简图；

图21是通过图20的塞尖和塞环信号路径发送的一对信号的优选实施例的波形图，每个信号都包括一个在其上调制了多个比特信号的载波信号；

图22是图21所示载波信号的优选实施例的波形图；

图23是根据本发明用于通过传输介质发送和接收数据的另一个系统的简化方框图；

图24是图23所示系统的简化放大方框图，该系统同时包括数字和模拟电路部分；

图25是图24所示的数字电路部分的简化放大方框图；

图26是图25所示的数据接口模块的电路图；

图27是图25所示的地址映射控制模块的电路图；

图28是图25所示的存储器模块的电路图；

图29是图25所示的地址映射选择模块的电路图；

图30是图25所示的控制模块的电路图；

图31是图24所示的模拟电路部分的简化放大方框图；

图32是图31所示的调制器的电路图；

图33是图31所示的发送器的电路图；

图34是图31所示的接收输入网络的电路图；

图35是图31所示的连接在接收输入网络和接收输出网络之间的模拟电路的电路图；

图36是图31所示的连接在接收输入网络和接收输出网络之间的另一模拟电路的电路图；

图37是图31所示的接收输出网络的电路图；

图38是连接到图31所示的接收输出网络的模拟电路的电路图；

图39是连接到图31所示的发送器的发送/接收门电路的电路图；

图40是连接到塞环和塞尖信号传输导线的另一发送/接收门电路的电路图；

图41是适合于本发明使用的一个纠错系统的方框图；

图42是适合于本发明使用的一个纠错系统的另一实施例的方框图；

图43是方框图，其中通过一个系统分别处理塞尖和塞环，并且其中为电流差动测量提供一个虚地；

图44示出建立一个串联阻抗失配以建立用于平衡的抗衡效果的虚直接连接系统的示意图；

图45示出平衡效果和如何将比特有效地抽取到接收器上的较高阻抗的曲线；

图46示出在介质上出现任何改变之前2.4K总串联阻抗的示意图；

图47示出本发明的一个实施例如何反应介质中的变化的示意图；

图48示出在介质上所传输波形的一个实施例；

图49示出将电流脉冲编码到图48的波形上的情况；

图50示出如何双重发送比特和整个波形的一个实施例；

图51是根据本发明的一个行编码方案的实施例；

图52是比较电流源和电压源所驱动的数据信道的示意图；

图53是比较使用电流源和电压源驱动数据所需要的能量的示意图；

图54示出用于消除干扰的差动电路的输出；

图55示出环路上的一个插入(X)；

图56是单元数据传输帧的优选实施例；

图57是成批数据传输帧的优选实施例；

图58是OAM管理消息的优选实施例；

图59是OAM启动消息的优选实施例；

图60是OAM终止消息的优选实施例；

图61示对TRUE静寂的帧终止；

图62图示帧之间的信号；

图63和64是执行斜度检测的优选实施例；

图65是由网络管理单元保持以便询问的计数器的优选实施例；

图66是根据本发明用于通过无线连接发送和接收数据的一个系统的天线的简图；

图67是根据本发明的无线收发信机的简化方框图；

图68是图67所示系统的简化方框图；

图69是一个模拟电路的简化方框图；

图70是图68所示调制器的电路图；

图71是图68所示发送器的电路图；

图72是图68所示的接收输入网络的电路图；

图73是图68所示的连接在接收输入网络和接收输出网络之间的模拟电路的电路图；

图74是图68所示的连接在接收输入网络和接收输出网络之间的另一模拟电路的电路图；

图75是图68所示的接收输出网路的电路图；

图76是图68所示连接到接收输出网络的模拟电路的电路图；

图77是图68所示连接到发送/接收门电路的电路图；

图78是连接到图68的天线的另一发送/接收门电路的电路图；

图79是图68所示系统的控制系统的方框图；和

图80-84是实现图79所示系统的电路级图。

具体实施方式

虽然能够以多种不同形式的实施例来实现本发明，所述不同形式在附图中被图示并将在此进行详细描述，对于本发明的优选实施例来说，在此公开的内容被视为对本发明原理的解释，本发明的广泛范围并不限制于所图示的实施例。

参见图1，所示自动阻抗调谐器5包括转换器/滤波器10、滤波器/调整器12、放大器14，和发送器16。转换器/滤波器10接收表示数据的数字电压脉冲信号8。输入信号8被转换器10转换成相位调制电流输出40，该相位调制电流输出40由滤波器/调制器12接收。

滤波器/调整器12测量电流变化，限制相位调制电流输出40的电压范围，并抑制信号上的振铃。此外，滤波器/调整器12差分相位调制电流输出40，调整电流增益，并使相位调制电流输出40的电流脉冲变窄。在被放大器14接收之前，滤波器/调整器12所生成的差分信号输出55被加宽，并恢复成与输入数据信号8相类似的定时。

发送器16调整放大器14响应于滤波器/调整器12所生成的放大电流信号57。因此，发送器16提供所希望的电压和电流以通过通信线路18发送给接收器20。接收器20通过检测从发送器16所接收电流中的变化来解译传输。

参考图2，提供根据本发明的自动阻抗调谐器5的优选实施例的具体示意图。调谐器5包括图1的转换器/滤波器10、滤波器/调制器12、放大器14和发送器1。因此，在适当的时候，图1和图2使用相同的参考数字。

转换器/滤波器10包括一个共发射极晶体管24、滤波器电容器22、两个耦合反馈电容器34和38以及两个限流电阻26和28。转换器/滤波器10所接收的输入电压脉冲信号8由连接到第一共发射极晶体管24基极的电容器22滤波。该晶体管在一部分上被用作一个截止电路来保持转换器输出40因而调谐器5的输出的突然上升和下降的时间。而且，第一共发射极晶体管24通过串联电阻28和可调电阻26来提供一个恒定参考电流，其中电阻26连接到一个大约8伏的调节电源32，电阻28连接到晶体管的集电极30。第一共发射极晶体管24的集电极30上的电压大约是电源32的对地电压值的一半，即4伏。第一共发射极晶体管24的集电极30通过两个电容器34和38反馈给它的基极，串行连接这两个电容器并可操作地在电容器的连接点上连接到调谐器5的输出。这个内部反馈过程控制自动阻抗调谐器5相对于通信线路18和电源32上负载的电流输出。耦合反馈电容器34和38之间的比值最好是2.2比1以将输入电压信号8调制到滤波器/调整器12所接收的转换恒定电流信号中。因为电容器34和38的充电和放电，转换器/滤波器10的输出40所提供的每个电流脉冲的幅值快速地上升到峰值，然后在电流幅值快速下降之前降低到持续时间内所维持的稳定值上。

连接到转换器的输出40的是滤波器/调整器12，它包括一个交流和直流负载，该负载包括通信线路18的负载。滤波器/调整器12包括一个测量电阻36、一对钳位二极管44和46、一个滤波器电容54和一个差分器。在滤波器/调制器12的输入上，测量电阻36连接在一对钳位二极管44和46之间，最好是geranium。具体而言，电阻36连接到二极管44的负极和二极管46的正极。而且，二极管44的正极和二极管46的负极接地。这些二极管44和46用于通过抑制电压波动和振荡来降低所转换输出信号40上的噪声。二极管44和46将所转换的数据信号钳制在如图3所示的0.2和-0.2伏之间或者是0.4伏峰峰值电压的电压电平上。而且，参考电压范围VR1被维持在二极管44和46之间的连接点上。

此外，滤波器/调整器12所提供负载的大部分是交流的。由测量电阻36和二极管对44和46来固定滤波器/调整器12的直流负载部分。这个固定直流负载被用作一个参考负载。

数据信号40还在滤波器/调制器12内被差分，在所述滤波器/调整器12内使所接收信号的脉冲变窄。该差分器最好包括一个与可调电阻50串联的电容48，所述可调电阻用于调整自动阻抗调谐器5相对于电源32的输出交流电平。由滤波器电容54加宽数据信号脉冲，并使其恢复到与原始信号8类似的定时。而且，电阻50提供电流增益调整。

来自滤波器/调整器12的滤波器电容54的差分电流信号55被放大器14接收，该放大器14包括一个用于放大差分电流信号的第二共发射极晶体管52和一个用于限制第二共发射极晶体管52的集电极上电压的限压上拉电阻。集电极电压大约为6伏(即接近断路阈值)，并连接到发送器16。通过发送器64，通过塞尖发送器18上的电压变化来执行分路晶体管52的转换，以在塞尖发送器上维持一个基本恒定的电压电平。

发送器16包括耦合电容54、一对钳位晶体管58和60和一个电阻—电容组合62，64。发送器16输入上的耦合电容54连接到放大器14的输出。耦合电容54加宽所放大电流信号57的脉冲。耦合在滤波器电容54和可调电阻62之间的是两个钳位二极管58和60，最好是硅型的，以将所放大的电流信号57维持在0.7至-0.7伏，峰峰值电压1.4伏的电压范围VR2内。可调电阻62控制通过电容64的电压电平和交流电流，同时两个钳位二极管58和60控制对地的直流偏置。可调电阻62和电容64将通信线路上的电压电平调整到大约1伏(峰峰值电压)。在到达通信线路之前，二极管-电容组合从负的输出噪声尖峰中滤出信号的交流部分，二极管-电阻组合从正的输出噪声尖峰中滤出信号的直流部分。

在图4所示的另一个实施例中，发送器14中第二共发射极晶体管的集电极连接到串联的两个电容54和64，然后连接到线内选择开关80。可以在铜双绞线对的塞尖4或塞环5上进行信号传输，然而最好使用塞尖线4。使用线内选择开关80连接到两个二极管70和72的结点。如果准备使用塞尖线4作为输出，则二极管72和电容74从负的输出噪声尖峰中滤波出信号的交流部分。二极管70和电阻76用于滤波出正的输出噪声尖峰中的直流部分。如果准备将塞环线5用作输出，则二极管68和电容74用于从负的输出噪声峰值中滤波出信号的交流部分，同时另一个二极管66和电阻76滤波出正的输出噪声峰值的直流部分。

参见图5，示出了一个根据本发明的系统的简化方框图。该系统110包括数据发送器设备112、数据传输介质114和一个数据接收器116。数据接收器116接收从发送器112通过传输介质114发送的数据信号。

在图6中，传输介质114被模型化以提供在并不包括很大电感值的电话传输电缆等传输介质中发现的常规特性。传输介质接收输入信号对132和172，并提供相应的输出信号对188和190。在图7所示的可选实施例中，传输介质114可以被模型化以提供在传输介质中发现的特性，所述传输介质例如具有在很多种现有常规传输介质中发现的大约15mH的电感。

如图8所示，数据发送器112最好包括可操作地互连的数据生成器118和发送器120。在用于测试电路的图9所示的优选实施例中，数据生成器118包括比特生成器122和调制器124。比特生成器122提供表示为一个最好在大约0至5伏特范围内的电压脉冲序列的数据信号126。如图10所示，比特生成器122可以包括一个响应于数字参考时钟信号128的计数电路，其中提供一个数字数据信号序列126，该信号序列对应于二进制数值并以恒定增加速率增加二进制数值。另外，在图11所示的用于测试的另一个实施例中，比特生成器122可以包括一个响应于数字参考时钟信号128的计数电路，用于提供对应于数值并以恒定的递减速率降低二进制数值的数字数据信号126。

如图12所示，来自比特生成器122的数字数据信号126和数字参考时钟信号128被调制器124接收。响应于这些信号，调制器124生成一个调制数字数据信号130，其中包括添加给时钟信号128的数字数据信号126。

调制数字信号130由发送器124接收，以转换并通过传输介质114发送给接收器116。如图13所示，发送器124与上面参考图2所描述的发送器类似。具体而言，发送器124接收数字信号130，并在输出132上维持一个基本恒定的电压电平时将它们转换成电流脉冲。电压电平最好大约是1伏特。

具体而言，数字信号130被馈送给连接到晶体管136基极的电容134。这个晶体管136是通过电阻138和可调电阻139到最好大约+8V的Vcc的恒流基准。晶体管136使其集电极通过串连的两个电容140和142反馈到其基极。这控制了发射极相对于负载和Vcc的电流。在电容140和142的结点上是包括线路的交流和直流负载，大部分负载是交流的。这个结点上的部分直流负载通过电阻144和二极管146和148来固定。固定的直流负载用作一个参考负载。二极管146和148钳制在正负0.7V，导致1.4V的峰峰值输出。144、146和148的结点到达电容150，然后是可调电阻152。这个可调电阻152调整发送器124相对于Vcc的输出交流电平，然后连接到电容154，再到晶体管156的基极。晶体管的集电极连接到电容158，该电容158连接到二极管160和162，这两个二极管160和162将峰值钳制在正负0.7伏，并导致1.4伏的峰峰值输出。同样，连接到输出164的是可调电阻166，它用于控制通过电容168的电压电平和交流电流。晶体管154的集电极也连接到电阻170，该电阻170连接到Vcc并用于限制在完全开启时晶体管将达到的电压。而且，串连的二极管172和电阻174被连接在地和输出132之间，用于滤出正输出噪声峰值的直流部分。

如图14所示，接收器116包括输入网络178、输出网络180和多个集成中频放大器182、184和186。参考图5和图16，塞尖和塞环信号132和136被通过传输介质144发送，输入网络178分别接收对应的塞尖和塞环信号188和190。响应于信号188和190，输入网络178滤除噪声以提供滤波后数据输出信号组192和194。

滤波后信号组192和194分别被中频放大器182和184接收，以放大这些信号并将它们发送给输出网络180，在输出网络180中信号被混合在一起并由放大器186放大以生成一个噪声抑制数字数据输出信号196，该信号对应于来自数据生成器122的数字数据输入126。

作为优选实施例来公开电话双绞线对，仅仅因为它们被广泛应用于全球电信基础设施内。可以预见本发明的基本概念能够被有利地应用于在屏蔽同轴电缆线、5类线和铜双绞线对等上的数据传输。甚至能够预见本发明可以被有利地应用于诸如无线传输的无线通信介质，因为信号衰减，也考虑应用于这种传输介质。

在这里使用的“传输介质”涉及从第一设备到物理上和空间上远离第一设备的第二设备的通信线路或电磁信号路径。在此使用的“通信线路”仅仅涉及用于将数据从第一设备发送到物理上和空间上远离第一设备的第二设备的一个或多个导线等。“远离”是指第一和第二设备并不共享相同的机壳、外壳或支撑结构。作为最具体和普通的形式，远离是指通过常规电信线路与另一个调制解调器通信的一个调制解调器，尽管并不限制于此。简单地说，本发明解决了在远端设备之间通信的电信业、互联网和局域网当前所面对的数据传输问题。

当前，最需要本发明的领域相信是沿着一条“传输线路”从家庭和公司到电信中央交换局(“CO”或“交换局”)或反之的数据传输。这是部署大量铜双绞线通信线路基础设施的位置。

参见图20，示出了根据本发明的一个系统另一个实施例的简图。该系统包括一个数据发送器设备、一个数据接收器设备和一个连接其间的传输介质。传输介质可以包括一条具有塞尖和塞环传输路径的常规电话传输电缆。然而，在一种实施例中，传输介质也可以包括单条传输路径或通信线路。

在一个实施例，发送器提供可操作地连接到大约150欧姆的终接电阻的大约1.48伏的参考电压。终接电阻连接到一个可变控制阻抗，该阻抗可操作地连接到具有大约750欧姆线路阻抗的塞尖传输路径。

接收器提供大约1.25伏的参考电压，该参考电压可操作地连接到可变阻抗，该阻抗又连接到塞尖传输路径。发送器、塞尖传输路径和接收器所提供的总串联阻抗最好是基本上恒定的，并由接收器和发送器可变控制阻抗的自动控制来维持。

然而，响应于发送器所接收的诸如数据信号的电压控制信号，通过发送器改变发送器可变阻抗的阻抗值在塞尖传输路径上生成与数据相对应的信号。阻抗值的改变导致从发送器经塞尖传输路径到接收器的电流幅度上的对应变化。由接收器检测这些电流幅度变化，并转换成对应于所接收数据的电压信号。最好由塞尖传输路径和接收器可变控制阻抗之间的接收器来检测电流幅度的变化。

如果需要，也可以在塞环传输路径上发送相移错误检测数据或其它数据。在一种实施例中，发送器提供大约0.48伏的参考电压，该参考电压连接到大约150欧姆的终接电阻。该终接电阻连接到一个可变控制阻抗，该阻抗连接到线路阻抗大约750欧姆的塞环传输路径。

接收器提供大约0.25伏特的参考电压，该参考电压可操作地连接到一个可变阻抗，该阻抗连接到塞环传输路径。发送器、塞环传输路径和接收器所提供的总串联阻抗最好是基本上恒定的，并通过接收器和发送器可变控制阻抗的自动控制来维持。

然而，在塞环传输路径上通过改变发送器可变阻抗的阻抗来生成发送器所接收电压数据信号的对应信号。阻抗上的改变导致从发送器经塞环传输路径到接收机的电流幅值上的相应变化。由接收器检测这些电流幅值变化，并重新转换成电压数据信号。由塞环传输路径和接收器可变控制阻抗之间的接收器来检测电流幅值上的变化。

在图23至图40示出的实施例中，为了因带宽需求增加导致的通信介质的极低功率最佳带宽利用，提供一个虚直接连接系统。该虚直接连接系统(“系统”)最好是信号传输、接收和处理技术，该技术是虚直接连接收发信机内的核心技术。虚直接连接系统结构是这样一种收发信机技术，当通过通信介质将收发信机连接到收发信机时，顺序地从信号发送(塞尖)到信号接收和从返回发送(塞环)到返回接收的通信，而不是使用常规的并行现有技术。

一种实现上述目的的最佳方法是系统通过改变阻抗来发送交流脉冲。在操作上看起来是将收发信机直接虚连接在一起，只要这些单元并非是极为不同的介质阻抗特性在出厂时设定的。收发信机最好是根据基本传输介质特性在出厂时设定的。

在一个实施例中，“出厂时设定”是指由制造厂商预先设定给定通信介质纵向阻抗和电阻的具体变化范围。例如，对于大部分24或26规格的电话线路，在出厂时将收发信机预先设置工作在500至3K欧姆的范围内。这最好在发送器和接收器侧执行。

按常规，由于通信介质中的电气变化，系统进行传输功率电平和/或数据传输上的改变。虚直接连接系统的模拟电路允许介质的电气变化所改变的系统特性大于数据传输特性，这允许在实时处理的同时更大和更准确的数据处理量。在一种实施例中，虚直接连接系统在存在数据和/或介质上的电气变化和失真过程中提供恒定补偿。

一个实现这一目的的组件是在每个收发信机内设计的自动精确阻抗测量电路或“APIM”。在一种实施例中，APIM类似于一个实时阻抗反馈桥。电话线实际上是一个桥路。因此，虚直接连接收发信机在每侧线路上都具有一个智能桥路前端，它们分别地实时地响应传输介质上的电气变化和不平衡。

这些系统一般传输电压，通过线路的信号和返回(塞尖和塞环)侧并行测量和/或处理该电压以确定数据。在一种实施例中，虚直接连接系统是一个串行传输系统，它传输交流脉冲并使用虚地而不是回线。这提供了并行处理。例如，收发信机发送两个独立信号，一个在传输介质的信号侧，一个在返回侧，而且并行处理这些信号的比值。

在一个实施例中，虚拟直接连接系统是一个串行传输并行比值处理通信系统。当通过线路的信号和返回侧传输电流时，一般存在控制和保持恒定电压的能力损失，因为必须改变电压来获得通过线路的电流变化。虚直接连接系统通过保持线路(即信号发送到信号接收和返回发送到返回接收)上的恒定电压降来发送交流。

常规系统可以沿着线路作为电流传输电压，但是它们接收跨越线路的电压(即塞尖到塞环)。如果发送两个独立信号(即塞尖上一个信号和塞环上一个信号)，可以以电压方式将一个信号添加给另一个信号，或者将一个信号从另一个信号减去。

除了根据传输介质的特性和电气变化执行高速(实时模拟)阻抗变化之外，在一个实施例中，虚直接连接根据比特流执行这些高速阻抗变化以生成交流脉冲。

显然仅存在两种选择，一个可以改变电压，另一个可以改变阻抗。如果改变电压，则必须保持阻抗恒定，因为线路中的特性和电气变化，例如所传输的频率、地面反射和电压变化噪声，这是非常困难的。所有这些导致很难维持一个恒定电压。

例如虚直接连接，如果改变阻抗并维持恒定电压降(塞尖到塞尖和/或塞环到塞环)，则更容易发送、维持和控制电流脉冲。

参见图41至42，示出了根据本发明的校正系统的示意方框图。在一种实施例中，H_y(x)是在接收点上每秒必须提供的用于校正所接收消息的附加信息的大概数量。例如，在长序列的接收消息M’和对应的原始消息M中，将会存在M的对数TH_y(x)，它可能已经合理地生成每个M。因此，每T秒有TH_y(x)个二进制数字要发送。这可以在容量为H_y(x)的信道上以ε的误差频率来进行。

而且，注意到对于任意离散的机遇值x，y和z，H_y(x，z)H_y(x)。右侧可以扩展以给出：

H_y(z)+H_yz(x)H_y(x)

H_yz(x)H_y(x)-H_y(z)H_y(x)-H(z)

如果将x定义为信源输出，y定义为所接收的信号，z定义为在校正信道上发送的信号，则右侧是低于校正信道上传输速率的存疑度。如果这条信道的容量低于存疑度，则右侧将大于零并且H_yz(x)＞0。但是这是所发送信号的不确定性，知道所接收的信号和校正信号。如果这大于零，则误差频率不能任意小。

举例：

假设错误在二进制数字序列内随机出现：概率p表示一个数字出错，q＝1-p表示一个数字正确。如果知道这些错误的位置则可以校正这些错误。这实际上是从一个信源的发送，它以1(错误)的概率p和0(正确)的概率q生成二进制数字。这要求一个容量为-[p*logp+q*logq]的信道，这是原始系统的存疑度。

由于上述等式，传输速率R可以被写成两种其它形式。具体如下，

R＝H(x)-H_y(x)

R＝H(y)-H_x(y)

R＝H(x)+H(y)-H(x，y)

如前面所描述的，虚直接连接系统提供通信基础设备的最大利用度，例如使用铜或其它金属的传输导线。

常规上，根据信号线和回线(或塞尖和塞环)的普通电子原理来建立铜通信介质。信号线和回线提供通过测量和/或检测两者之间的电压差来传输模拟和数字信息的能力。这称作金属或平行电压差，它一般用于匹配信号线和回线之间的阻抗。这一量度受到很多限制，不仅仅在于长传输线路上这个电压差值的严重衰减。

在一种实施例中，与使用测量一条线路的塞尖和塞环侧电压差值的常规方法不同，虚直接连接系统通过确定两个独立测量结果之间的电流差值来解码数据。根据虚直接连接技术的应用，能够以各种方式实现电流差值的确定。一种技术是彼此隔离信号线塞尖和塞环侧，建立回路中的一个虚断点。另一种技术是为线路的每一侧(塞尖和塞环)提供一个单独的虚接地。在任何一种情况下，该系统都不象如图43所示的那样直接返回。

因为虚直接连接系统并不需要一个环路来建立电路，因此能够通过一系列的电流测量来进行数据解码，这又能够进行单导线的数据传输。这使得不再需要在接收机上得知塞尖和塞环之间的电压电位。

在一个实施例中，虚直接连接发送机发送表示位电流脉冲的比特。最好如下所述以各种方式成形和控制波形和比特以最优化数据传输量。在一个实施例中，改变阻抗并维持大约1伏的恒定电压来生成比特(电流脉冲)。

因为桥接分接头是对线路的分路(分压器)，虚直接连接发送器电流脉冲不会象常规信号一样被衰减。因此，能够降低发送功率。

如上所述，该系统最好操作从发送器到接收器(塞尖发送到塞尖接收器和塞环发送到塞环接收)的独立导线序列电流差值。因此，该系统提供连接的优点。

如上面所描述的，该系统通过改变阻抗来生成多个比特。而且，在接收器上提供一个更大的阻抗。使用所连接的系统，表示使用这个大阻抗，虚直接连接有意地建立图44所示的一系列(纵向)不平衡。

参见图45，在一个实施例中，平衡效果是用于抵消施加在所发送信号上长距离传输线路衰减效应的自动精度阻抗测量和补偿电路(“APIMC”)的一部分。由于跨越阻抗的电压变化比率(I*R)，这一很大的阻抗不平衡使线路看起来是信号的很小负载。这最好在每个导线上独立地进行。一个优点是提供了低功率发送要求。

平衡效果(图44)和作为一个整体的APIMC之间的差别在于平衡效果是建立一个不平衡的固定阻抗，APIMC使用变化阻抗来将平衡保持在一定范围内。这补偿了线路导致的任何不利效果。这也可以在每条导线上独立地进行。参见图46，示出了一条导线(即塞尖)上一个连接系统的总串联阻抗。在这个例子中，在介质上出现任何改变之前，总串联阻抗是2.4K。在图46中，为了简化未示出建立实际总阻抗的其它阻抗。

参见图47，提供了一个APIMC电路如何反应传输介质中变化的例子。该介质的阻抗下降到150欧姆，并且通过虚直接连接系统的一端或两端将总串联阻抗重新建立为2.4K。此外，也可以在每个单独导线上独立地进行上述操作。

参见图48，在一个实施例中，在塞尖上传输一个波形，它具有一个斜率控制的不对称形状。而且，图49示出使用表示比特的电流脉冲来编码的图48的波形。波形前沿和后沿上的比特可以用作静寂区间。这些比特与阈值无关。

然而，使用阈值能够实现每个比特的多个比特表示。此外，负斜率可以用于对称或反向数据传输量的增加。

这个斜率控制的不对称波形以不同的幅度被复制(即投影)并在它们各自线路上传输之前被移位。图50图示如何复制地发送比特和整个波形。信号及其投影在它们各自的导线上发送。所有这些因素提供了在接收器上的实时比例处理和纠错。

虚直接连接系统使得能够提供一种在不布设电缆的情况下将塞尖和塞环线路的每个连接实际转换成两条连接的业务。这种单个双绞线对的分割使用提供了业务的灵活性和可量测性，以满足互联网设备和其它家庭网络和接入设备快速增长的需要。这可以在多种情况下受益，并提供比很多常规系统更大的数据传输量，然而，这种使用环路进行通信的变革建立了整个数据传输方法改变的范例，并满足了业务提供商当前和未来所要面临的带宽需求。

通过使用表示为电流脉冲的比特进行通信，系统实际上驻留在其自己的领域内。通过避免和补偿桥式分接头和其它衰减因素导致的明显影响，该系统适合于不断改变的通信介质环境。而且，与现在所用的基于电压的任何传输技术相比，这种时移投影(并行)调制和比例处理的独特方法使得能够以更低的功率、更宽的带宽、在更远的距离上更准确地发送数据。

在根据本发明的一种实施例中，电流域数据传输(“CDDT”)使用电流源将能量施加给传输路径。而且，双线独立信号传输(“TWISTR”)描述了一种方法和编码方案，作为通常用于差分通信的单条信道的两条线路的双绞线对被用作两个独立的信号路径。这有效地产生了在任意跟定距离上最低两倍的数据速率增加。

在说明信号流的概念时，描述河水经江河流入大海的模拟情况。河水为了流入大海，必须有源源不断的河水。在这种情况下，海水被蒸发并随后以下雨的形式“返回”，从而使河水永不停止地流动。

如果使用地下填充的炸药向上炸动河水，则表面(横向)波和声(纵向)波将从爆炸点在所有方向上传播。这些波将传播而不“返回”。实际上，河水即使不流动，这些波也能传输。传导这些波的唯一需要仅仅是河水介质。

在所有介质中的波传播都遵守赫尔姆霍茨波等式，其单向形式表示如下： $\frac{{\∂}^{2}u}{{\∂t}^2}=v^2\frac{{\∂}^{2}u}{{\∂x}^2}$

所有的波传播现象，例如绳波、声波、水波、甚至麦克斯维尔平面波都满足赫尔姆霍茨波等式。

通过观察这个等式，甚至麦克斯维尔等式，本领域的普通技术人员能够看出它们显然是“点”等式。这意味着沿着连续可传导介质传播的波能量仅取决于给定点上的条件。这一等式决不会指定波传播所用返回路径的要求。沿着空间传播的光波并不需要返回路径。沿着大气传播的声波也不需要返回路径。电波也不需要返回路径。

仅当没有足够的介质来维持一个波时，才需要返回路径。通常，如果传导波的路径长度比信号波长短，则需要一条返回路径以足以通过整个波形。如果观察波长无限长的直流波，则需要一条返回路径。

在一种实施例中，如图51所示，可以比较TWISTR线路编码方案和以太网编码。在该图中，“S”代表对称。使用线路编码方案，如果需要发送“1”，则有源线路倾斜到下一电平。线路之间的动作交替降低了线路上的切换速率，从而延长了传输距离。传输开始于塞尖线路上的第一次转变。线路上的转变将符合下面的顺序：斜率上升、保持、斜率下降、保持、斜率下降、保持和斜率上升。

以太网上TWISTR_S的优点是明显的。使用一个平缓斜率发送一个比特，进入损耗传输的谐波被有效地“软化”。而且，通过降低快速振荡边沿相关的高频谐波，降低了线路电感的砖墙效应，使得信号能够在更远的距离上传输。慢速上升沿的另一个优点在于降低了所产生的电磁干扰。通过使用随后将要描述的电流域技术来进一步降低这种干扰。

TWISTR_S线路(塞尖或塞环)的每个周期发送4比特的信息。这是与16 QAM相同的信道容量。因为并行使用两个TWISTR_S信号(塞尖和塞环)，每赫兹提供8比特的信息。这等同于256 QAM编码中所包括的信息量；根据1999 xDSL报告，64 QAM是所使用的最高信道容量，并限制在4000英尺。QAM结构越高，则符号间距越小。因此越易于受噪声影响；因此，传输距离越短。TWISTR_S并不受紧密符号间距的影响。在逻辑上，1.544兆赫兹基本频率(我们使用1.5625MHz)的工业标准6000英尺的限制将在6000英尺上产生12.5兆比特/秒的TWISTR_S符号速率(8比特/赫兹)。在一种实施例中，TWISTR_S的传输是通过一对数字控制电流源。

电流源和电压源驱动的TWISTR数据信道可以被数学建模，其中表明CDDT方法产生较少的干扰。为了比较，两个平行的有限长度信号导线在图52中被图示。这些线路的长度非常短，因此不将其视为传输线路。第一条线路是将测量其发送的数据信道。第二条线路是在此测量发送的目标。因此，引入下述变量：M＝两个导线之间的互感；L＝从发送器测量时一条导线的串联电感；Cm＝两条导线之间的电容耦合；C＝任一导线的内部电容；K＝以伏特/秒的电压斜率的斜率；J＝以安培/秒的电流斜坡的斜率。此外，引入下列等式：

1emf(S)＝LSi(S)--通过任一导线的电流变化生成的反向电动势；

2emf(S)＝MSi(S)--由于数据导线内的电流变化导致的耦合到目标的电动势； $3v\left(S\right)=\frac{(\mathrm{Cm}+C)v\left(S\right)}{C}=\mathrm{Zv}\left(S\right)$ --因为电压源的变化在目标内引入的电压。 $4v\left(s\right)=\frac{K}{S^2}$ 电压斜坡 $5i\left(S\right)=\frac{J}{S^2}$ 电流斜坡

最好计算因为数据导线和目标之间的电感耦合和电容耦合导致的耦合到目标的能量，然后收集结果以便比较。电感耦合

对于电压斜率

1)通过数据导线的电流被发现等于等式1和4，它产生 $\frac{K}{S^2}=\mathrm{LSi}\left(S\right).$ 求解 $I\left(s\right)=i\left(S\right)=\frac{K}{{\mathrm{LS}}^3};$

2)将上式代入等式2发现耦合到目标的电动势，生成 $\mathrm{emf}\left(S\right)=\frac{\mathrm{MK}}{{\mathrm{LS}}^2};$

当将一个电压斜坡施加给数据导线时，在目标中引入一个斜坡。

对于电流斜坡：

1)在目标中引入的电动势是简单地将等式5代入等式2，产生： $\mathrm{emf}\left(S\right)=\frac{\mathrm{MJ}}{S}.$

上述结果是一个阶跃响应。电容耦合：

对于电压斜坡：

为了得到耦合的能量，我们简单地将等式4代入等式3。 $v\left(S\right)=\frac{\mathrm{KZ}}{S^2}$

上式是电压斜率。

对于电流斜坡：

为了得到电流斜率导致的电动势，我们将等式5代入等式1以确定电压，得到： $\mathrm{emf}\left(S\right)=\frac{\mathrm{LJ}}{S}i\left(S\right);$

然后将上式代入等式3。 $v\left(S\right)=\frac{\mathrm{JLZ}}{S}$

上式是一个阶跃响应。比较： ${\mathrm{emf}}_v\left(S\right)=\frac{K}{S^2}(Z+\frac{M}{L})$ ${\mathrm{emf}}_I\left(S\right)=\frac{J}{S}(\mathrm{LZ}+M)$

在图53中示出的上述等式表明电流斜坡产生的发送不同于电压斜坡。电压斜坡导致的干扰是一个斜坡。电流斜坡导致的干扰是一个阶跃函数。如果干扰出现在同一对线路的塞尖和塞环之间，则阶跃干扰将导致最少的损害。这是因为虽然该对线路一侧是有斜度的，但另一侧保持稳定。施加给稳定一侧的一个小阶跃将不会过多阻碍信号检测。

对于普通模式干扰(来自其它TWISTR电路和其它外部信源的干扰)，可以使用一个FPGA的具有很好的CMRR和敏感过抽样的差动电路。因为TWISTR_S中的比特信息重叠，所以信号最好包含内置的冗余以允许简单的纠错方案。

当执行“乒乓”方式通信时，通信线路每侧上的设备交替地发送然后接收。当设计使用数字控制电流源作为线路驱动器时，则本领域的一个普通技术人员能够轻易地实现接收模式和发送模式之间的切换。为了发送(传输)，数字输入被设置以发送将要发送的电流。对于接收模式，数字输入被设置为零电流。因为电流源被定义为一个开放电路，所以不需要从线路断开驱动器。

在一个实施例中，可以使用一个差动电路来消除干扰。图54示出给定输入波形的差动电路的输出。

差动放大器最好被构造以将塞环从塞尖中减去。如果这样做，则消除了普通模式干扰。因为差动放大器的输出不受线路切换限制的约束，能够使用由数字信号处理装置可提取的完整的所有原始发送的信息来重新构建一个信号

因为可以使用一个差动放大器来集合两条线路以生成一个带有完整原始数据的输出，已经开发了一种新的编码方法来利用这种现象。新的编码方法称作TWISTR_A。TWISTR_A结合零压缩和其它技术，并与TWISTR_S相比在性能上提高两倍。

通过观察差动放大器输出，应当注意到存在多个尖峰点。这些尖峰点可以轻易地和清楚地识别出比特边界。最好由一个FPGA在这些所检测的边沿上执行DPLL同步。斜率检测的抽样点将从所检测比特边沿偏移1/2比特周期。为了消除噪声并提高灵敏度，使用过抽样。

参见图54，仅当要发送1时信号才转变。这意味着包含过多零的发送数据可能导致输出维持在一个恒定电平上。如果信号必须通过交流耦合电路或者穿越POTS中所用的普通双绞线对磁性材料，这可能产生问题。

为了确保TWISTR信号维持在最小转换速率上，在塞尖或塞环的行中检测到每7个零则将一个1插入比特流内。图55图示在塞环上的1插入(X)。

即使线路在零电势上，也最好出现1插入。这种转变使DPLL能够维持同步。这些转变还防止接收器错误地检测静寂(在下一部分中要描述的)和丢弃电流信息包。

在一个实施例中，1插入计数器(OIC)开始计算ST字节的第一比特。对于一个为7的OIC计数，线路在大约16比特的周期上为低。这意味着最低切换速率周期是32比特周期。系统的最低可选传输速率是1.5625Mb/s。在这个速率上，最低切换谐波是1562500/32＝49Khz。这远在POTS的音频段之上。

香农(Shannon)的论文中所发现的一个原理如下：“……两个相同的信道(具有)两倍的发送信息的容量”。因为双绞线对的每条线路都是一条独立的信号路径，因此一个开始的主张(starting claim)或TWISTR_S是标准差动信令所用双绞线对带宽的两倍。

双绞线对通常是有损耗的。这意味着使用其特征阻抗来端接一个线路可能不如使用一个电阻来端接线路简单。损耗线路的特征阻抗一般是电抗性的。如果使用一个实际的阻抗来端接，一个电抗性的线路将最终产生反射。

接收侧的反射可以通过下面所要描述的反射消除算法来消除；然而，这将不允许为双工操作(两侧同时发送)优化线路。

存在多种提供端接以将能量从线路端点消除而不产生反射的独特方法。这些方法包括主动和被动的。

在一种实施例中，通过近端和远端的所有信息被划分成每个48至64字节的“组块”。每个“组块”被封装在一个帧中。这一处理被称作分组化。该帧使系统能够确定正在发送哪种信息(数据或管理/控制)。该帧提供一个简单的错误检测以确定系统质量，从而使系统能够采取措施来改善可靠性。

作为正常操作的一部分，该系统封装并发送OAM消息(操作和维护)。这些消息不是ATM的OAM信元。这些OAM消息专用于这一系统，并仅仅有几个字节(不是在ATM中完整的53个字节)。

每帧的第一字节称作ST字节(SYNC/TYPE)，它执行两个功能。第一个功能是远侧DPLL(数字锁相环)的开始参考。第二个功能是通知远侧所发送的帧类型。在一种实施例中，在第一版本的系统中有四个帧类型：1)信元数据传输ST＝11111010；2)组块数据传输ST＝11110101；3)OAM管理消息ST＝11111111；和4)OAM端接消息ST＝11110000。

系统内的这些字节最好在第一MSB发送。如本领域的普通技术人员将注意的，每个ST字节的最高有效比特包含相同的模式。这一模式是在塞尖上提供一个清楚的梯形以使远侧与其同步的同步模式。随后四个比特提供帧类型标识。

在一个实施例中，软件执行数据的简单校验和，该校验和是ST字节直到但并不包括校验和字节的所有字节的反转和。然而，也可以使用其它方案进行错误检测。

图56示出一个信元数据传输帧。信元数据传输是一个优选的传输方法，因为它包含并不需要封装在传输内的固有信息(例如信元大小)。

信元大小最好是FPGA编译的时间常数，信元大小为ATM信元传输而优化。在将数据输入FIFO之前删除帧信息。而且，在进入FIFO的信元的第一个字节上设置SOC标记。如果检测到信元的校验和错误或者突然结束，则用零填充信元的其余部分。记录校验和错误以及不完整的信元。

参见图57，示出组块传输帧，用于支持各种接口和所需要的测试平台。然而，如果不需要，最好不支持这个帧。

参见图58，示出OAM管理消息。这些消息的目的是允许RISC处理器通信来交换操作信息和控制。存在属于该帧类型的多个OAM消息。这些消息的一个应用是将该系统放置在线路检测模式，其中该系统执行一个迭代处理以补偿线路变化。

应当注意到图58所示的字段取决于正在发送的消息。在这个编排中，所有的AOM消息都是10字节。任何未用字段被视为保留以便将来使用。

参见图59，示出一个OAM启动消息。这个消息的目的是协商主机和从机之间的启动。在图59中，波特率以千比特/秒表示。尽管一个实施例可以在12.5M比特/秒或更低的操作速率上工作，该系统的另一个实施例可以以100M抽样/秒的速率进行抽样。在图59中，可设置的范围是1Kbps至65M比特/秒；其中1111111111111111＝65,536,000比特/秒。

在图60中，示出OAM消息，最好用于两个目的。第一个目的是通知远侧电流传输话路建立并可以开启它的传输。当没有信息要发送时它还用作“定时信号(heartbeat)”，这些信号被不断地来回发送以检测链路的完整性。这个消息的目的如下：1)表示话路建立；2)通知远侧可以接收的信元数量(其接收FIFO内剩余的空间量)；和3)在没有数据发送时操作为一个定时信号/线路检查消息。最好由FPGA自动生成OAM端接消息。

系统的典型工作模式最好包括加电模式、搜寻模式和工作模式。在加电模式，该系统执行多个自诊断，然后清除所有的计数器和控制变量。然后将其自身设置为搜寻模式。

在搜寻模式，主板将设置最低带宽模式。如果该设备是从设备，它将连续地监听直到它已经接收到一个OAM启动消息(它将不考虑所有其它消息)。如果该设备被配置为一个主设备，它将用一个启动应答消息应答。该主设备随后将发送另一个启动消息，该消息命令从设备提高到一个给定传输速率(将要使用的二进制树方法)。在新的等级上，从设备将再次监听并且主设备将发送启动消息。如果两侧都无差错地接收到消息，它们将执行这个操作直到实现最高波特率。在最新的版本中，将执行实际的线路测试(例如脉冲/阶跃响应)，这将允许迭代处理以确定最佳频率，和确定并补偿来自桥式分接头的反射。

当主设备设置主板之间的操作频率时，它将发出第一OAM端接消息，该消息将启动系统的乒乓操作。当一侧接收到一个端接消息时，它得知它已经控制线路并得知它可以发送的信元数量。数据信元发送的数量将比刚刚接收的空间A字节和它在FIFO内的信元数量少。当一侧完成发送时(如果它具有要发送的信息)，它将发送一个带有其FIFO内的剩余空间量的端接消息给另一侧，并重复该处理。

在普通操作过程中，如果任一侧都没有在可配置的时间周期内检测到一个OAM端接消息(HbtTimeout)，则该侧将返回搜寻模式。该周期最好不长于一侧在缓冲器存满时清除缓冲器所需时间的1.5倍。

当存在连续八个比特周期没有转变时最好认为在线路(塞尖或塞环)上出现静寂。维持静寂状态，只要线路上未出现转变。存在两种类型的静寂即真静寂和假静寂。

当线路电势在“零伏”状态下保持第一个八比特周期的静寂周期时，检测到真静寂状态。真静寂的“零伏”状态是当电压不超过梯形幅值的25％时。真静寂用于描述帧之间的距离(非常类似于HDLC内的标记符号)。在各帧之间，在一条线路上发送真静寂，仅允许另一条线路提供同步。当发送器将线路控制让给另一侧时，在两条线路上发送真静寂。这在发送OAM端接消息之后出现。这种技术提供冗余信令。

当线路不在“零伏”状态下保持全部八个比特周期的静寂判断周期时，检测到FALSE(假)静寂状态。最好在普通操作时不为任何信令目的发送FALSE静寂。在保持一个直流电平来测量线路“下降”的线路测试过程使用类似于FALSE静寂的线路状态。这一测量使TWISTR能够确定线路的最小切换速率，如果需要的话，可以在很长的线路上预先补偿下降。

最好使用TRUE(真)静寂来终结每帧。在发送了CKSUM字节的最后一个比特之后在下一个比特周期内执行终结。因为终结的目的是将线路电势设置为零，因此不需要不断转换。图61示出到TRUE静寂的帧终结，其中“S”表示静寂，“T”表示终结周期。

帧之间的距离提供失去同步时的恢复手段。帧之间的状态最好是独特的，并在一帧开始时提供有效的启动同步。图62图示帧之间的多个信号的实施例。在一个实施例中。在塞环电路上恰好有八个静寂状态。这强制接收器进入静寂终结模式，导致在发送完帧之后失去同步并记录比特。在另一个实施例中，通过使用编码变化来在3个比特周期而非15个比特周期内强制终结，从而缩短帧内时间。

噪声边沿是用于确定在两个抽样之间检测到的变化是否很大的一个数值。如果两个抽样之间的差值小于或等于线路上所检测的噪声，则可以认为线路上没有变化。在静寂周期内，系统不断抽样差动放大器输出以算术地确定噪声边沿。通过读取每个比特周期上的抽样并计算所有抽样之间的最大一最小差值来确定噪声边沿。然后存储这个数值。在静寂周期内为所有其它比特完成这个处理。所有比特周期抽样的最大的最大-最小差值成为用于所接收的下一帧的噪声边沿。如果所测量的噪声边沿大于所期望的斜率差值，则系统最好进行响应。在另一种实施例中，因为能够执行过抽样的数量，可以平均信号来降低噪声。

参见图63和64，最好通过抽样来检测斜率。然而，也可以使用其它公知的方法。最好由一个FPGA来执行差动放大器输出的最小的八次过抽样。即，在每个比特周期内最少执行八次抽样。在比特周期的前半部执行两个抽样(A和B)，在比特周期的后半部执行两个抽样(C和D)。

在一个实施例中，最好由PIC处理器保持计数器以询问如图65所示的网络管理单元。

如上所示，在一个实施例，为一个无线系统建立一个双线系统，每条线路上有不同的信号。这使得能够执行并行时间偏移电流调制处理。该系统提供并行时间偏移，因为两个脉冲的峰值在不同的时间位置上，两个脉冲的斜率不同，斜率上的比特在时间位置上不同，但是两个脉冲的开始和结束在相同的时间位置上。

参见图66至68，示出根据本发明的系统的另一个实施例的简图和方框图。该系统包括一个数据发送器设备、无线数据传输介质和一个数据接收器。数据接收器接收发送器通过无线数据传输介质发送的数据信号。

参见图71，发送器的单个结束输出由发送器输出网络(即D5、D6、D7、D8、R22和C16)转换成一个双结束输出，输出5通过门电路2和3连接到天线，输出6通过门电路2和3并通过天线回线到C45连接到地。因此，提供了信号的无线传输。

参见图68，发送器的单个结束输入被转换成双结束输入，天线IN通过门电路2和3连接到天线，天线回线IN通过门电路2和3通过天线回线到C45连接到地，使用从天线通过天线回线到C45再到地的冗余电流建立了一个等价双线系统。因此，接收了无线传输信号。

应当理解在此所描述的仅仅是本发明的优选实施例。在不脱离如权利要求书所定义的本发明的实际保护范围和精神的情况下，可以在该实施例中进行各种变化和修改。应当理解在一个实施例中所讨论的特征、结构和功能都可以结合到本文所述的另一实施例中。

Claims (91)

1.一种在通信线路上发送作为电流脉冲序列的电压信号波形的方法，包括步骤：

将输入电压信号波形转换成非差动电流信号波形；

提供预定的基本恒定的电压；

响应所述电流信号波形将所述非差动电流脉冲发送到包括多条线路的所述通信线路上；和

当发送所述非差动电流脉冲时，在具有未确定阻抗的所述通信线路上维持一个偏置电压。

2.根据权利要求1所述的方法，还包括步骤：在发送所述电流脉冲的步骤之前对所述电流信号波形滤波。

3.根据权利要求2所述的方法，其中所述滤波步骤还包括：

在一对反向偏置的二极管之间接收所述电流信号波形，每个二极管都具有两端，所述该对反向偏置的二极管的第一端接收所述电流信号波形，所述该对反向偏置的二极管的第二端连接到地；和

差分所述电流信号波形，所述差分器具有两端，所述差分器的第一端连接到所述该对反向偏置的二极管的第一端，所述差分器的第二端连接到一个电容器。

4.根据权利要求1所述的方法，还包括步骤：在发送所述电流脉冲的步骤之前，放大所述电流信号波形。

5.根据权利要求1所述的方法，其中维持所述偏置电压的步骤还包括步骤：

提供具有可调整阻抗的发送器电路，所述发送器电路连接到所述通信线路；

通过从所述发送器电路发送的信号来测量所述通信线路的阻抗；和

根据所述测量来调整所述发送器电路的所述阻抗，以便在所述电流脉冲的传输过程中在所述通信线路上提供所述偏置电压。

6.根据权利要求5所述的方法，其中测量步骤还包括步骤：在所述通信线路上发送至少一个参考/校准脉冲，并测量线路阻抗对所述电流脉冲的影响。

7.根据权利要求1所述的方法，还包括步骤：提供适合于检测和测量所述电流脉冲的接收器。

8.根据权利要求1所述的方法，还包括步骤：

提供连接到发送器电路的数据输入，该发送器电路包括与可变电阻串联的电容器；

将输入的所述电压脉冲转换成所述电流脉冲以便传输。

9.根据权利要求1所述的方法，其中所述偏置电压维持在大约1伏上。

10.一种在通信线路上发送数据信号的方法，包括：

生成将要发送的代表数据的非差动电流脉冲；

在具有未确定阻抗的所述通信线路上发送该非差动电流脉冲；

提供远端接收器，适合于接收所述非差动电流脉冲以及检测和测量所述非差动电流脉冲所生成的电流以将所测量的电流转换成数据。

11.根据权利要求10所述的方法，包括步骤：

生成参考电流脉冲并在通信线路上予以发送；和

接收该参考脉冲并调整所述接收器以根据所生成的用于表示数据的所述电压脉冲来检测和测量电流。

12.一种将输入电压信号波形作为非差动电流脉冲序列发送到通信线路上的电路，包括：

转换器，用于接收所述输入电压信号波形，并响应该输入电压信号波形生成输出；和

发送器，响应所述转换器的所述输出，在具有未确定阻抗的所述通信线路上发送所述非差动电流脉冲信号序列。

13.根据权利要求12所述的电路，还包括一个可操作地连接在所述转换器和所述发送器之间的滤波器。

14.根据权利要求12所述的电路，还包括一个可操作地连接在所述转换器和所述发送器之间的放大器。

15.根据权利要求12所述的电路，其中所述转换器包括：

第一共发射极晶体管；

第一，第二和第三电容器，分别具有两端；

所述第一电容器的第一端接收所述输入电压信号波形；

所述第一电容器的第二端和所述第二电容器的第一端连接到所述第一共发射极晶体管的基极；

连接在所述第一共发射极晶体管的集电极和电压输入之间的电阻；

所述第三电容器的第一端连接到所述共发射极晶体管的所述集电极，所述第三电容器的所述第二端连接到所述第二电容器的所述第二端；和

连接到所述第二和第三电容器的所述第二端的电阻。

16.根据权利要求13所述的电路，其中所述滤波器包括：

一对具有两端反向偏置的二极管；

所述该对反向偏置的二极管的第一端可操作地连接到所述转换器；

差分器，可操作地连接到所述该对反向偏置二极管的第二端；和

连接在所述差分器和所述放大器之间的电容器。

17.根据权利要求16所述的电路，其中所述差分器包括与可变电阻串联的电容器。

18.根据权利要求14所述的电路，其中所述放大器包括：

第二共发射极晶体管，具有连接到所述发送器的集电极；

连接到电压输入的电阻，所述电阻还连接到所述第二共发射极晶体管的所述集电极和所述发送器；和

所述第二共发射极晶体管的基极接收所述电流信号波形。

19.根据权利要求15所述的电路，其中所述发送器包括：

包括第一端和第二端的第一电容器，所述第一端可操作地连接到所述放大器；

一对具有两端的反向偏置的二极管；

所述该对反向偏置的二极管的第一端连接在所述第一电容器的第二端和地之间；

具有两端的可变电阻；

所述可变电阻的第一端连接到所述第一电容器的第二端和所述该对反向偏置二极管的所述第一端；和

具有两侧的第二电容器，所述第二电容器的第一侧连接到所述可变电阻的第二端，其中所述第二电容器的所述第二端连接到通信线路。

20.一个作为电流脉冲序列发送一个输入电压信号的电路，包括：

第一和第二共发射极晶体管；

第一、第二、第三、第四、第五、第六和第七电容器，分别具有两端；

第一，第二和第三可变电阻，分别具有两端；

分别具有两端的第一和第二电阻，；

第一和第二对反向偏置二极管，每对都具有两端；

所述第一电容器的第一端接收所述输入电压信号波形；

所述第一电容器的第二端和所述第二电容器的第一端连接到所述第一共发射极晶体管的基极；

连接在所述第一共发射极晶体管的集电极和电压输入之间的第一可变电阻；

所述第三电容器的第一端连接到所述第一共发射极晶体管的所述集电极，所述第三电容器的所述第二端连接到所述第二电容器的所述第二端；和

所述电阻的第一端共同连接到所述第二和第三电容器的所述第二端；

所述第一对反向偏置二极管的第一端可操作地连接到所述第二电阻的第二端和所述第四电容器的第一端；

所述第四电容器的第二端连接到所述第二可变电阻的第一端；

所述第五电容器的第一端连接在所述第二可变电阻的第二端和所述第二共发射极晶体管的基极之间；

所述第二电阻的第一端连接到所述电压输入；

所述第二电阻的第二端连接在所述第二共发射极晶体管的集电极和所述第六电容器的第一端之间；

所述第二对反向偏置的二极管的第一端连接到所述第六电容器的第二端；

所述第三可变电阻的第一端连接到所述第六电容器的第二端和所述第二对反向偏置二极管的所述第一端；和

所述第七电容器的第一端连接到所述第三可变电阻的第二端，其中所述第七电容器的所述第二端连接到所述通信线路。

21.根据权利要求20所述的电路，还包括通过所述通信线路可操作地连接到所述发送器的接收器。

22.一种将电流脉冲序列发送到通信线路上的方法，包括步骤：

将数据转换成非差动电流脉冲；和

将所述非差动电流脉冲信号发送到具有未确定阻抗的所述通信线路上。

23.根据权利要求22所述的方法，其中通信线路包括塞尖和塞环线路。

24.根据权利要求22所述的方法，还包括步骤：施加一个预定电压以在传输过程中偏置所述通信线路。

25.根据权利要求24的方法，还包括步骤：施加预定电压以在传输过程中偏置所述通信线路。

26.根据权利要求25所述的方法，还包括步骤：改变所述偏置电压的功率输入以在所述电流脉冲的传输过程中维持所述通信线路上的所述偏置电压基本上恒定。

27.根据权利要求22所述的方法，还包括步骤：

将输入电压信号波形转换成电流信号波形；

提供预定的基本恒定的电压；和

响应所述电流信号波形将所述电流脉冲发送到所述通信线路上。

28.根据权利要求27所述的方法，还包括步骤：

施加预定电压以在传输过程中偏置所述通信线路；和

改变所述偏置电压的功率输入以在所述电流脉冲的传输过程中维持所述通信线路上的所述偏置电压基本上恒定。

29.根据权利要求27所述的方法，还包括步骤：在发送所述电流脉冲的步骤之前对所述电流信号波形滤波。

30.根据权利要求22所述的方法，还包括步骤：提供适合于检测和测量所述电流脉冲的接收器。

31.一种将非差动电流脉冲信号序列发送到通信线路上的方法，包括步骤：

将数据转换成非差动电流脉冲；

在包括塞尖和塞环线路并具有未确定阻抗的所述通信线路上发送所述非差动电流脉冲；和

提供适合于将所述非差动电流脉冲解译成所述数据的远端接收机。

32.一种数据通信方法，包括步骤：

提供参考电压电势；

提供可操作地连接到所述参考电压电势的端接阻抗；

提供可操作地连接到所述端接阻抗和通信线路的可变控制阻抗；

响应电压输入数据信号来改变所述可变控制阻抗；和

响应所述可变控制阻抗的改变检测在通信线路上的电流变化。

33.根据权利要求32所述的数据通信方法，还包括步骤：提供可操作地连接到通信线路的另一个参考电压，并维持参考电压之间的基本恒定的阻抗值。

34.一种将电压信号波形作为电流脉冲序列发送到天线和无线通信介质上的方法，包括步骤：

将输入电压信号波形转换成电流信号波形；

提供预定的基本恒定的电压；

响应所述电流信号波形将所述电流脉冲发送到所述天线上；和

在发送所述电流脉冲时维持所述天线上的偏置电压。

35.根据权利要求34所述的方法，还包括步骤：在发送所述电流脉冲的步骤之前对所述电流信号波形滤波。

36.根据权利要求35所述的方法，其中所述滤波步骤还包括：

接收一对反向偏置二极管之间的所述电流信号波形，每个二极管都具有两端，所述该对反向偏置二极管的第一端接收所述电流信号波形，所述该对反向偏置二极管的第二端连接到地；和

差分所述电流信号波形，所述差分器具有两端，所述差分器的第一端连接到所述该对反向偏置二极管的第一端，所述差分器的第二端连接到电容器。

37.根据权利要求34所述的方法，还包括步骤：在发送所述电流脉冲的步骤之前放大所述电流信号波形。

38.根据权利要求34所述的方法，其中维持所述偏置电压的步骤还包括步骤：

提供具有可调阻抗的发送器电路，所述发送器电路连接到所述天线；

通过从所述发送器电路发送信号来测量所述天线的阻抗；和

根据所述测量来调整所述发送器电路的所述阻抗以在所述电流脉冲的传输过程中提供所述天线上的所述偏置电压。

39.根据权利要求34的方法，还包括步骤：提供适合于检测和测量所述电流脉冲的接收器。

40.根据权利要求34的方法，其中所述偏置电压维持在大约1伏。

41.一种通过无线连接发送数据信号的方法，包括：

生成代表将要发送数据的电流脉冲；

将该电流脉冲发送到天线上；

提供远端接收器，它适合于接收所述电流脉冲，并检测和测量由所述电压脉冲生成的电流以将所测量的电流转换成数据。

42.一种方法，包括步骤：

将一对输入信号提供给差动放大器以生成重新构建的数据传输信号；和

从该重新构建的数据传输信号中提取原始发送的信息。

43.根据权利要求42所述的方法，还包括步骤：

在该重新构建的数据传输信号中识别比特边界；并使用该比特边界来执行同步。

44.根据权利要求43所述的方法，还包括步骤：至少部分根据所识别的比特边界来识别抽样点。

45.根据权利要求45所述的方法，还包括步骤：在抽样点上对重新构建的数据执行斜率检测。

46.根据权利要求45的方法，还包括步骤：根据所检测的斜率来提取数据。

47.根据权利要求42的方法，还包括步骤：

将数据信号插入至少一对输入信号中；和

使用该数据信号来维持最低转换速率。

48.一种方法，包括步骤：

分组化通过控制电流源在传输介质上发送的信息；和

将一帧包括在该分组化信息内。

49.根据权利要求48的方法，还包括步骤：在帧中提供信元数据传输信息。

50.根据权利要求48所述的方法，还包括步骤：在帧中提供组块数据传输信息。

51.根据权利要求48所述的方法，还包括步骤：在帧中提供操作和维护消息。

52.根据权利要求51所述的方法，还包括步骤：在操作和维护消息中提供一个启动消息。

53.根据权利要求51所述的方法，还包括步骤：在操作和维护消息中提供一个终结消息。

54.一种方法，包括步骤：

对使用控制电流源在传输介质上发送信息的设备执行自诊断；

确定通过传输介质发送信息的速率；和

通过该传输介质发送信息。

55.一种方法，包括步骤：

检测传输线路上没有转变的周期；和

确定在该周期内是否存在一个真静寂状态。

56.根据权利要求55所述的方法，其中确定是否存在真静寂状态的步骤包括确定传输线路是否具有低于预定阈值的电压。

57.根据权利要求55所述的方法，还包括步骤：在真静寂状态过程中终结一帧。

58.根据权利要求55所述方法，还包括步骤：在真静寂状态下确定传输线路上的噪声边沿。

59.一种使用双绞线对进行独立信号传输的方法，包括步骤：

使用具有输出的控制电流源生成多个数字信号；和

编码该数字信号。

60.根据权利要求59所述的方法，其中编码数字信号的步骤包括响应接收二进制值“1”作为数字信号之一使控制电流源输出上升。

61.根据权利要求59所述的方法，还包括步骤：通过一对电导线发送数字信号。

62.根据权利要求59的方法，还包括步骤：通过交替地发送信号和接收返回信号来通过一对电导线发送数字信号。

63.根据权利要求59所述的方法，还包括步骤：以大约12.5M比特/秒在大约6000英尺上通过一对电导线发送数字信号。

64.一种方法，包括步骤：

使用包括多个控制电流源的设备生成多个数字信号，每个电流源具有一个输出；和

在一对电导线上编码数字信号。

65.根据权利要求64的方法，其中编码数字信号的步骤包括响应接收二进制值“1”作为数字信号之一使控制电流源输出上升。

66.根据权利要求64所述的方法，还包括步骤：在该对电导线之间交替数字信号。

67.根据权利要求64所述的方法，还包括步骤：以大约12.5M比特/秒在大约6000英尺上通过该对电导线发送数字信号。

68.根据权利要求64所述的方法，还包括步骤：

将数字信号提供给差动放大器以生成重新构建的数据传输信号；和

从该重新构建的数据传输信号中提取原始发送的信息。

69.根据权利要求68所述的方法，还包括步骤：

在该重新构建的数据传输信号中识别比特边界；并使用该比特边界来执行同步。

70.根据权利要求69所述的方法，还包括步骤：至少部分地根据所识别的比特边界来识别抽样点。

71.根据权利要求70所述的方法，还包括步骤：在抽样点上对重新构建的数据执行斜率检测。

72.根据权利要求71所述的方法，还包括步骤：根据所检测的斜率来提取数据。

73.根据权利要求64的方法，还包括步骤：

对设备执行自诊断；和

确定通过电导线的发送速率。

74.一种在具有纵向阻抗的通信线路上发送数据的方法，包括步骤：

将信号发送到包括数据的线路上；

根据接近线路接收端的至少一部分线路纵向阻抗上的线路阻抗的至少一个元件的测量来确定数据。

75.根据权利要求74所述的方法，包括：

给接近线路接收端的线路提供一个电抗元件，并向其添加阻抗，针对所添加的电抗元件来进行测量。

76.根据权利要求75所述的方法，其中电抗元件是一个电阻，所测量的阻抗成分是电压。

77.根据权利要求74所述的方法，其中测量包括检测信号单元的斜率。

78.根据权利要求77所述的方法，其中测量包括检测信号单元的斜率。

79.根据权利要求76所述的方法，其中电压在线路和接近线路接收端的低充电参考点之间。

80.根据权利要求74所述的方法，其中发送步骤包括在1000英尺的线路上发送。

81.根据权利要求79所述的方法，其中发送步骤包括在1000英尺的线路上发送。

82.根据权利要求74所述的方法，包括步骤：相邻地设置第二传输线路，并将信号发送到包括数据的第二线路上；并根据接近第二线路接收端的至少一部分线路纵向阻抗的线路阻抗的至少一个元件的测量来确定数据。

83.就权利要求82所述的方法，其中发送步骤包括在1000英尺的每条线路上发送。

84.一种在具有一个纵向阻抗的通信线路上发送数据的方法，包括步骤：

将信号发送到包括数据的线路上；和

根据线路和接近线路接收端的低充电参考点之间的参考电压的测量来确定数据。

85.根据权利要求84所述的方法，其中低充电参考点是相对于线路接收端的地。

86.根据权利要求84所述的方法，其中通信线路作为双绞线对与第二传输线路物理上耦合。

87.根据权利要求86所述的方法，包括：

将独立信号发送到包括数据的第二线路上；和

根据第二线路和接近第二线路接收端的低充电参考点之间的参考电压的测量来确定数据。

88.根据权利要求87所述的方法，包括比较第一和第二线路之间测量的电压并生成至少一个驱动数据信号。

89.根据权利要求88所述的方法，其中比较步骤包括相减两个电压信号。

90.根据权利要求84所述的方法，其中发送步骤包括在1000英尺的线路上发送。

91.根据权利要求89所述的方法，其中发送步骤包括在1000英尺的线路上发送。

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