CN1452809A - 重影消除均衡器 - Google Patents

Abstract

一种均衡器，通过以下步骤实质上消除所接收的主信号的重影：(i)对所接收的主信号和重影施加系数b(b可以等于1)以便调制所接收的主信号和重影，使得所接收的主信号和重影不相等，(ii)对经调制的所接收的主信号和所述重影施加系数a，以便实质上消除重影，(iii)按窗函数对实质上无重影的所接收的主信号施加系数c，以便移去由系数b强加于所接收的主信号上的调制。

Description

重影消除均衡器

本发明的技术领域

本发明针对实质上消除直到并包括100％重影的信号重影的均衡器。

发明背景

通常由于信号通过不同的传输通路到达接收机，在所述接收机中产生重影。例如，在具有单个发射机的系统中，由于信号反射，可能发生信号的多径传输。也就是说，接收机接收发送信号以及所述发送信号的一个或多个反射。又如，在具有使用相同载频向接收机发射相同信号的多个发射机的系统中，可能发生信号的多径传输。把支持这种类型的传输的网络典型地称为单频网络。

当信号通过两个或多个不同传输通路到达接收机时，产生干涉图样。在频域中，由沿频率轴可变的信号幅度表明该干涉图样。图1中示出了当重影为100％时，产生的干涉图样。该干涉图样在某些频率处具有0幅度或接近0幅度。因此，在这些频率的附近中的所接收的主信号中所包含的任何信息有可能丢失，因为在这些频率附近的信噪比低于可用的阈值。

已设计了各种系统来处理由重影造成的问题。例如，扩展频谱系统通过将所发送的数据扩展遍布到相当大的带宽上，以足够处理100％重影的问题。因此，即使100％重影意味着在对应于幅度0的频率附近可能丢失某些信息，但是由于把它扩展到不对应于所述幅度0的频率的高概率，仍可恢复数据元素。不幸地是，对于许多应用来说，与扩展频谱系统相关联的数据速率典型地太低了。(把所述数据速率定义为每赫兹信道带宽的数据比特的个数。)

在接收机中使用匹配滤波器以便处理重影问题也是已知的。在这种方法中，把数据作为数据矢量传送。所述匹配滤波器使所接收到的数据与对应于可被传送的可能数据矢量的参考矢量相关。所接收到的主信号与所述对应于所发送的数据矢量的参考矢量的相关，产生了大峰值，而所接收到的主信号与其它可能参考矢量的相关，产生了小峰值。因此，在接收机中可容易地检测出所发送的数据矢量。不幸的是，对于许多应用来说，与所述匹配滤波器的使用相关联的数据速率仍然典型地太低了。

当要求高数据速率时，常在接收机中使用均衡器，以便减少主信号的重影。时域均衡器的一个经典例子是FIR滤波器。FIR滤波器将图2中一般所示出的它的响应h(t)与所接收到的信号进行卷积。所接收的信号包含所述主信号和所述主信号的重影。所述FIR滤波器产生具有表示所述主信号的大峰值的输出。主信号的重影在所述FIR滤波器的输出中具有小分量。然而，如图2所示，FIR滤波器的抽头值a¹、a²、a³...取决于a的值，并且为了使用FIR滤波器来完美地消除100％重影，所述FIR滤波器响应的值a必须接近1。当所述值a接近1时，所述FIR滤波器的抽头的值不是渐近地向着0减少。因此，如果要消除100％重影，FIR滤波器变得无限长，使FIR滤波器不能消除100％重影。

图3中示出了频域均衡器10的例子。该频域均衡器10包括快速傅里叶变换(FFT)模块12，该模块在所接收的信号上进行快速傅里叶变换，以便将所接收到的信号转换到频域。乘法器14用包括一行系数A_i的补偿矢量乘以FFT模块12的频域输出。反向FFT模块16在由所述乘法器14产生的乘法结果上进行反向FFT，以便将所述乘法结果转换到时域。

图4说明了可由所述频域均衡器10使用的示例性的一组系数A_i。这样选择系数A_i，使得当由乘法器14将它们与所接收到的信号的FFT相乘时，所述系数A_i消除了所接收到的信号中的重影，只留下主信号。应该注意到所述系数A_i应该在干涉图样具有0幅度的频率处具有无限的幅度。然而，实际上不能使所述系数A_i无限。因此，在这些频率处切断了所述系数A_i，这意味着在所述切断的频率处丢失了所接收的主信号中的信息，使得反向FFT模块16的输出变成仅是发送数据的近似。

而且，在用于图3的频域均衡器10中的矢量之间使用空的保护间隔是已知的。在图5中示出了所述保护间隔，并这样给出所述保护间隔，使得所接收的矢量与所接收的矢量的重影不重叠，因为这样的重叠可造成符号间的干扰。从而，所述保护间隔应当至少与预期的重影一样长。使用矢量的循环延拓，以便给予所接收到的主信号有周期性的外部特征。因此，所接收到的信号的快速傅里叶变换和所接收到的信号的傅里叶变换看上去是等同的。

1998年9月22日申请的美国申请09/158,730中所揭示的发明是针对克服一个或多个上述问题的均衡器。根据该发明，如图6所示的矢量域均衡器20依靠矢量来将发送数据分布于时间和频率中，使得在时域和频域中所述矢量实质上是随机的。因此，在高重影的信道中，可恢复所有的数据而只带有小噪声增强，而所存在的任何增强的噪声接近于白噪声。

所述矢量域均衡器20反向矢量域变换22和矢量域变换24，它们由信道26分开。因此，所述反向矢量域变换22可以是发射机的一部分，而所述矢量域变换24可以是接收机的一部分。反向矢量域变换22在输入数据块和变换矩阵之间进行矩阵乘法。所述输入数据块可包括以行排列的任何数量的数据元素。这些数据元素可以是比特、符号或任何其它的适当的数据实体。所述变换矩阵包括多个以列排列的矢量，并且变换矩阵的每个矢量最好具有与输入数据块相当数量的数据元素。同样地，所述变换矩阵的矢量的个数最好与所述输入数据块中的数据元素的个数相当。因此，如果输入数据块中有256个数据元素，则变换矩阵应该最好具有256个每个具有256个元素的矢量。所述反向矢量域变换22的的输出是具有与输入数据块的数据元素相当数量的数据元素的输出数据块。从而，如果在输入数据块中有256个数据元素，则输出数据块具有256个数据元素。

所述矢量域变换24在所接收的主信号和多个接收机矢量V_R之间进行矩阵乘法。例如，按行矢量接收通过信道26而发送的数据。在矩阵乘法期间，所述矢量域变换24用接收机矢量V_R的第1列中的对应分量乘以所接收的行矢量的每个分量，并对乘法结果求和，以在所述矢量域变换24的输出产生矢量r_i的第1分量r₁。接着，所述矢量域变换24用接收机矢量V_R的第2列中的对应分量乘以所接收的行矢量的每个分量，并对乘法结果求和，以产生输出矢量r_i的第2分量r₂，依此类推。

假设无诸如可能由信道干扰引起之类的信道失真，并假设矢量域变换24使用与反向矢量域变换22所使用的矢量相同的矢量，有所述矢量域变换24进行的矩阵乘法产生原始输入数据块。然而，如果存在信道失真，由所述矢量域变换24产生的实际输出数据块将不等于原始输入数据块。因此，调用训练对话期，在其中根据信道失真而调整所述矢量域变换24的矢量，使得在存在信道失真的情况下，恢复原始输入数据块的数据。

美国申请09/158,730的发明能相当好地工作。然而，本发明用较少的计算产生了类似的结果。

发明概述

根据本发明的一方面，一种用于处理数据块的均衡器包括有限滤波器和后处理器。所述有限滤波器具有输出，并且把所述有限滤波器设置成实质上从所接收到的信号中消除重影，以便在输出处提供实质上无重影的信号。把后处理器设置成向所述有限滤波器的输出施加窗函数。所述窗函数具有实质上等于数据块的持续时间的持续时间。

根据本发明的另一方面，一种均衡器包括预处理器、有限滤波器和后处理器。所述预处理器对所接收的主信号和所接收的主信号的重影施加系数b，以便调制所接收的主信号和所述重影。所述有限滤波器对经调制的所接收的主信号和重影施加系数a，以便实质上消除所述重影。所述后处理器对所述有限滤波器的输出中的所接收的主信号施加系数c作为窗函数，以便除去由所述系数b强加于所接收的主信号上的调制。

根据本发明的又一方面，一种实质上消除所接收的包含数据块的主信号的重影的方法，包括以下步骤：a)对所接收的主信号和重影施加系数a，以便实质上消除所述重影，从而产生实质上无重影的信号，其中所述系数a具有比数据块的持续时间长的持续时间；以及b)对实质上无重影的信号施加系数c，其中所述系数c形成具有实质上等于数据块的持续时间的持续时间的窗函数。

附图简述

通过下面连通附图的详细考虑，本发明的这些和其它的特点和优点将变得更清楚，附图中：

图1示出了当接收机在实质上相同的时间接收相同频带中的两个信号时能产生的干涉图样；

图2说明了为了消除重影而常作为接收机中的时域均衡器使用的FIR滤波器的响应；

图3说明了为了消除重影而用于接收机的频域均衡器；

图4说明了为了消除重影而由图3的频域均衡器所使用的示例性的一组系数A_i；

图5说明了可在使用均衡器的系统中的发射矢量之间使用的保护间隔；

图6说明了包括矢量域变换对(即矢量域变换和反向矢量域变换)的均衡器；

图7说明了根据本发明的均衡器的第1实施例；

图8说明了根据本发明的均衡器的第2实施例；

图9说明了图7和8中所示的均衡器的预处理器的响应的第1实施例；

图10说明了图7中所示的均衡器的卷积器的响应；

图11说明了图8中所示的均衡器的乘法器的响应的实部；

图12说明了图8中所示的均衡器的乘法器的响应的虚部；

图13说明了图7和8中所示的均衡器的后处理器的响应的第1实施例；

图14说明了图7和8中所示的均衡器的预处理器的响应的第2实施例；

图15说明了图7和8中所示的均衡器的后处理器的响应的第2实施例；

图16是所接收的主信号及其重影的时域说明；

图17说明了在时域中预处理器响应的输出；

图18说明了根据本发明的均衡器的第3实施例；

图19说明了根据本发明的均衡器的第4实施例；

图20说明了图19中所示的均衡器的乘法器的响应的实部；

图21说明了图19中所示的均衡器的乘法器的响应的虚部；以及

图22说明了图19中所示的均衡器的后处理器的响应。

详细描述

图7中示出了根据本发明的均衡器100，它包括预处理器102、有限滤波器104以及后处理器106。均衡器100的预处理器102用系数b乘以所接收的来自信道的信号。在图7中把所接收的来自信道的信号指定为数据输入。预处理器102是调制所接收到的主信号及其重影的调制操作，使得重影小于所接收到的主信号。因此，所述重影不再是100％重影。

如图7所示，有限滤波器104是卷积器108。因此，在卷积器108中用系数a卷积预处理器102的乘法结果。由卷积器108进行的卷积从预处理器102的乘法结果中消除了重影。

后处理器106用系数c乘以来自卷积器108的卷积结果，使得后处理器106的输出是发射到信道中的数据。在图7中把后处理器106的输出处的数据指定为数据输出。后处理器106将预处理器102所强加的调制的效应反转，并对卷积器108的输出施加窗函数。该窗函数具有实质上与数据输入块的持续时间相等的持续时间。

由于后处理器106对卷积器108的输出施加窗函数，使得数据输出块暂时匹配对应的数据输入块，例如诸如上述关于图2所描述的那样，可以把卷积器实现为FIR滤波器。也就是说，由于由后处理器106所施加的窗函数，FIR滤波器的抽头的数量不需要是无限的，而可被限制到合理的数量。例如，这些抽头可具有两倍于数据输入块的持续时间的持续时间。

提供控制器109来测量分开所接收的主信号及其重影的时间间隔d。如下所述，可以把间隔d用于成形系数b、a和c。控制器109向预处理器102提供系数b，向卷积器108提供系数a，并向后处理器提供系数c。控制器109还把预处理器102、卷积器108和后处理器106同步到通过所述均衡器100的每块数据。可用保护间隔来分开每两块数据。

图8说明了与图7中所示的均衡器100等效的均衡器110，它包括预处理器112、有限滤波器114和后处理器116。有限滤波器114包括快速傅里叶变换118、乘法器120和反向快速傅里叶变换122。从而，尽管有限滤波器104在时域中操作，有限滤波器114实质上在频域中操作，其中乘法器120将复系数A(下述)施加到快速傅里叶变换122的频域输出。

因此，均衡器110的预处理器112用系数b乘以所接收的来自信道的信号。再次，预处理器112实际上是调制所接收的主信号及其重影的调制操作，使得所述重影与所接收的主信号不相等。因此，重影不再是100％重影。由快速傅里叶变换122将预处理器112的乘法结果转换到频域，乘法器120用复系数A乘以来自快速傅里叶变换118的频域乘法结果，以便从预处理器112的乘法结果中消除重影，并且反向快速傅里叶变换122将无重影的、频域的、经调制的接收主信号转换到时域。后处理器116用系数c乘以来自有限滤波器114的输出，以便如上所述将预处理器102所强加的调制的效应反转，并对反向快速傅里叶变换122的输出施加窗函数。

控制器124测量间隔d，分别向预处理器112、乘法器120以及后处理器116提供系数b、A和c，并将预处理器112、有限滤波器114和后处理器116同步到通过所述均衡器110的每块数据。

如图9中作为例子所示出的那样，由预处理器102和122所施加的系数b可以是离散阶跃。这些阶跃的每一个具有等于间隔d的沿时间轴的宽度，所述间隔d是分开所接收的主信号及其重影的时间间隔。同样地，任一阶跃的幅度与邻接的前一阶跃的幅度的比值是α，其中α是常数并且最好小于1。在图9中所示的例子中，α是0.8。而且，把系数b作为块施加到每个数据输入块，因此，在系数b的块的开始处的t₀和在系数b的块的结束处的t_b+d之间的差相当于数据输入块的时间上的长度加上d，其中如上所述d是分开所接收到的主信号及其重影的时间间隔。例如，如图9所示，如果每个数据输入块具有256个采样时间的持续时间，以及d具有32个采样时间的持续时间，那么t₀和t_b之间的差是288个采样时间。此外，在系数b的块的每一侧应有适当的保护间隔。

注意到系数b调制所接收的主信号及其重影，使得在系数b的施加之后的重影的幅度最好小于所接收的主信号的幅度。从而，如果按由沿时间轴的间隔d而分开的脉冲在图16中示出所接收的主信号130及其重影132，则在系数b的施加之后，所述信号130及其重影132可具有图17所示的外部特征。还注意到，所述系数b在消除了在数据输入块之外的间隔加上间隔d中所接收的能量的意义上执行窗函数。

在图10中作为例子示出了由有限滤波器104施加的系数a。如可从图10中看出的那样，按在FIR滤波器的情况下施加系数a。这些系数的每个邻近对都由间隔d分开。同样地，任一系数的幅度与邻接的前一系数的幅度的比值是α。因为α小于1，所述系数的幅度渐进地向着0降低。系数a最好占有两倍于数据输入块的长度的时间间隔。例如，如果数据输入块具有256个采样时间的持续时间，那么系数a最好具有512个采样时间的持续时间。作为有限滤波器104施加系数a的结果，从预处理器102的输出中消除了重影。

在图10和11中作为例子示出了由乘法器120施加的系数A。由于快速傅里叶变换122的输出是复的，系数A也必须是复的。因此，系数A具有图11所示的实部和图12所述的虚部。如从图11和12所能看出的那样，系数A是基于延迟d和比值α。同样地，系数A的每个实部和虚部的持续时间最好是数据输入块的持续时间的长度的两倍。作为乘法器120施加系数A的结果，从预处理器112的输出中消除了重影。

图13中作为例子示出了由后处理器106和116所施加的系数c可以是离散阶跃。这些阶跃的每一个具有沿时间轴的宽度d。同样地，在系数c的情况下，任一阶跃的幅度与邻接的随后阶跃的幅度的比值α最好小于1。在图13所示的例子中，α是0.8。而且，把系数c按块施加到有限滤波器104的输出和反向快速傅里叶变换120的输出，并且因此在系数c块的起始处t₀和系数c块的结束处t_c之间的差与数据输入块的时间长度相当。不要求所述t₀和t_c之间的差包括d，因为早已消除了重影，如上所述d是分开所接收到的主信号及其重影的时间长度。例如，如果数据输入块具有256个采样时间的持续时间，那么t₀和t_c之间的差也是256个采样时间。此外，在系数c块的每一侧上应该有适当的保护间隔。系数c将系数b的施加所强加于接收的主信号上的调制反转。系数c还提供窗函数，使得在有限滤波器104和114的输出处的数据输出块具有实质上与数据输入块的持续时间相匹配的持续时间。因此，为了消除100％重影，有限滤波器104和114的响应中的脉冲的数量不需要是无限的，而可以是切合实际的数量。

上述关于图9和13所描述的系数b和c一般要求d的先验知识。下面关于图14和15所描述的系数b和c不要求d的先验知识。如图14中作为例子示出的系数b的曲线是这样一条曲线，即沿时间轴的任何一点x1处曲线的幅度与点x2处的曲线的幅度之比是常数α，其中用d分开x1和x2，其中d可具有任何值，并且x2沿时间轴比x1先出现。常数α最好小于1。在图14所示的例子中，α是0.8。而且，和前面一样，把系数b按块施加到数据输入块，因此，在曲线的起始处t₀和曲线的结束处t_b+d之间的差与数据输入块的时间长度加上d相当，其中如上所述d是分开所接收到的主信号及其重影的时间长度。此外，在系数b块的每一侧上应该有适当的保护间隔。

下面的方程给出了如图14所示的系数b的曲线： $b=k_0{\mathrm{\α}}^{-\frac{x}{k_1}}---\left(1\right)$ 其中x是沿时间轴t₀和t_b+d之间的差，α如上所述，k₀是这样的常数使得在点t₀处b具有所希望的值，以及k₁与d有关。

如图15中作为例子示出的系数c的曲线是这样一条曲线，即沿时间轴的任何一点x1处曲线的幅度与点x2处的曲线的幅度之比是α，其中用d分开x1和x2，其中d可具有任何值，并且x2沿时间轴比x1后出现。如图15中所示，α是0.8。和前面一样，把系数c按块施加到有限滤波器104的输出和反向快速傅里叶变换120的输出，并且因此在系数c块的起始处t₀和系数c块的结束处t_c之间的差与数据输入块的时间长度相当。不要求所述t₀和t_c之间的差包括d，因为早已消除了重影。此外，在系数c块的每一侧上应该有适当的保护间隔。系数c将系数b的施加所强加于接收的主信号上的调制反转。同样如上所述，系数c提供窗函数，使得在有限滤波器104和114的输出处的数据输出块具有实质上与数据输入块的持续时间相匹配的持续时间。

下面的方程给出了如图15所示的系数c的曲线： $c=k_0{\mathrm{\α}}^{\frac{x}{k_1}}---\left(2\right)$ 其中x是沿时间轴t₀和t_c之间的差，α如上所述，k₀是这样的常数使得在点t₀处c具有所希望的值，以及k₁与d有关。

注意到，由图6所示的变换进行的计算的数量按n²随n的增加而增加，其中n是数据块中的数据元素的数量。进一步注意到，由诸如图7的卷积器108之类的卷积器进行的计算数量也按n²随n的增加而增加。然而，由图8的有限滤波器114进行的计算的数量按nlogn随b的增加而增加。从而，由均衡器110进行的计算显著地少于由图6的变换进行的计算。

上面关于图7和8已经描述了根据本发明的均衡器的两个实施例。然而，根据本发明的均衡器的其它实施例是可能的。例如如图18所示，预处理器150用系数b乘以所接收到的主信号及其重影。快速傅里叶变换152把预处理器150的输出变换到频域，并且如图11和12所示，乘法器154用复系数A乘以快速傅里叶变换152的频域输出。卷积器156用系数c卷积乘法器154的输出，以便恢复通过信道发送的数据。在该情况下，系数c必须是复的。同样的，把作为快速傅里叶变换152的反变换的反向快速傅里叶变换设置于发射机中，将其中的信号转换到时域以通过信道传送。

图19说明了包括有限滤波器162和预处理器164的均衡器160。有限滤波器162包括快速傅里叶变换166、乘法器168、反向快速傅里叶变换170。快速傅里叶变换166把所接收的来自信道的信号转换到频域，乘法器168用复系数A乘以来自快速傅里叶变换166的频域信号，以便从所接收的信号中消除重影，并且反向快速傅里叶变换170把无重影的、频域的信号转换到时域。后处理器172用系数c乘以来自有限滤波器162的输出，以便向反向快速傅里叶变换170的输出施加窗函数，使得在有限滤波器162的输出处的每个数据输出块具有实质上与其对应的由均衡器160处理的数据输入块的持续时间相当的持续时间。

控制器172测量间隔d，以便确定系数A，将系数A和c分别施加到乘法器168和后处理器164，并把有限滤波器162和后处理器164同步到通过所述均衡器160的每块数据。

图20和21中作为例子示出了由乘法器168施加的系数A。由于快速傅里叶变换166的输出是复的，系数A也必须是复的。因此，系数A具有图20所示的实部和图21所示的虚部。如从图20和21所能看出的那样，系数A是基于间隔d和比值α。同样地，系数A的每个实部和虚部的持续时间最好是数据输入块的持续时间的长度的两倍。作为乘法器168施加系数A的结果，从预处理器102的输出中消除了重影。

图22中作为例子示出了由后处理器164施加的系数c。由于均衡器160中没有调制所接收到的主信号及其重影的预处理器，不要求系数c解除任何调制的效应。因此，在从t₀至t_c的窗中，系数可具有非0常数值。按块把图22中所示的系数c施加到有限滤波器162的输出，并且因此在系数c的起始处的t₀和系数c的结束处的t_c之间的差与每个数据输入块的持续时间相当。与前面的一样，如果数据输入块具有256个采样时间的持续时间，那么t₀和t_c之间的差也是256个采样时间。此外，在系数c块的每一侧上应该有适当的保护间隔。系数c提供窗函数，使得把有限滤波器162的输出处的数据输出块限制到实质上与它的对应的数据输入块的持续时间相匹配的持续时间。因此，为了消除100％重影，有限滤波器162的响应中的脉冲的数量不需要是无限的，而可以是切合实际的数量。

上面已经描述了本发明的某些修正和备择。对于实践于本发明的领域中的人员来说，将出现其它修正和备择。例如，由于本发明能最令人满意地在存在重影和其它线性失真的情况中操作，这里关于本发明所使用的术语重影包括重影和/或其它线性失真。

而且，上面已按非复系数示出了系数b。然而，系数b可以是复的，诸如在所接收的信号是QAM信号的情况中那样。

因此，把本发明的描述解释为仅是说明性的，并且是为了对本领域的普通技术人员讲授实施本发明的最佳模式。实质上可以改变细节，而不背离本发明的要旨，并且保留了附加权利要求的范围之内的所有修正的专用权。

Claims (23)

1.一种用于处理数据块的均衡器，其特征在于：

有限滤波器具有输出，并且把它设置成实质上从所接收到的信号中消除重影，以便在输出处提供实质上无重影的信号；以及

把后处理器设置成向所述有限滤波器的输出施加窗函数，其中所述窗函数具有实质上等于数据块的持续时间的持续时间。

2.如权利要求1所述的均衡器，其特征在于所述有限滤波器是时域滤波器。

3.如权利要求2所述的均衡器，其特征在于所述时域滤波器包括FIR滤波器。

4.如权利要求1所述的均衡器，其特征在于所述有限滤波器是频域滤波器。

5.如权利要求4所述的均衡器，其特征在于所述频域有限滤波器包括设置成把所接收的信号转换到频域的快速傅里叶变换、设置成用系数乘以所接收的信号来实质上从所接收的信号中消除重影的乘法器、以及设置成把实质上无重影的信号转换回时域的反向快速傅里叶变换。

6.如权利要求1所述的均衡器，其特征在于进一步包括预处理器，其中所述预处理器预处理所接收的信号，并且其中把所述预处理器设置成向有限滤波器提供经预处理的输出。

7.如权利要求6所述的均衡器，其特征在于所述预处理器对所接收的信号施加系数b，其中系数b包括具有实质上等于数据块的持续时间加上主信号和主信号的重影之间的时间间距的持续时间的窗函数。

8.如权利要求6所述的均衡器，其特征在于所述预处理器对所接收的信号施加系数b，其中所述后处理器施加系数c，并且所述系数b和c等于1。

9.如权利要求6所述的均衡器，其特征在于所述预处理器对所接收的信号施加系数b，其中所述后处理器施加系数c，其中所述系数b具有可变幅度，并且所述系数c具有可变幅度。

10.如权利要求9所述的均衡器，其特征在于所述系数b包括不同幅度的阶跃，其中所述系数c包括不同幅度的阶跃，其中每个阶跃具有时间上实质上等于所接收的信号的主信号和所述重影之间的时间间隔的长度，并且所述阶跃之一的幅度与邻接阶跃的幅度的比值不等于1。

11.如权利要求9所述的均衡器，其特征在于所述系数b和c之一的阶跃是幅度逐渐减少的，并且其中其它系数b和c的阶跃是幅度逐渐增加的。

12.如权利要求6所述的均衡器，其特征在于所述预处理器对所接收的信号施加系数b，其中所述后处理器施加系数c，其中所述系数b构成指数曲线，并且所述系数c构成指数曲线。

13.如权利要求12所述的均衡器，其特征在于所述系数b和c之一的指数曲线是幅度逐渐减少的，而其它系数b和c的指数曲线是幅度逐渐增加的。

14.如权利要求1所述的均衡器，其特征在于所述有限滤波器向所接收的信号的主信号和所述重影施加系数a，其中所述系数a是复的。

15.如权利要求1所述的均衡器，其特征在于进一步包括预处理器，其中所述预处理器对所接收的主信号和所接收的主信号的重影施加系数b，以便调制所接收的主信号和所述重影，并且其中把所述预处理器设置成向所述有限滤波器提供输出。

16.如权利要求15所述的均衡器，其特征在于所述系数b调制所接收的主信号和所接收的主信号的重影，以便使所接收的主信号和所述重影不相等。

17.如权利要求15所述的均衡器，其特征在于所述后处理器把系数c作为窗函数施加到所述有限滤波器的输出中的所接收的主信号，以便移去用系数b强加于所接收的主信号上的调制。

18.如权利要求17所述的均衡器，其特征在于所述有限滤波器对所述预处理器的输出施加系数a，其中所述预处理器的输出包括所接收的主信号和所述重影。

19.如权利要求18所述的均衡器，其特征在于所述系数b、a和c是复的。

20.如权利要求18所述的均衡器，其特征在于所述系数c具有实质上等于数据块的持续时间的持续时间，并且所述系数b具有实质上等于数据块的持续时间加上所述主信号和所述重影之间的时间间隔的持续时间。

21.如权利要求20所述的均衡器，其特征在于所述系数具有大于数据块的持续时间的持续时间。

22.如权利要求1所述的均衡器，其特征在于所述有限滤波器对所接收的信号施加系数a，所述后处理器对所述有限滤波器的输出施加系数c，其中所述系数a具有大于数据块的持续时间的持续时间。并且系数c具有实质上于数据块的持续时间相匹配的持续时间。

23.如权利要求22所述的均衡器，其特征在于所述系数具有实质上是数据块的持续时间的两倍的持续时间。

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