CN1404272A - 具有综合时钟相位检测器的接收机 - Google Patents
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Abstract
接收机，具有一个综合时钟相位检测器，用于检测理想取样时刻和接收信号取样时刻之间的时钟相位偏移，其中接收信号是从具有传输滤波器的发射机(2)经由传输信道(3)而被发送到接收机(1)的，具有至少一个匹配滤波器(8)和至少一个频率匹配滤波器(9)，为了使接收信号的信/噪功率比最大，传输滤波器、传输信道(3)以及匹配滤波器(8)，其脉冲响应的第一卷积乘积幅度在理想取样时间为最小，在频域中，频率匹配滤波器(9)的传输函数FMF(f)等于匹配滤波器(8)的传输函数MF(f)的一阶导数，在这种情况下，至少提供一个乘法器(11)，它将匹配滤波器(8)的输出信号与频率匹配滤波器(9)的输出信号相乘，形成一个时钟相位偏移检测信号(TP)。
Description
技术领域
本发明涉及一种具有用于估算理想取样时刻与接收信号取样时刻之间的时钟相位偏移的综合时钟相位检测器的接收机，其中接收信号是从具有传输滤波器的发射机经由一个传输信道发送到接收机的。
背景技术
根据香农传输模型，数据源产生的数据被发射机经由传输信道发送到接收机，并从后者输出到一个数据宿。在经由真实传输信道的传输中，接收信号一般会有线性失真和一个附加的噪声成分。该噪声成分可以由一个加性高斯白噪声(AWGN)来模拟。接收机的任务是从接收信号中重建数据源的比特序列。在这种情况下，接收滤波器抑制传输频带之外可能出现的干扰信号。特别的，通过匹配滤波器的适当测定，检测的可靠性由此大为提高。传输脉冲的定时是由一个同步设备来恢复的。在这种情况下，接收信号被取样并被馈送到一个阈值判定单元，该单元输出一个经过检测的比特序列，用于进一步的数据处理。如果加性噪声对数据传输产生严重干扰，则在接收机中使用一个所谓的匹配滤波器(MF)。这个接收滤波器专用于匹配基本传输脉冲，由此在检测时刻得到最大信噪比(SNR)。通常，匹配滤波器(MF)的脉冲响应被设置成等于临时被镜像的基本传输脉冲或是被一比特持续时间偏移的基本传输脉冲。该匹配滤波器是接收机中的一个数字接收滤波器，它以这样一种方法来与发射机的发射滤波器匹配，即接收信号的振幅在取样时刻最大。匹配滤波器可以是自适应结构的，这样它可以被匹配到传输信道或是一个自适应均衡器上，该均衡器对可能在匹配滤波器下游或上游出现的传输信道失真进行补偿。频率匹配滤波器(FMF)是一个术语，它表示在频域中，传输函数等于相关匹配滤波器的传输函数的一阶导数的数字滤波器。为了恢复定时，接收机包含一个具有时钟相位检测器的同步设备，用于对理想取样时刻和接收信号的取样时刻之间的时钟相位偏移进行检测。
图1显示了现有技术中的接收机。该接收机包含一个模/数转换器ADC，用于将模拟接收信号转换成数字接收信号，该信号被馈送到一个混频器。连接混频器下游的是一个数字再取样滤波器，它输出一个数字输出信号，其符号率是一个高于数字接收信号符号率的因数r。再取样滤波器的输出信号被馈送到接收机的匹配滤波器，它输出一个经滤波的输出信号，用于进一步的数据处理，其中该信号的数据符号率被分样。此外，再取样滤波器的输出信号被馈送到一个频率匹配滤波器，该滤波器与匹配滤波器相关联，并向载波频率检测器TFD输出一个经滤波的输出信号。经匹配滤波器MF滤波的输出信号被转发到一个时钟相位检测器TPD，它被用于数字接收信号的时钟相位检测。在所有情况下，时钟相位检测器TPD和载波频率检测器TFD都在输出端被连接到数字环路滤波器和提供控制信号的NCO上。时钟相位检测器TPD向相关的数字环路滤波器输出一个时钟相位偏移信号TP，连接在下游的NCO提供一个数字控制值来激励再取样滤波器。再取样滤波器对接收信号进行键控，同时带宽限制被实施。在这种情况下，NCO输出的控制信号以一种依赖于经过滤的时钟相位偏移信号的方式来设置取样时间。
现有技术中的时钟相位检测器TPD被称作加德纳时钟相位检测器，它是以其开发者F.M.Gardner来命名的。在根据图1所描述的现有技术的接收机的情况下，数字时钟和载频的恢复，其实现不依赖于处理中的判定。这称做NDA(无辅助判决)定时参数估计。在这种情况下，取样信号值用于时钟和载波信号恢复，它们在匹配滤波器或均衡器的下游被选取，用于时钟和载波恢复。举个例子，这种接收机在1998年HenrichMeyr在纽约的Wiley发表的“Digital Communication Receiver”中被描述。
根据现有技术，包含时钟相位检测器TPD的接收机，其缺点是传统的加德纳NDA时钟相位检测器具有相当大的固有噪声。时钟相位检测器TPD的输出信号具有很高的方差。
图2显示了根据现有技术，具有如在图1中被说明的接收机所包含的加德纳结构的时钟相位检测器。该时钟相位检测器TPD从匹配滤波器MF接收一个经过滤的数字输入信号，该信号被馈送到一个延迟电路和一个微分器。微分器对接收到的数字输入信号在时间上进行微分，并将微分信号与匹配滤波器MF的时延输出信号相乘。
图3显示了匹配滤波器输出的输出信号相对于时钟相位偏移的信号振幅。在时钟相位偏移为零处，匹配滤波器输出信号的一阶导数或是时钟相位检测器的输出信号是不确定的，可以大于或者小于零。换句话说，在围绕理想值波动的时钟相位偏移处，传统的时钟相位检测器输出一个具有很高方差的输出信号。因此传统的时钟相位检测器，其输出信号具有相当大的固有噪声。为了抑制这种固有噪声，有必要提供一个连接在其下游的数字回路滤波器，它在电路方面是非常复杂的。然而，由于这种结构复杂的回路滤波器，接收机将变得暂时反应缓慢并且无法跟上数字输入信号的变化。相反，如果数字回路滤波器使用的电路复杂度比较低，那么根据现有技术的时钟相位检测器，其固有噪声将会导致相对不精确的控制信号用于再取样，这样会增加误码。
发明内容
因此，本发明的目的是提供一种具有综合时钟相位检测器的接收机，其中时钟相位偏移检测信号具有最小固有噪声。
这个目的是根据本发明，借助于具有权利要求1所规定特性的接收机和具有权利要求14所规定特性的接收机来实现的。
本发明提供了一种接收机，它具有一个综合时钟相位检测器，用于检测理想取样时刻和接收信号取样时刻之间的时钟相位偏移，其中接收信号是从具有传输滤波器的发射机经由传输网络而被发送到接收机的，
具有至少一个匹配滤波器MF以及
具有至少一个频率匹配滤波器FMF，
为了使接收信号的信/噪功率比SNR最大，传输滤波器、传输信道以及匹配滤波器，其脉冲响应的第一卷积乘积幅度在理想取样时刻是最大的，
在频域中，频率匹配滤波器的传输函数等于匹配滤波器MF的传输函数的一阶导数，
在这种情况下，至少提供一个乘法器，它将匹配滤波器的输出信号与频率匹配滤波器的输出信号相乘，形成一个时钟相位偏移检测信号TD。
在根据本发明的接收机的优选实施例中，传输滤波器、传输信道以及频率匹配滤波器FMF，其脉冲响应的第二卷积乘积幅度在理想取样时刻是最小的。
优选的，匹配滤波器MF的输出数据符号率与接收信号的数据符号率相等，或是比它大两倍。
优选的，时钟相位偏移检测信号从乘法器输出到数字回路滤波器。
优选的，一个NCO被连接到数据回路滤波器的下游。
优选的，NCO激励一个数字再取样滤波器。
接收机最好是一个PAM或QAM接收机。
优选的，匹配滤波器MF是一个根余弦滚降滤波器。
根据本发明的优选的一个模/数转换器，它将经由传输信道接收的模拟接收信号转换成一个具有特定数据符号率的数字接收信号。
优选的，再取样滤波器接收数字接收信号并向连接到下游的匹配滤波器MF输出一个数字输出信号，再取样滤波器输出的输出信号，其数据符号率是一个比数据接收信号的数据符号率更高的预定因数。
在根据本发明接收机的特别优选的实施例中，接收机是一个QAM接收机，该QAM接收机具有：
一个第一匹配滤波器，用于接收信号中的同相信号成分，
一个相关的第一频率匹配滤波器FMF，
一个第二匹配滤波器MF，用于数字接收信号中的正交相位信号成分，
一个相关的频率匹配滤波器FMF，
一个第一乘法器，它将第一匹配滤波器的输出信号与相关的频率匹配滤波器的输出信号相乘，形成一个第一时钟相位乘积信号，
一个第二乘法器，它将第二匹配滤波器的输出信号与相关的频率匹配滤波器的输出信号相乘，形成一个第二时钟相位乘积信号，以及
一个加法器，它将乘法器输出的两个时钟相位乘积信号相加，产生一个时钟相位偏移检测信号。
接收机最好包含一个信号均衡电路，该电路被连接到模/数转换器或匹配滤波器的下游。
在特别优选的实施例中，接收机另外还具有一个载波相位检测器。
此外，本发明还提供一个接收机，它具有一个综合时钟相位检测器，用于检测理想取样时刻和接收信号取样时刻之间的时钟相位偏移，其中接收信号是从具有传输滤波器的发射机经由传输网络发送到接收机的，以及
为了使接收信号的信/噪功率比SNR最大，传输滤波器、传输信道以及匹配滤波器，其第一卷积乘积的幅度在理想取样时间最大，
在这种情况下，匹配滤波器MF的下游连接有一个时钟相位滤波器TPF，它与一个延迟电路并行连接，其输出信号被一个乘法器相乘，产生一个时钟相位偏移检测信号TP。
在这种情况下，时钟相位滤波器TPF最好包括两个串联的频率匹配滤波器FMF和一个希尔波特滤波器HF。
该延迟电路和时钟相位滤波器TPF最好具有相同的组延迟时间。
优选的，延迟电路和时钟相位滤波器TPF具有相同的抽取比例。
匹配滤波器MF的输出信号，其数据符号率是一个比数字接收信号的数据符号率更高的预定因数r。
优选的，时钟相位偏移检测信号TP被从乘法器输出到一个数字回路滤波器。
在这种情况下，优选的，一个NCO被连接到回路滤波器的下游。
优选的，该NCO对数字再取样滤波器进行控制。
优选的，匹配滤波器具有一个根余弦滚降滤波器。
为了对本发明的本质特征进行说明，以下参考附图对具有综合时钟外观检测器的本发明的接收机的优选实施例进行描述。在附图中：
图1显示了一个根据现有技术的接收机；
图2显示了一个根据现有技术的时钟相位检测器；
图3显示了用于说明本发明基于的问题区域的眼图；
图4显示了具有综合时钟相位检测器的本发明的接收机第一实施例；
图5显示了具有综合时钟相位检测器的本发明的接收机第二实施例；
图6显示了具有综合时钟相位检测器和一个载频回路的本发明的接收机第三实施例；
图7显示了具有综合时钟相位检测器的本发明的接收机第四实施例；
图8显示了在图7中被说明的实施例所包含的时钟滤波器的方框图；
图9显示了具有综合时钟相位检测器的本发明的接收机第五实施例；
图10显示了具有综合时钟相位检测器和载频回路的本发明的接收机第六实施例；
图11显示了根据本发明的接收机第七实施例；
图12显示了根据本发明的接收机的第八实施例；
图13显示了根据本发明的接收机的第九实施例。
图4显示了具有用于检测时钟相位偏移的综合时钟相位检测器的本发明的接收机的第一实施例。在图4所说明的第一实施例的情况下，接收机1是一个RAM接收机，它经由传输信道3接收来从发射机2接收一个模拟接收信号，这个信号被一个综合模/数转换器4转换成一个数字接收信号。具有数据符号速率fADC的数字接收信号经由一条内部线路输出到一个再取样滤波器6。再取样滤波器6执行键控并经由线路7向连接到其下游的匹配滤波器8输出一个数字输出信号。再取样滤波器6的输出数字输出信号是一个比模/数转换器4输出的数字输出信号的数据符号率更高的预定因数r。匹配滤波器8与传输信道3和发射机2相匹配，如果恰当，还匹配到均衡电路上。在这种情况下，为了使接收信号的信/噪功率比SNR最大，发射机2所包含的发射滤波器、传输信道3、以及如果恰当，均衡器还有匹配滤波器8，其脉冲响应的卷积乘积幅度在理想的取样时间上最大。接收机1还包括一个并行连接到匹配滤波器8的频率匹配滤波器9。频率匹配滤波器9的传输函数与匹配滤波器8的传输函数相匹配，在频域上，频率匹配滤波器9的传输函数FMF(f)等于匹配滤波器8的传输函数MF(f)的一阶导数。匹配滤波器8经由线路10输出一个经过滤波的数字输出信号，用于在接收机1中进一步的数据处理，匹配滤波器8的数据符号率等于模/数转换器4所输出的数字输出信号的数据符号率。在所有实施例中，频率匹配滤波器9都具有分样结构，这是因为下游的乘法是在数据符号图案中产生的。
接收机1还包括一个乘法器11，它将匹配滤波器8的数字输出信号与频率匹配滤波器9的输出信号相乘，以构成一个时钟相位检测信号TP，其中如果恰当，匹配滤波器8的输出信号被抽选滤波器频率分样到数据符号率。时钟相位偏移检测信号TP从乘法器11经由线路12输出到连接在乘法器下游的数字回路滤波器13。连接在数字回路滤波器13下游的是一个NC014(NCO：数控振荡器)，它经由控制线路15向再取样滤波器6输出一个数控信号。再取样滤波器6以依赖于经过滤波的时钟相位偏移检测信号TP的方式来设置。在根据本发明的接收机1中，时钟相位检测是以匹配滤波器8和频率匹配滤波器9的数字输出信号为基础而被实现的。这两个滤波器8、9的输出信号，其数据符号率高于数字输出信号的数据符号率，这是因为根据本发明所做的检测是一个NDA(无辅助判决)检测。两个滤波器8、9都是分样的，也就是说，其输出信号的数据符号率要小于所接收数字信号的数据符号率。两个滤波器8、9最好具有相同的组延迟时间。
如果对图4中描述的根据本发明的接收机与根据图1所描述现有技术的接收机进行比较，可以看出用于载频检测的频率匹配滤波器9，现在被附加用于时钟相位检测。根据本发明的接收机与根据现有技术接收机的相比较，其电路费用相当低，因为只需要一个附加的乘法器11和常规的时钟相位检测器——在图2中被说明——它具有一个延迟电路，并且不再需要微分电路。如果在根据本发明的接收机1中精确调整时钟相位和载频，那么理论上数字时钟相位偏移检测信号TP包括一个零的序列，也就是说，时钟相位偏移检测信号没有任何固有噪声。
匹配滤波器8的传输函数以及由此的频率匹配滤波器9的传输函数与发射机2、信道3的传输滤波器并且如果合适，均衡器的传输滤波器相匹配。在这种情况下，为了使数字接收信号的信/噪功率比SNR最大，发射机2中的发射滤波器、传输信道3、信道均衡器以及匹配滤波器8，其脉冲响应的卷积乘积的幅度在理想的取样时间上最大。匹配滤波器8的滤波系数以满足这个条件的一种方式来设置。发射滤波器、传输信道、均衡器以及频率匹配滤波器9，其脉冲响应进一步卷积的乘积幅度在理想的取样时间上最小。匹配滤波器8的输出数据符号率和模/数转换器4输出的数字接收信号的数据符号率是相同的。
匹配滤波器8最好被构造成一个根余弦滚降滤波器。匹配滤波器8和频率匹配滤波器9的滤波系数以这样一种方式来设置，乘法器11的输出信号在数据符号图案中产生数字值零。由此实现的是，不会出现固有噪声或图象噪声。两个滤波器8、9的组延迟时间最好相等，这样相互匹配的取样值被乘法器11乘到一起。在频域中，频率匹配滤波器9的传输函数等于匹配滤波器8的传输函数的一阶导数。由于频率匹配滤波器9的滤波系数依赖于匹配滤波器8的滤波系数，因此匹配滤波器8也可以被构造成一个自适应滤波器。
图5显示了根据本发明的，具有检测时钟相位偏移的综合时钟相位检测器的接收机的第二实施例。在图5所描述的实施例中，接收机1是一个QAM接收机，它具有一个常规的载波相位检测器16和一个根据本发明的时钟相位检测器。接收机1具有一个用于同相信号成分的再取样滤波器6a，和一个用于QAM信号中的正交信号成分的再取样滤波器6b。这两个再取样滤波器6a、6b由一个控制信号来设置，该信号依赖于时钟相位检测信号TP。如在图5中所说明的那样，QAM接收机1包含一个用于同相信号成分的匹配滤波器8a和一个用于所接收的数字QAM信号中的正交相位信号成分匹配滤波器8b。这两个匹配滤波器8a、8b并行的分别连接到相关的频率匹配滤波器9a、9b，在所有情况下，频率匹配滤波器9a、9b的传输函数在频域中都对应于相关的匹配滤波器8a、8b的传输函数的一阶导数。乘法器11将匹配滤波器8a的输出信号与频率匹配滤波器9的输出信号相乘，并将结果输出到一个加法器17。匹配滤波器匹配滤波器8b的输出信号与相关的频率匹配滤波器9b的输出信号也在乘法器11b相乘。这两个乘法器11a、11b的输出信号被馈送到乘法器17，由它完成对乘法器11a、11b所输出的时钟相位乘积信号的平均，以便于产生一个数字时钟相位偏移信号TP。如已经结合图4中第一实施例所描述的那样，数字时钟相位偏移信号TP经由线路12输出到一个数字回路滤波器13。
载波相位检测器16是按照传统方式构造的，它产生一个载波相位检测信号TF，该信号经由线路18输出到另外一个数据回路滤波器19。在输出端，与数字回路滤波器19的下游相连的是一个NCO电路20，它经由控制线21向混频器22输出一个控制信号。该混频器22将接收信号混频到主频带中。两个再取样滤波器6a、6b与混频器22的下游相连。
图6显示了具有综合时钟相位检测器的本发明的接收机1的第三实施例。
在图6中所说明的实施例中，载频检测信号TF是通过乘法器11c、11d以及另外一个加法器17b，从经匹配滤波器8和频率匹配滤波器9滤波的输出信号中形成的。在这种情况下，乘法器11d将被匹配滤波器8a滤波的同相信号成分与被频率匹配滤波器9b滤波的正交信号成分相乘。同样，乘法器11d将被匹配滤波器8b滤波的正交相位信号成分与被频率匹配滤波器9a滤波的同相信号成分相乘。这两个乘法器11c、11d的输出信号被加法器17b所平均，并作为载频检测信号TF，经由线路18输出到数字回路滤波器19。
更进一步，接收机1包含一个时钟相位回路23，它被连接到两个匹配滤波器8a、8b的下游。时钟相位检测信号TP以与图5中被说明的第二实施例相同的方式产生。在图6中被说明的QAM接收机的优选实施例中，时钟相位偏移检测信号TP和载频偏移检测信号TF都是从匹配滤波器8a、8b和频率匹配滤波器9a、9b的输出信号中产生的。图6中被说明的接收机1由此只需要最少的滤波器，以便于产生载频偏移检测信号TF和时钟相位偏移检测信号TP。用于乘法器11a-11d以及两个加法器17a、17b的电路费用相对也很低。
图7显示了根据本发明的接收机1的第四实施例。与图4中被说明的实施例相类似，图7中被说明的接收机1是一个PAM接收机。在图7中被说明的RAM接收机1中，时钟相位滤波器24和一个延迟电路25被连接到匹配滤波器的下游。时钟相位滤波器24和延迟电路25彼此并行相连，其输出信号由一个乘法器相乘，形成一个时钟相位偏移检测信号TP，该信号经由线路12被输出到数字回路滤波器13。在所有实施例中，时钟相位滤波器24都是分样的，这是因为下游乘法是在数据符号图案中被实施的。
包含在接收机1中的时钟相位滤波器24，其构造在图8中被说明。时钟相位检测滤波器24包括两个串联的频率匹配滤波器26、27和一个希尔波特滤波器28。这两个串联的频率匹配滤波器26、27，其传输函数FMF(f)在各种情况下都对应于匹配滤波器8d的传输函数MF(f)的一阶导数
。希尔波特滤波器28得到另外一个90°的相位偏移。这就稳定了控制。三个串联滤波器26、27、28的顺序是任意的。
在图7中被说明的实施例中，延迟电路25包括多个延迟成分，时钟相位滤波器24和延迟电路25的组延迟时间最好是相同的。由此得到的是，相关的取样值被乘法器相乘。此外，延迟电路25和时钟相位滤波器24还具有相同的抽取比例。匹配滤波器8的数据符号率是一个比模/数转换器4所输出的数字接收信号的数据符号率更高的常数因子r。时钟相位滤波器24和延迟电路25具有一个抽取比例r，这样被它们分别输出的输出信号具有数字输出信号的数据符号率。
图9显示了根据本发明的接收机1的第五实施例。与图5中被说明的第二实施例相类似，图9所说明的实施例是一个QAM接收机。在这种情况下，接收机1包含一个用于同相信号成分的匹配滤波器8a和一个用于正交相位信号成分的匹配滤波器8b。这两个匹配滤波器8a、8b的输出信号分别被转发到一个相关的时钟相位滤波器24a、24b，它们具有图8中所描述的电路结构。此外，这两个匹配滤波器8a、8b的输出信号被馈送到连接到下行上的抽选滤波器29a、29b，在每种情况下它们都对匹配滤波器的数字输出信号分样，并将其输出到被连接在下行上的延迟电路27。包含抽选滤波器29和延迟电路25的串联电路，其组延迟时间对应于相关联的时钟相位滤波器24的组延迟时间。同相信号成分被从延迟电路25输出到乘法器11a，该乘法器将被延迟的同相信号成分与被时钟相位滤波器24a过滤的同相信号成分相乘，并将其输出到加法器17。同样，正交信号成分被从延迟电路25输出到乘法器11b，该乘法器将被延迟的正交信号成分与被时钟相位滤波器24b过滤的正交信号成分相乘，并将其输出到加法器17。加法器17完成平均，并向回路滤波器13输出一个时钟相位偏移检测信号TP。
图10显示了根据本发明的接收机1的第六实施例。在图10中被说明的第六实施例是一个QAM接收机，载频偏移检测信号TF由两个乘法器11c、11d以及另外一个加法器17b形成。载频检测信号TF是将乘法器11c、11d的两个输出信号平均而形成的。在这种情况下，乘法器11c将延迟的同相信号成分与被时钟相位滤波器24b过滤的正交信号成分相乘。同样，乘法器11b将延迟的正交信号成分与被时钟相位滤波器24a过滤的同相信号成分相乘。
图11和12显示了根据本发明的，具有用于载频和时钟控制的去耦反馈回路的接收机的第七和第八实施例。
图13显示了具有根据本发明构造的载频检测器的接收机的第九实施例，其中匹配滤波器8a、8b的分流下游简化了传输信号的均衡。
在如图4到13中被说明的根据本发明的接收机1的九个实施例中，数字时钟和载频恢复，其实现不依赖于处理中的判定。因此，根据本发明的接收机1是一个NDA接收机(NDA：无辅助判决)。在被调整的状态中，也就是当时钟相位和载频都被精确调整到输入信号时，在根据本发明的接收机1中，时钟相位偏移检测信号TP和载频偏移检测信号TF是一连串的零。这样在接收机1被调整的状态中，时钟相位检测信号TP和载频检测信号TF完全是无噪声的，也就是说，它们不具有固有噪声。这意味着两个回路滤波器13、19的电路费用可以保持最少，这样用于经由回路滤波器13对再取样滤波器6a、6b设置和经由回路滤波器19对混频器22设置的反应时间能被快速实施。这样，根据本发明的接收机1可以对接收信号的时钟相位或载频中的变化快速做出反应，由此比图1中作为实例被说明的传统接收机更为灵敏。
参考符号列表1.接收机2.发射机3.传输信道4.模/数转换器5.线路6.再取样滤波器7.线路8.匹配滤波器9.频率匹配滤波器10.线路11.乘法器12.线路13.回路滤波器14.NCO15.控制线路16.载波相位检测器17.加法器18.线路19.回路滤波器20.NCO21.控制线路22.混频器23.载波相位回路24.时钟相位滤波器25.延迟电路26，27频率匹配滤波器28.希尔波特滤波器29.分样滤波器
Claims (23)
1.接收机，具有一个综合时钟相位检测器，用于检测理想取样时刻和接收信号取样时刻之间的时钟相位偏移，其中接收信号是从具有传输滤波器的发射机(2)经由传输信道(3)而被发送到接收机(1)的，还具有
至少一个匹配滤波器(8)，以及
至少一个频率匹配滤波器(9)，
为了使接收信号的信/噪功率比最大，传输滤波器、传输信道(3)以及匹配滤波器(8)，其脉冲响应的第一卷积乘积幅度在理想取样时间为最小，
在频域中，频率匹配滤波器(9)的传输函数FMF(f)等于匹配滤波器(8)的传输函数MF(f)的一阶导数，
其特征在于至少提供一个乘法器(11)，它将匹配滤波器(8)的输出信号与频率匹配滤波器(9)的输出信号相乘，形成一个时钟相位偏移检测信号(TP)。
2.根据权利要求1的接收机，
其特征在于传输滤波器、传输信道(3)以及频率匹配滤波器(9)，其脉冲响应的第二卷积乘积幅度在理想取样时间最小。
3.根据权利要求1或2的接收机，
其特征在于匹配滤波器(8)的输出数据符号率与数字接收信号的数据符号率是相等的。
4.根据权利要求1的接收机，
其特征在于接收机是一个RAM接收机。
5.根据前述权利要求1-4中任意一个的接收机，
其特征在于时钟相位偏移检测信号(TP)是从乘法器(11)输出到数字回路滤波器(13)的。
6.根据前述任一权利要求的接收机，
其特征在于NCO被连接在数字回路滤波器(13)的下游。
7.根据前述任一权利要求的接收机，
其特征在于NCO激励一个数字再取样滤波器(6)。
8.根据前述任一权利要求的接收机，
其特征在于匹配滤波器(8)是一个根余弦滚降滤波器。
9.根据前述任一权利要求的接收机，
其特征在于提供了一个模/数转换器(4)，它将经由传输信道(3)接收的模拟接收信号转换成具有特定数据符号率的数字接收信号。
10.根据前述任一权利要求的接收机，
其特征在于再取样滤波器(6)过滤数字接收信号，再取样滤波器(6)所输出的数字信号，其数据符号率是一个比数字接收信号的数据符号率更高的因数r。
11.根据前述任一权利要求的接收机，
其特征在于接收机(1)是一个QAM接收机，该QAM接收机具有：
一个用于同相信号成分的第一匹配滤波器(8a)，
一个相关的第一频率匹配滤波器(9a)，
一个用于正交相位信号成分的第二匹配滤波器(8b)，
一个相关的第二频率匹配滤波器(9b)，
一个第一乘法器(11a)，它将第一匹配滤波器(8a)的输出信号与第一频率匹配滤波器(9a)的输出信号相乘，形成第一时钟相位乘积信号，
一个第二乘法器(11b)，它将第二匹配滤波器(8b)的输出信号与第二频率匹配滤波器(9b)的输出信号相乘，形成第二时钟相位乘积信号，以及
一个加法器(17)，它将两个时钟相位乘积信号相加，形成时钟相位偏移检测信号(TP)。
12.根据前述任一权利要求的接收机，
其特征在于提供了一个信道均衡电路。
13.根据前述任一权利要求的接收机，
其特征在于接收机包含一个载波相位检测器(16)。
14.接收机，具有一个综合时钟相位检测器，用于检测理想取样时刻和接收信号取样时刻之间的时钟相位偏移，其中接收信号是从具有传输滤波器的发射机(2)经由传输信道(3)而被发送到接收机(1)的，该接收机还具有一个匹配滤波器(8)，
为了使接收信号的信/噪功率比(SNR)最大，传输滤波器、传输信道(3)以及匹配滤波器(8)，其脉冲响应的第一卷积乘积幅度在理想取样时间为最小，
其特征在于
匹配滤波器(8)的下游连接了一个时钟相位滤波器(24)，与之并行还连接有一个延迟电路(25)，它们的输出信号被一个乘法器(11)相乘，形成一个时钟相位偏移检测信号(TP)。
15.根据权利要求14的接收机，
其特征在于时钟相位滤波器(24)具有两个串联的频率匹配滤波器(26，27)以及一个希尔波特滤波器(28)。
16.根据权利要求14或15的接收机，
其特征在于延迟电路(25)和时钟相位滤波器(24)具有相同的组延迟时间。
17.根据前述权利要求14-16之一的接收机，
其特征在于延迟电路(25)和时钟相位滤波器(24)具有相同的分样比例。
18.根据前述权利要求14-17之一的接收机，
其特征在于匹配滤波器(8)的数字输出信号的数据符号率是一个比数字输入信号的数据符号率更高的预定因数r。
19.根据前述权利要求14-18中任意一个的接收机，
其特征在于时钟相位偏移检测信号(TP)被从乘法器(11)输出到数字回路滤波器(13)。
20.根据前述权利要求14-19中任意一个的接收机，其特征在于NCO是连接在数字回路滤波器(13)的下游。
21.根据前述权利要求14-20中任意一个的接收机，
其特征在于NCO激励一个数字再取样滤波器(6)。
22.根据前述权利要求14-21中任意一个的接收机，
其特征在于匹配滤波器(8)是一个根余弦滚降滤波器。
23.QAM接收机，具有一个综合时钟相位检测器，用于检测理想取样时刻和接收信号取样时刻之间的时钟相位偏移，其中接收信号是从具有传输滤波器的发射机(2)经由传输信道(3)而被发送到接收机(1)的，并具有
一个用于同相信号成分的第一匹配滤波器(8a)和一个用于正交相位信号成分的第二匹配滤波器(8b)，
为了使接收信号的信/噪功率比(SNR)最大，传输滤波器、传输信道(3)以及匹配滤波器(8)，其脉冲响应的第一卷积乘积幅度在理想取样时间为最小，
其特征在于在各种情况下，匹配滤波器(8a，8b)的下游都连接着一个时钟相位滤波器(24a，24b)，与之并行连接着一个延迟电路(29a，29b)，
经第一匹配滤波器(8a)和第一时钟相位滤波器(24a)过滤的同相信号成分被与经第二延迟电路(29b)延迟的正交相位信号成分相乘，形成第一载波相位乘积信号，
经第二匹配滤波器(8b)和第二时钟相位滤波器(24b)过滤的正交信号成分被与经第一延迟电路(29a)延迟的同相信号成分相乘，形成第二载波相位乘积信号，
其特征在于提供了一个减法器(17b)，它将第二载波相位乘机信号从第一载波相位乘积信号中减去，以便于产生一个载波相位偏移检测信号。
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