CN1387700A - 在数字接收器和数字发射器中用于自适应比特分辨率的方法和装置 - Google Patents

Abstract

一种收发器包括接收器和发射器。该接收器包括将所接收的模拟信号转换为数字形式的模拟到数字转换装置,以及该发射器包括将数字信号转换为发射的模拟形式的数字到模拟转换装置。选择器选择转换装置的分辨率。基于所接收的信号的质量例如信号噪声比或信号干扰比选择该模拟到数字转换装置的分辨率。基于所发射的信号的峰值因数选择该数字到模拟转换装置的分辨率,该峰值因数例如取决于所发射的信号的调制格式。峰值因数越高,所选择的分辨率越高。

Description

在数字接收器和数字发射器中用于自适应 比特分辨率的方法和装置

发明背景

本发明涉及用于自适应比特分辨率的方法和装置。更具体地说，本发明涉及在数字接收器和/或数字发射器中用于自适应比特分辨率的方法和装置。

现代的通信系统(比如蜂窝和卫星无线电系统)应用各种不同的操作模式(模拟、数字、双模式，等)和存取技术比如频分多路存取(FDMA)、时分多路存取(TDMA)、码分多路存取(CDMA)以及这些技术的混合技术。

在FDMA系统中，给每个信道指定一特定的频率。在TDMA系统中，在相同的频率上给每个信道指定在周期性时间间隔串中的特定的时隙。时隙的每个周期称为一帧。在CDMA系统中，不同的用户、基站(BS)和服务以唯一的扩展序列/码彼此分开。

附图1A所示为实例性蜂窝移动无线电话系统的方块图，其包括实例性基站110和移动电话120。这些基站包括控制和处理单元130，该控制和处理单元130连接到移动交换中心(MSC)140，该移动交换中心140又连接到公用电话交换网络(PSTN)(未示)。这种蜂窝无线电话系统的基本内容在本领域中是公知的。基站110通过声音信道收发器150处理许多声音信道，该声音信道收发器150受控制和处理单元130控制。此外，每个基站包括控制信道收发器160，该控制信道收发器160能够处理一个以上的信道。控制信道收发器160由控制和处理单元130控制。控制信道收发器160在基站的控制信道或网络上将控制信息广播到锁定在该控制信道的移动电话。将会理解的是收发器150和160可以以单个的装置(象声音和控制收发器170一样)实施，以便应用共享相同的无线电载波的控制和业务信道。

移动电话120在它的声音和控制收发器170的控制信道上接收信息广播。然后，处理单元180评估所接收的控制信道信息并确定移动电话应该锁定在哪个网络上，该控制信道信息包括移动电话将要锁定到的网络的特性。

在典型的数字蜂窝收发器(例如移动电话)中，在模拟到数字转换器(ADC)中对所接收的模拟波形信号进行数字化，并应用数字到模拟转换器(DAC)从数字信号中产生要发射的模拟波形。

附图1B所示为例如可以包括在收发器170中的常规的接收器。为便于理解在附图1B中所描述的接收器以简化的形式示出。应该理解的是常规的接收器还包括没有示出或描述的其它元件。在附图1B中所示的接收器包括带宽为B的频率选择滤波器172(代表在接收器中的总的选择性)和ADC174。所接收的信号通过滤波器172进行滤波，以消除干扰信号，得到信号x(t)＝s(t)+n_in(t)，这里s(t)表示所需的输入信号，n_in(t)表示噪声。信号x(t)在ADC174中转换为数字形式，该ADC174包括采样器176和量化器178。采样器176根据时钟采样频率将该信号的时间连续部分转换为时间离散的形式，量化器178通过将幅值域量化为细小数量的固定的可识别的电平而将该信号的幅值连续的部分转换为幅值离散的信号，每个电平间隔距离Q。量化的过程是不可逆的，因为不管量化电平Q如何细小，每个量化的幅值都具有±Q/2的不可分辨的不确定度。因此，所有的量化的信号都不可避免地具有量化噪声。

通过如下的参数至少可部分地确定接收器ADC比特分辨率：输入信号的质量降低多大是可接受的，例如，通过在产生一定的所需的比特误差率(BER)的输出信号中的信号噪声比(SNR)或信号干扰比(SIR)。为了方便，在下文的描述中使用缩写SNR表示热噪声或干扰噪声。参考附图1B，经滤波的输入信号x(t)的SNR是SNRin，ADC的SNR是SNRadc，以及所得的数字信号的SNR为SNRtotadc。

附图2所示为在接收器中的信号和噪声电平。在附图2中，Pn_in是输入噪声信号n_in(t)的功率，Ps是输入信号s(t)的功率，Dqadc是ADC的量化噪声功率，Pntot是总的噪声输入功率，即Pn_in+Dqadc，Px是经滤波的信号x(t)的功率。此外在附图2中还示出了SNRin、SNRadc和SNRtotadc。从附图2中可以看到SNRin是Ps/Pin的比率，SNRadc是Px/Dqadc的比率，SNRtotadc是Ps/Pntot的比率。所有的这些值都以分贝(dB)给出。

需要注意的是，在本实例中，SNRin和SNTtot都为负。在所有的实例中，假设得到可接受的BRE的最小的SNR为负。这在CDMA接收器中是一种正常情况，在这种情况中在模拟数字转换之后所接收的信号的去扩展(despreading)将SNR增加到处理增益(PG)倍。

通过下式描述通过ADC所转换的信号的最小SNR(SNRadcmin)，对于一定的性能(BER)该最小SNR产生了最小的可接受的SNRtotadcmin： ${\mathrm{SNR}}_{\mathrm{adc}\min }=10\log \left\{\frac{{10}^{\frac{\mathrm{SNRin}}{10}}+1}{{10}^{\frac{\mathrm{SNRin}-\mathrm{SNRtotadc}\min }{10}}-1}\right\}-----\left(1\right)$

对于大的负SNRin(即，基本为高斯噪声的输入信号)，公式(1)可以简化为： ${\mathrm{SNR}}_{\mathrm{adc}\min }=10\log \left\{\frac{1}{{10}^{\frac{\mathrm{\Δ}}{10}}-1}\right\}------\left(2\right)$

这里Δ是SNRin的质量下降，即Δ＝SNRin-SNRtotadcmin。

通过下式可以计算由于离散信号x(k)的量化的SNRadc： $\mathrm{SNRadc}=\frac{{\mathrm{\σ}}_x^2}{{\mathrm{Dq}}_{\mathrm{adc}}}-----\left(3\right)$

这里： ${\mathrm{Dq}}_{\mathrm{adc}}=\underset{i-1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\underset{x_{i-1}}{\overset{x_1}{\∫}}{(x-m_i)}^2\•p\left(x\right)\mathrm{dx}-----\left(4\right)$ 这里σ_x ²是信号x(t)的功率，M是在ADC中的量化电平的数量(M＝2^r，r＝比特数)，m_i是量化的电平，x_i是判决电平(如果x_i-1＜(k)＜x_i，则x(k)可以以mi近似)，p(x)是输入信号的概率密度函数，它可以通过高斯分布(这种分布通常是在CDMA接收器的情况中)近似X∈N(0，σ)或可以连续地估计该分布。

表1所示为产生高斯信号的最佳的均匀量化的SNRadc的实例性值和相应的比特分辨率。在John G.Proakis的DigitalCommunicationsp.116(3rd ed.1995)中描述了这种情况。

每采样的比特数	SNRadc[分贝]
		1	4.4
2	9.25
		3	14.27
4	19.38
		5	24.57
6	29.83

                  表1

对于均匀的量化和大数量的量化电平，等式4可以作如下近似： ${\mathrm{Dq}}_{\mathrm{adc}}=\frac{{\mathrm{\Δ}}_q^2}{12}-----\left(5\right)$ 这里Δq是量化级大小，即Δq＝x_i-x_i-1。

在附图3中绘制了根据等式2的所要求的SNRadcmin和所允许的SNRin的下降Δ的曲线。例如，从附图3中可以看出，如果SNRin的0.1分贝的下降是可接受的则要求最小的16分贝的SNRadc。基于表1，这要求在量化器中四比特的分辨率。

在附图4A中绘制了根据等式1的产生-6分贝的SNRtotadc的SNRadc和SNRin的曲线(对于10-3的BER，在1024ksps下-3分贝的Eb/No，4.1兆赫兹的带宽B)。在附图4A中，根据等式1绘制了从1到6比特量化的SNRadc曲线。

通常通过最坏的情况确定ADC的分辨率，即在所希望的输入信号s(t)的功率低时，得到低的SNRin。设置分辨率以使量化噪声功率Dq_adc比热噪声Pn的功率小得多。

例如，假设SNRin＝9分贝是产生一定的BER的最小的SNR(SNRmin)。然后，为不使性能降低超过0.1分贝，SNRadcmin必需为16分贝(从附图3)+9分贝＝25分贝。为实现25分贝的SNRadc，则参考表1，ADC的比特分辨率必需至少为5比特。这就产生大约9分贝的SNRtotadc。这从附图4B中可以看出，附图4B所示为与SNRtotadc相关的SNRadc。

现在假设输入信号s(t)的功率高，得到高的SNRin。如附图4C所示，SNRtotadc将远高于9分贝，假定应用与在s(t)低时相同的比特分辨率。如果设计最坏的情况的分辨率，如果SNRin高则SNRtotadc将太好了。因此，需要降低分辨率以将SNRtotadc恒定保持在产生可接受的BER的电平。

此外，所要求的ADC分辨率也取决于除了SNR以外的不同的因素，包括输入电平范围、是否在接收器应用自动增益、自动增益的精度(保持输入电平恒定的情况如何)、自动增益的速度(随后的衰减如何)、量化噪声降低接收器的总的噪声因素的程度以及所接收的信号的峰值因数。这些因素还都应该考虑。

类似于在ADC中的分辨率，通过不同的因素确定DAC的比特分辨率，包括可容许的量化噪声的大小、必需调制的精度(关于相位误差或误差矢量幅值)以及要发射的信号的波峰因数。

附图5A所示为常规的发射器，该发射器可以包括在例如收发器(比如收发器170)中。在附图5A中所示的发射器包括波形形成器(WFG)510和DAC520。在WFG510中产生具有r比特的数字信号sd(t)。通过DAC520将这个信号转换为模拟波形sc(t)。DAC520具有信号噪声比SNRdac，所得的模拟信号具有信号噪声比SNRtotdac。

D/A转换的原理类似于A/D转换的原理。在D/A转换中，从具有有限的幅值分辨率的离散波形中近似具有无限幅值分辨率的连续的波形。

在D/A转换和A/D转换之间的差别在于SNRtotdac仅取决于信号的量化。在发射器中的量化噪声是由在WFG510和DAC520中的量化所产生的。此外，在D/A转换中，要量化的信号并不按高斯函数近似。实际上，通过发射器可以完全地得到要在DAC中要量化的信号的幅值分布P(x)。

为确定SNRtotdac，将SNRtotdac替代SNRtotadc，Dq_dac替代Aq_adc，等式3和4有效。在DAC520中的比特分辨率不必与在WFG510中的比特分辨率相同。

根据等式3和4，量化噪声取决于该信号的统计。

假设量化噪声保持恒定，与具有较低的峰值因数的信号相比，具有较高的峰值因数的信号要求更大数量的比特。为看清这其中的原因，有利的是参考附图5B和5C，附图5B和5C分别示出了具有不同的形状和具有相同的功率σ_x ²的峰值因数的信号x₁(t)和x₂(t)。对于具有大的峰值因数的信号x₂(t)，必需要求量化不截断该信号。然而，在大多数的时间里该信号x₂(t)是小的。为以给定的精度表示小的部分，要求小的量化区间。同时，该范围必需大以不造成截断。这种大的范围和小的量化区间意味着要求大的比特分辨率。

峰值因数Fc可以定义如下： $\mathrm{Fc}=\frac{\mathrm{Apeak}}{\mathrm{Arms}}=\frac{\max \left|x\left(t\right)\right|}{\sqrt{\frac{1}{T}\•\underset{0}{\overset{T}{\∫}}{x}^2\left(t\right)\mathrm{dt}}}------\left(6\right)$ 这里，T是所发射的信号的周期，Apeak是所发射的信号的峰值幅值，以及Arms是该幅值的有效值。

所发射的信号的峰值因数取决于调制格式。在特定的系统中的发射器可以以不同的模式运行，每种模式都具有不同的调制格式。因此，在某些模式中，峰值因数可以很低，使得可以使用较低的比特分辨率，而在其它的模式中峰值因数可能较高，要求较高的比特分辨率。

通常，设置比特分辨率和量化电平以对付最糟糕的情况，即使这种情况对应于在实际中几乎不使用的模式。

表2所示为在发射器中要求不同的比特分辨率的不同的业务情况的实例。

模式	典型的情况	峰值因数	所需的比特分辨率
				1	低速数据(语音)	低	低
2	高速数据(用于在CDMA系统中的一个用户的多代码)	高	高
				3	IQ-多路复用的控制和数据。在I信道中的功率和在Q信道中的功率之间大的差(例如，由于改变发信号的需求)	高	高

高的比特分辨率消耗电流。为保持电流消耗尽可能地低，重要的是在收发器中应用尽可能低的比特分辨率。对于降低分辨率的每个比特大约将电流消耗减半。在需要高速转换器的收发器中，例如，宽带CDMA(WCDMA)蜂窝电话，转换器是对总的电流消耗的主要贡献者。因此重要的是保持在收发器中的量化以及其它的处理(比如采样)中所使用的比特的数量尽可能地低。

发明概述

因此本发明的一个目的是降低在收发器中的电流消耗。本发明的再一个目的是降低在收发器中的比特分辨率。通过自适应的方法和装置实现这些目的和其它的目的。

根据本发明的一方面，将所接收的模拟信号转换为数字形式。选择器基于信号质量选择模拟到数字转换的分辨率。信号质量可以是信号噪声比或信号干扰比。根据所接收的信号比所需要的信号的质量好的程度选择分辨率。

根据本发明的另一方面，将要发射的数字信号被转换为模拟形式。基于要发射的信号的峰值因数选择数字到模拟转换的分辨率。峰值因数取决于要发射的信号的调制格式。

在接收器中可以执行模拟到数字转换，在发射器中可以执行数字到模拟转换。发射器和接收器可以分开或包括在具有自适应比特分辨率的收发器中。

附图概述

结合附图通过阅读本说明书的描述将会清楚本发明的特征、目的和优点，在附图中相同的参考标号表示相同的元件，在附图中：

附图1A所示为实例性的蜂窝移动电话系统；

附图1B所示为常规的接收器；

附图2所示为在接收器中的信号和噪声电平；

附图3所示为SNRadcmin相对于SNRin的可接受的质量降低(Δ)的曲线；

附图4A所示为对于给定的SNRtotadc SNRadc相对的SNRin的曲线；

附图4B和4C所示为常规的ADC分辨率选择的实例；

附图5A所示为常规的发射器；

附图5B和5C所示为具有相同的功率但不同的形状和峰值因数的信号；

附图6A所示为根据本发明的一个实施例的实例性接收器；

附图6B所示为如何执行基于导频符号的SNR估计；

附图7所示为具有可适应的比特分辨率的实例性的r-比特FLASH转换器；

附图8所示为根据本发明的发射器的方块图；

附图9所示为具有可适应的比特分辨率的实例性DAC；以及

附图10A和10B所示为分别在接收器和发射器中自适应比特分辨率的实例性的方法。

详细描述

虽然根据包含便携式无线电话的蜂窝通信系统书写详细描述，但是本领域的熟练人员会理解的是申请人的发明还可以应用到其它的通信应用中。此外，虽然以CDMA系统和技术描述这些实例性的实施例，但是本领域的熟练人员同样会理解的是本发明可以应用于任何通信系统(例如，TDMA系统)。

根据本发明的实例性实施例，收发器具有可适应的比特分辨率。为方便解释，下文分别描述接收器和发射器。然而，应该理解的是，接收器和发射器可以单独实施或包括在具有可适应的比特分辨率的单个的收发器中。

根据本发明的第一方面，接收器具有可适应的比特分辨率。附图6A所示为根据本发明的这一方面的接收器600的方块图。在解调器(例如IQ解调器610)中对所接收的信号进行解调，该解调器包括自动增益控制(AGC)放大器615。IQ解调器610将所接收的模拟信号向下变换为适当的中间频率以进一步处理并将它从极化表示转换为笛卡尔表示。然后对该信号进行放大并滤波以从带有相关的不希望的频谱部分的能量中抽取所接收的复合信号的所需的部分。

ADC620从IQ解调器610中将模拟I和Q信号转换为每个包括r比特的数字信号。ADC620具有可变的分辨率，即能够对其进行调整以输出n-比特量，这里n为任何数，例如2，4，8，16，32，等。

如果接收器是CDMA接收器，在执行基于导频SNR测量之前在去扩展器630中对信号进行去扩展。去扩展器630主要将输入信号乘以(复)代码并在符号周期内对功率进行积分。

判决装置640将来自去扩展器630的信号转换为数字比特，例如通过对该信号进行组合并解码，然后将该信号传输到下游的处理设备比如扬声器(未示)。如果该系统是一种CDMA系统，则判决装置640对该信号进行去扰频。

可以以如下的方式将所接收的信号的信号质量SNRin表示为ADC的比特分辨率和随后的信号处理的函数： $\mathrm{SNR}=\frac{\mathrm{Eb}}{\mathrm{No}}\•\frac{\mathrm{Rb}}{B}------\left(7\right)$ 这里，Eb/No是每噪声功率密度每比特所接收的能量，Rb是比特速率，以及B是接收器的噪声带宽。从公式(7)中可以看出，可以容许良好的输入信号质量、更高的量化噪声以及较低的比特分辨率。

根据本发明的实例性实施例，可以基于所接收的信号质量(例如SNR或SIR)选择在ADC620中所接收的分辨率和随后的信号处理。对于高的SNRin，低的比特分辨率足够，得到较低的电流消耗。相反，对于低的SNRin，需要高的比特分辨率，产生高的电流消耗。

表3所示为根据所接收的信号质量如何改变在ADC中的比特分辨率的实例。

SNRin-SNRtotadcmin[dB](比所需的SNRin好多少)	每采样的比特数
		0.0	4
0.5	3
		1.0	2
3.0	1

                         表3当然，在表3中所给出的值仅为实例。在实际的应用中，可能的比特分辨率可能有许多，超过四比特。此外，在选择比特分辨率的过程中考虑AGC控制的精度和速度以及信道衰减。

功率估计器650应用适合的算法估计所接收的信号的功率，例如应用如下的公式：

               σ_x ²＝i²+q²                     (8)这里i²和q²分别是I和Q字的功率。通过AGC调整器690应用所估计的功率来调整AGC放大器615。AGC调整器690控制AGC放大器615的增益以在ADC中将信号能量(或干扰能量的噪声)保持恒定。设定AGC基准增益以实现最佳的量化。

将会理解的是在附图6A中所示的AGC接收器仅为实例。本发明并不限于仅应用于AGC接收器中。

SNR测量电路660估计SNRtotadc。SNR测量电路660例如可以是基于导频的SNR测量电路，该测量电路基于在所发射的接收信号中的已知的导频符号估计SNRtotadc。例如，参考附图6B，已知的导频符号序列表示为x，而所接收的符号以“·”表示。对每个·通过对在x和·之间的距离的平方进行平均并将这个相关到导频矢量的长度α则可以估计SNRtotadc。应该理解的是还可以以其它任何适合的方式估计SNRin。

如果在ADC中调整比特分辨率，则在较高的SNRin下，ADC量化噪声Dqadc相对于输入噪声不可忽略。因此，量化噪声降低了SNRin的质量。因此，必需对所测量的SNRtotadc进行补偿以正确地反映SNRin。重要的是执行这种补偿，因为收发器比如移动电话通常给基站报告所接收的SNRin。参考附图6，这种补偿可以在补偿器670中执行。

SNR补偿可以分两步执行。首先，确定不够的比特分辨率的影响，即估计SNRadc。应用公式3和4可以计算SNRadc。在最简单的情况下，假设输入信号为高斯函数。基于这种假设，再次使用公式3和4从功率估计器650中所输出的估计的信号功率(σ_x)²和ADC的量化噪声Dq_adc中可以计算SNRadc。其次，基于SNRadc和SNRtotadc从基于导频的SNR测量电路660中通过对在公式1中的SNRin进行求解估计SNRin。

选择器680选择以数字的形式表示所接收的信号所需的比特数r。选择器680确定所估计的SNRin比一定的SNRtotadminc好的程度。选择器680可以包括用于此目的的减法器。例如应用在表3中给出的值根据在SNRin和SNRtotadcmin之间的差值选择比特数。例如可以将这些值存储在选择器680的查询表中。例如，如果SNRin是比一定的BER的所需的SNRtotadc好3分贝，所选择的比特数可以是1。在另一方面，如果SNR不好于任何所需的SNRtotadc，则所选择的比特数可以是4。

虽然在附图6A中示出了CDMA接收器，但是通过作少量的调整，例如删除去扩展器630和从判决装置640中消除去扰频功能，本发明就可以应用于非CDMA接收器中。

在附图6A中所示的每个ADC620以转换器比如在附图7中所示的转换器实施。在附图7中所示的转换器700是具有可适应的比特分辨率的r比特FLASH转换器。转换器700包括M-1比较器710，这里M＝2^r，r是所需的比特的最大数目。通过精确的电压分压器比如阶梯电阻提供基准电压。通过逻辑电路730接通和切断适当的比较器来控制比特分辨率。将转换器700设计为最大所需的比特数，对于分辨率降低的每个步骤，将一个比特设置为零，从最低有效比特开始。逻辑电路720根据比特分辨率将比较器的输出映射到输出信号中。

根据本发明的另一方面，发射器具有可适应的比特分辨率。附图8所示为根据本发明的这方面的发射器800的方块图。该发射器包括比特分辨率控制逻辑810、波形形成器(WFG)820和ADC830。WFG820将控制和数据信息比特映射到特定的波形。所产生的波形取决于要发射的信号的调制格式。DAC830将数字字元sdi(k)转换为模拟波形。WFG820和DAC830的比特分辨率受比特分辨率逻辑电路810控制，控制逻辑810调整该分辨率以应用尽可能低的比特分辨率。为了容易实施，WFG820和DAC830的比特分辨率可以相同。可替换的是，设置WFG820的比特分辨率用于最糟糕的情况，根据调制格式可以修改DAC830的比特分辨率，例如根据要发射的信号的峰值因数。根据实例性的实施例，通过比特分辨率控制逻辑810选择比特分辨率。

在发射器DAC830中，对于一定的SNR，当要发射的信号的峰值因数较低时，所需的分辨率比峰值因数较高时所需的比特分辨率更低。基于所应用的调制格式，峰值因数已知。例如，在WCDMA系统中，在发射器中使用多代码时的峰值因数高于在使用单代码时的峰值因数。在高的用户数据比特率(例如384bps或更高)下使用多代码。因此，对于单代码调制格式，低的分辨率足够，产生了低的电流消耗。对于多代码调制格式，需要高的分辨率，导致高的电流消耗。然后将所得的模拟信号例如输出到发射信号处理电路(例如随后可能有脉冲整形滤波器的QPSK或Q-QPSK调制器)，通过发射功率放大器(未示)进行放大并最终耦合到天线(在附图中也没有示出)。

在附图9中示出了具有可调整的比特分辨率的DAC的实例。在附图9中所示的DAC包括控制逻辑910和包括开关920的R-2R电流比例阶梯电路，从最高有效比特(MSB)到最低有效比特(LSB)的字的每个比特用一个。根据在二进制数字信号的每个比特中的数据通过控制逻辑910启动开关920。电流输出取决于二进制输入。例如，当二进制输入全部是1时产生最大的输出电流。通过运算放大器930将输出电流转换为输出电压。这种类型的DAC的实例描述在Robert B.Northrop的文章Analog Electronic Circuits(Chap.14.2，pp.464-469(1990))中。

附图10A和10B所示为分别在接收器和发射器中自适应比特分辨率的方法。参考附图10A，在接收器中自适应比特分辨率的方法从步骤1000开始，在步骤1000中在附图6中所示的ADC620中将所接收的模拟信号转换到数字信号。接着，在步骤1010中，估计信号质量例如SNRin。应用如上文所描述的补偿电路670能够估计SNRin。在步骤1020中，确定所估计的信号质量比所需的信号质量高多少，在步骤1030中，基于这种信息选择比特分辨率。在选择器680中可以执行步骤1020和1030，选择器680确定在所估计的SNRin和SNRtotadcmin之间的差值并基于这个差值选择比特分辨率。

参考附图10B，在步骤1040中开始在发射器中自适应比特分辨率的方法，在该步骤1040中基于数字信号的调制格式(例如峰值因数)选择比特分辨率。这个步骤在附图8中所示的比特分辨率控制逻辑810中执行。然后，在步骤1050中，将数字信号转换为发射的模拟信号。这个步骤可以在DAC830中执行。

虽然上文参考特定实施例已经描述了本发明，但是本领域的熟练技术人员应该理解的是，在不脱离本发明的实质特征的前提下本发明还可以以其它的特定形式实施。无论从哪方面看上文所描述的实施例都应该认为是实例性的而不是限制性的。

Claims (18)

1.一种接收器，包括：

将所接收的模拟信号转换为数字信号的模拟到数字转换装置；以及

选择转换装置的分辨率的选择器，其中基于所接收的信号的质量选择该转换装置的分辨率。

2.如权利要求1的接收器，其中基于所接收的信号的信号噪声比或信号干扰比选择该分辨率。

3.如权利要求1的接收器，其中根据该信号质量比所需要的信号质量好的程度选择转换装置的分辨率。

4.一种发射器，包括：

将数字信号转换为用于发射的模拟形式的数字到模拟转换装置；以及

选择转换装置的分辨率的选择器，其中基于发射的信号的峰值因数选择该转换装置的分辨率。

5.如权利要求4的发射器，其中峰值因数取决于用于发射的信号的调制格式。

6.如权利要求4的发射器，其中峰值因数越高，所选择的分辨率越高。

7.一种收发器，包括：

将所接收的模拟信号转换为数字信号的模拟到数字转换装置；

将数字信号转换为用于发射的模拟形式的数字到模拟转换装置；以及

选择转换装置的分辨率的选择器，其中基于所接收的信号的质量选择该模拟到数字转换装置的分辨率，以及基于用于发射的信号的峰值因数选择该数字到模拟转换装置的分辨率。

8.如权利要求7所述的收发器，其中基于所接收的信号的信号噪声比或信号干扰比选择模拟到数字转换装置的分辨率，以及根据调制格式选择峰值因数。

9.如权利要求7所述的收发器，其中根据该信号质量比所需要的信号质量好的程度选择模拟到数字转换装置的分辨率，以及该峰值因数越高，所选择的数字到模拟转换器的分辨率越高。

10.一种在接收器中自适应比特分辨率的方法，包括如下步骤：

基于所接收的模拟信号的信号质量选择模拟到数字转换装置的分辨率；以及

在模拟到数字转换装置中将所接收的模拟信号转换为数字信号。

11.如权利要求10所述的方法，其中基于所接收的信号的信号噪声比或信号干扰比选择该分辨率。

12.如权利要求10所述的方法，其中基于所接收的信号质量比所需要的信号质量好的程度选择该分辨率。

13.一种在数字发射器中自适应比特分辨率的方法，包括如下步骤：

基于用于发射的数字信号的峰值因数选择数字到模拟转换装置的分辨率；以及

在数字到模拟转换装置中将数字信号转换为发射的模拟信号。

14.如权利要求13所述的方法，其中该峰值因数取决于发射信号的调制格式。

15.如权利要求13所述的方法，其中该峰值因数越高，所选择的分辨率越高。

16.一种在数字收发器中自适应比特分辨率的方法，包括如下步骤：

基于所接收的模拟信号的信号质量选择模拟到数字转换装置的分辨率；

在该模拟到数字转换装置中将所接收的模拟信号转换为数字信号；

基于用于发射的数字信号的峰值因数选择数字到模拟转换装置的分辨率；以及

在该数字到模拟转换装置中将数字信号转换为发射的模拟信号。

17.如权利要求16所述的方法，其中基于所接收的信号的信号噪声比或信号干扰比选择模拟到数字转换装置的分辨率，以及该峰值因数取决于调制格式。

18.如权利要求16所述的方法，其中根据所接收的信号质量比所需要的信号质量好的程度选择模拟到数字转换装置的分辨率，以及该峰值因数越高，所选择的数字到模拟转换器的分辨率越高。

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