CN1381080A - 天线分集装置 - Google Patents

Abstract

一个天线分集装置(200)包括能形成多个天线波束的多个天线(204a,204b)。对于每个天线由一个点源替代的一个装置而言,首先确定驱动每个天线(204a,204b)的信号之间的幅度和相位关系,然后通过参照实际天线装置(200)的特性转换分析结果从而确定合适的驱动信号,组合天线分集装置(200)能使天线(204a,204b)彼此任意靠近放置,并且在任意一对天线波束之间接近零相关,由此提供了紧凑而有效的装置。

Description

天线分集装置

技术领域

本发明涉及一个天线分集装置，该装置包括多个用于提供角分集的天线，还涉及包含这样一种天线分集装置的无线设备和操作这种装置的方法。

背景技术

对于在无线电通信系统中调节多路径传播效益而言天线分集是一种已知的技术。当由两个(或多个)天线接收的信号为充分解相关时已指出能达到约10dB的窄带分集增益。

在A Statistical Theory of Mobile-Radio Reception，R.JClarke，Bell systems Technical Journal，Volume 47 No.6，pages957 to 1000中，研究了在移动无线电环境中场的空间相关性。在该文章中，对于一个接收的垂直极化波的空间包络自-相关系数ρ_e的已知公式由下式表示

            ρ_e＝|ρ|²＝J₀(kx)                (1)这里ρ是电场幅度的自-相关系数，k是波数，而x是距离，该函数作图在图1中。

在使用分集的通信系统中，例如DECT(数字增强型无绳电信)，其通常应用两个天线提供空间分集。每个天线被设计成为全向性的(至少对于基本应用圆形小区的一个蜂窝系统)并与另一个天线无关。通过将天线分开一个大距离来实现(如从图1可见到的为要求良好的空间解相关)，以及，如果必要的话，通过失谐未使用的天线来实现。但是，天线位置间的大距离分开受到设备尺度的限制。此外未实现获得阵列增益(或方向性)的双天线系统的潜能。

通过将这些天线考虑成为一个阵列，可设计一个角分集系统，其中多个波束是由多个天线产生的。波束的分集提供了增强的作用距离但同时降低了延迟扩展(因为降低了发射信号的角范围)，使用阵列增益增强了作用距离，由此进一步改善了信号的质量和作用距离。

但是，去设计具有任意接近地放置天线而同时又保持波束之间低相关的角分集系统迄今是不可能的。例如，PCT申请WO 99/55012表示一个分集系统，其具有由三分之一波长分开的两个天线，向两个天线馈送的馈电电压之间的相移为90°，用于产生定向的波束。然而，在该分集系统的设计中既未考虑相关系数，又不考虑这样一个事实，即在该系统中的天线不能作为一个理想的点源，结果该系统的性能一般将不是最佳的。

作为对角分集的另一方案，已使用极化分集于小天线分离的情况。然而，在每个极化的主功率中的差异将使分集增益变差。而且既未实现作用距离方面增强，又未实现延迟扩展方面改进。

发明的公开

本发明的一个目的在于提供这样一种天线分集装置，其因天线能相隔任意近间距配置而具有改善了的角分集性能。

按照本发明的一个方面，提供了一种天线分集装置，包括多个天线和用适当幅度和相位的信号馈送每个天线的产生多个天线波束的装置，其中，任意对波束之间的相关系数基本为零。

按照本发明的第二方面，提供了一种无线设备，其包含按本发明制作的天线分集装置。

按本发明第三方面，提供了操作包括多个天线的天线分集装置的方法，该方法包括用适当幅度和相位的信号馈送每个天线以产生多个天线波束，其中任意对波束之间的相关系数基本为零。

本发明乃是基于这样一种认识，即使用由任意距离分开的理想点辐射源能容易设计在天线间具有零包络相关系数的角分集装置。对于相同的天线间距而言，通过合适的转换能获得对包括偶极，单极，螺旋或其他天线的一个阵列产生所要求的馈电电压的实际认识。因此在此所表示的分析方法使得紧凑天线分集装置的宽范围的设计成为可能，由此将充分考虑各个天线之间相互作用。

附图简述

现在将参照附图描述本发明的实施例，其中：

图1表示在两个点的电场的幅度的自相关函数，|ρ|²，如何随以波长为单位的间距，这些点的x/λ变化；

图2是一个天线分集装置的方块示意图；

图3表示与一个全向性波束相比，两个方向相反的波束的方向覆盖范围；

图4是在两单元天线阵列的最大增益(以dB为单位)和天线的微分相移Δ反电间距kd之间的关系的等高曲线图；

图5是在两单元天线阵列的包络相关系数和该天线的微分相移Δ及电间距kd之间的关系的等高曲线图；

图6是表示导至两波束间零相关的两个点源的微分相移Δ和电间距kd的值的曲线；

图7表示在1890MHz两单元点源阵列的方位辐射方向图；

图8表示在1700MHz(虚线)，1890MHz(实线)和2080MHz(点划线)，具有两个馈电元件的两个直线偶极单元的阵列的方位辐射方向图；

图9是表示在1700-2080MHz频率范围上两个直线偶极天线的阵列的一个天线的阻抗的Smith圆图；以及

图10表示在1700MHz(虚线)，1890MHz(实线)和2080MHz(点划线)，一个单元由一个寄生电抗加载的两个直线偶极天线单元的阵列的方位辐射方向图。

实施发明的模式

图2说明将用来描述本发明的一个实施例的天线分集装置200(按互易性原理，该装置对发射和接收将具有类似的作用)。装置200包括天线馈源202，它携带适当频率和功率电平的被发射的信号，并被分隔和加到第一和第二天线204a，204b。加到第二天线204b的信号通过移相器206，将该信号相移高达±180°，如果需要的话还可以调整该信号的幅度。

对于该两单元阵列理想的辐射方向图是一对相同但指向相反且正交的波束(即波束具有零或很小的包络自相关系数ρ_e)，这些波束合在一起将提供全方向的覆盖范围，同时它们单独地在典型的衰减环境中接收相同的功率(平均地说所有到达的方位角是相等的)。

图3表示按这样一种阵列方向覆盖范围的例子。具有天线分集装置200的一个基站302可以通过全向波束304，第一方向波束306(图3中虚线表示)和第二方向波束308(图3点划线表示)去发射和接收。因此在全向波束304范围之外的一个移动站310可以通过第一方向波束306同基站302通信。

本发明将首先描述与两辐射点源阵列相关的情况，为此将确定增益和相关系数的特性。之后将表示如何能用线性天线实现具有所要求特性的一个阵列。之后将详细说明本发明申请对实际应用的一个例子。

考虑都处在水平面中的点源的一个阵列。在该同一平面中远场电场E由下式给出 $E=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{A}_n{e}^{j({\mathrm{\Δ}}_n+{\mathrm{kd}}_n\cos \left({\mathrm{\φ}-\mathrm{\φ}}_n\right))}---\left(2\right)$ 这里Δ_n是第n个馈源的相位，而A_n是其幅度，d_n是第n个源离原点的距离，和φ_n是在x轴和从原点到第n个源的一条线之间对着的角。

对一个两单元实施例，考虑两个天线都放置在该x轴上(所以φ_n＝0)。在第一传输模式情况下，第一天线204a考虑为参考，而对第二天线204b的馈源具有其可调节的幅度和相位，从而使一个方向波束在一特定方向形成。在第二模式情况下，相对幅度和相位反向，由此使一个方向波束处相反的方向。为简化起见将假定天线由相等幅值馈电。两个模式的辐射方向图，E₁和E₂分别由下式给出

        E₁＝1+e^{j(Δ+kd cosφ)}         (3)

        E₂＝e^jΔ+e^jkd cosφ这里d是等于两天线204a，204b之间的距离，而Δ是两天线馈源间的相位差。

它们要求归一化，以便使辐射方向图进行比较。合适的归一化关系是由下式给出的辐射方向图的内积

      ∫Ddφ＝∫EE^*dφ＝2π           (4)

按照以上式3中对E₁和E₂的表达式，其可以被确定为 $E_1{E}_1^{*}=2(1+\cos (\mathrm{\Δ}+\mathrm{kd}\cos \mathrm{\φ}))---\left(5\right)$ $E_2{E}_2^{*}=2(1+\cos (\mathrm{\Δ}-\mathrm{kd}\cos \mathrm{\φ}))$ 因此，它可容易地表示为 ${\∫E}_1{E}_1^{*}\mathrm{d\φ}={\∫E}_2{E}_2^{*}\mathrm{d\φ}=4\mathrm{\π}(1+J_0\left(\mathrm{kd}\right)\cos \mathrm{\Δ})---\left(6\right)$ 由此，使用式4，可以看出，E₁和E₂都能由系数归一化 $\frac{1}{\sqrt{2(1+J_0\left(\mathrm{kd}\right)\cos \mathrm{\Δ})}}---\left(7\right)$

组合式5和7给出第二波束的功率增益G(和第一波束的相同但在相反的方向)为 $G\left(\mathrm{\φ}\right)=\frac{1+\cos (\mathrm{\Δ}-\mathrm{kd}\cos \mathrm{\φ})}{1+J_0\left(\mathrm{kd}\right)\cos \mathrm{\Δ}}---\left(8\right)$

对于在0和180°之间的Δ和kd，在φ＝0最大增益出现，对于Δ＞kd在cos^-1(Δ/kd)另一处出现最大增益。图4为表示最大增益(以dB为单位)如何依赖于天线204a，204b的微分相移Δ和电间距kd的等高曲线图。这说明在很接近天线间距情况下超分集是可能的。

然而，有可能使波束具有一个低包络相关系数ρ_e，对包括雷利衰减环境条件下的两个天线204a，204b的天线分集装置200而言，在以上引证的Clarke发表的文章中说明该系数由下式给出 ${\mathrm{\ρ}}_e=\frac{|{\∫}_{\mathrm{\Ω}}(E_{1\mathrm{\θ}}{E}_{2\mathrm{\θ}}^{*}{p}_{\mathrm{\θ}}+{\mathrm{XE}}_{1\mathrm{\φ}}{E}_{2\mathrm{\φ}}^{*}{p}_{\mathrm{\φ}})e^{-\mathrm{jk\Δx}}\mathrm{d\Ω}{|}^2}{{\∫}_{\mathrm{\Ω}}(E_{1\mathrm{\θ}}{E}_{1\mathrm{\θ}}^{*}{p}_{\mathrm{\θ}}+{\mathrm{XE}}_{1\mathrm{\φ}}{E}_{1\mathrm{\φ}}^{*}{p}_{\mathrm{\φ}})\mathrm{d\Ω}{\∫}_{\mathrm{\Ω}}(E_{2\mathrm{\θ}}{E}_{2\mathrm{\θ}}^{*}{p}_{\mathrm{\θ}}+{\mathrm{XE}}_{2\mathrm{\φ}}{E}_{2\mathrm{\φ}}^{*}{p}_{\mathrm{\φ}})\mathrm{d\Ω}}---\left(9\right)$ 这里：·E_θ和E_φ分别是θ和φ极化强度的复电场方向图；·X是交叉-极性比

这里P_θ和P_φ分别是在多路径环境中由全向性θ和φ极化天线接收的功率；·p_θ和p_φ分别是极化平面波的输入θ和φ的角密度函数(到达概率分布角)；以及·Δx是在两天线204a，204b处输入的波之间的距离差(一个角度函数)。

虽然由式9定义的该相关系数ρ_e是基于接收，但它对一个等式进行简化，该等式是输入多路径和复辐射方向图的一个函数。通过互易性，该等式因此同等地可应用于从天线分集装置200的发射。

当将两个天线204a，204b考虑成一个单一的天线阵列时，使得两个天线的辐射方向图被认为是在空间的相同点，Δx＝0，等式9简化为 ${\mathrm{\ρ}}_e=\frac{\text{|}{\∫}_{\mathrm{\Ω}}{E}_{1\mathrm{\θ}}{E}_{2\mathrm{\θ}}^{*}{p}_{\mathrm{\θ}}\mathrm{d\Ω}+X{\∫}_{\mathrm{\Ω}}{E}_{1\mathrm{\φ}}{E}_{2\mathrm{\φ}}^{*}{p}_{\mathrm{\φ}}\mathrm{d\Ω}{|}^2}{{\∫}_{\mathrm{\Ω}}\left(\right|E_{1\mathrm{\θ}}{|}^2{p}_{\mathrm{\θ}}+X\left|E_{1\mathrm{\φ}}{|}^2{p}_{\mathrm{\φ}}\right)\mathrm{d\Ω}{\∫}_{\mathrm{\Ω}}\left(\right|E_{2\mathrm{\θ}}{|}^2{p}_{\mathrm{\θ}}+X\left|E_{2\mathrm{\φ}}{|}^2{p}_{\mathrm{\φ}}\right)\mathrm{d\Ω}}---\left(10\right)$

从等式9和10不难看出，相关是每个波束的极化状态的正交性的强函数，虽然由到达概率分布的角加权。如果波束在空间中的所有点是正交，则包络相关ρ_e将为零，而分集特性将为最佳。具备该特性的最简单的配置是非-重叠的波束，虽然人们了解可以用重叠的波束实现正交性。因此，即使对于确定相关系数ρ_e，到达统计的交叉一极化强度和角度是重要参数，好好地深入理解分集特性可以单独通过研究波束的正交性来得到。

为计算相关系数ρ_e而使用在等式(3)中定义的辐射方向图，为此有必要计算

，忽略归一化(因为在等式9和10中归一化因子抵消)，得到 $E_1{E}_2^{*}=(1+e^{\mathrm{j\Δ}}{e}^{\mathrm{jkd}\cos \mathrm{\φ}}){(e^{\mathrm{j\Δ}}+e^{\mathrm{jkd}\cos \mathrm{\φ}})}^{*}=2(\cos \mathrm{\Δ}+\cos \left(\mathrm{kd}\cos \mathrm{\φ}\right))---\left(11\right)$

在xy平面上对该表示式积分，得到 $\∫E_1{E}_2^{*}\mathrm{d\φ}=2({\∫}_0^{2\mathrm{\π}}\cos \mathrm{\Δd\φ}+{\∫}_0^{2\mathrm{\π}}\cos \left(\mathrm{kd}\cos \mathrm{\φ}\right)\mathrm{d\φ})=4\mathrm{\π}(\cos \mathrm{\Δ}+J_0\left(\mathrm{kd}\right))---\left(12\right)$

假定垂直极化强度只来自点源，使得E_1φ＝E_2φ＝0，以及到达概率分布的一个相同的角(使得p_θ是一个常数)，包络相关系数ρ_e从等式10，12和6得到 ${\mathrm{\ρ}}_e={\left(\frac{\cos \mathrm{\Δ}+J_0\left(\mathrm{kd}\right)}{1+J_0\left(\mathrm{kd}\right)\cos \mathrm{\Δ}}\right)}^2---\left(13\right)$

图5是个等高线曲线图，表示包络相关系数ρ_e如何依赖于天线的微分相移Δ和电间距kd。可容易地看出，这里存在一个极低ρ_e的有效区，Δ＝cos^-1(-J₀(kd))时ρ_e＝0。

对于天线间距低到零有可能获得完全解相关的波束(至少在理论上)。图6是一条曲线，表示导至ρ_e＝0的微分相移Δ和电间距kd的值，与在图5中所表示的相比，覆盖一个更宽范围的电间距。可以看到，当天线间隔减小时，所要求的相移Δ倾向180°，同时对于大于120°的电间隔，存在一个低相关系数频道，同时馈源间的平均相位差Δ接近90°。

通过比较图4和5可以看出，正交波束，低相关和高增益的条件彼此是一致的。这是期待的，因为这些条件能广泛地概述成辐射方向图间最少的重叠。

以上涉及理想化辐射点源的推导而不是实际的天线。现在将说明类似的结果如何能从例如单极，偶极或螺旋这样的垂直定向的线性天线得到。在这里适合的分析来自普通使用的AM广播天线，例如参见Matrix Method for Relating Base Current Ratios to Field Ratiosof AM Directional Statios，J.M.Westberg，IEEE Transaction OnBroadcasting，Volume 35 No.2，pp 172-175。

考虑一个两单元天线阵列200，该阵列的每个单元的馈源点处的电压V和电流I据简单电路理论这样相关的

            I₁＝V₁Y₁₁+V₂Y₁₂                        (14)

            I₂＝V₁Y₂₁+V₂Y₂₂

在水平平面中来自一个垂直-定向线性单元的远场辐射由下式给出 $E_{\mathrm{\α}}=-j\frac{\mathrm{\ηk}}{4\mathrm{\πr}}{e}^{-\mathrm{jkr}}\∫I_z\left(z\right)\mathrm{dz}---\left(15\right)$ 这里η是自由空间阻抗，r是离该元件中心的径向距离，而I_z(Z)是天线204a，204b上的电流分布(假定在z方向是线性的)。

对于包括多个天线204a，204b的一个阵列，每个天线的辐射可写成

            E_n＝K∫I_zn(z)dz                       (16)这里k代表等式15中积分符前的因子，脚标n代表第n个单元，而I_zn(Z)是沿该第n个单元的长度的单元电流。

由于天线是线性系统，其在空间一特定点处的场正比于输入电压或电流，所以等式16可写成

            E_n＝C_nI_n                              (17)这里I_n是第n个单元的馈电电流。置换等式17和16于式14中给出 $\frac{K}{C_1}\∫I_{z1}\left(z\right)\mathrm{dz}=V_1{Y}_{11}+V_2{Y}_{12}---\left(18\right)$ $\frac{K}{C_2}{\∫I}_{z2}\left(z\right)\mathrm{dz}=V_1{Y}_{21}+V_2{Y}_{22}$ 其可重新整理成 $\∫I_{z1}\left(z\right)\mathrm{dz}=\frac{C_1}{K}{V}_1{Y}_{11}+\frac{C_1}{K}{V}_2{Y}_{12}$ $\∫I_{z2}\left(z\right)\mathrm{dz}=\frac{C_2}{K}{V}_1{Y}_{21}+\frac{C_2}{K}{V}_2{Y}_{22}---\left(19\right)$ 通过进行下列类型的置换该等式可进一步简化 $T_{11}=\frac{C_1}{K}{Y}_{11}---\left(20\right)$ 其可写成(使用等式14) $T_{11}=\frac{C_1}{K}\·\frac{I_1}{V_1}{|}_{V_2=0}---\left(21\right)$ 据等式19可看出，通过设置V₂＝0和V₁至1V，这等效于 $T_{11}={\∫I}_{z1}\left(z\right)\mathrm{dz}{|}_{V_2=0}---\left(22\right)$ 按类似方式，可定义一个完整的T矩阵等式组： $T_{11}=\frac{C_1}{K}{Y}_{11}=\∫I_{z1}\left(z\right)\mathrm{dz}{|}_{V_1=1,V_2=0}$ $T_{12}=\frac{C_1}{K}{Y}_{12}=\∫I_{z1}\left(z\right)\mathrm{dz}{|}_{V_1=0,V_2=1}---\left(23\right)$ $T_{21}=\frac{C_2}{K}{Y}_{21}=\∫I_{z2}\left(z\right)\mathrm{dz}{|}_{V_1=1,V_2=0}$ $T_{22}=\frac{C_2}{K}{Y}_{22}=\∫I_{z2}\left(z\right)\mathrm{dz}{|}_{V_1=0,V_2=1}$

在该上面等式中的每一项代表等效于在等式14的导纳矩阵Y中的一项的积分。根据等式16，19和23，电场借助电压和T参数给出如下 $\frac{E_1}{K}=T_{11}{V}_1+T_{12}{V}_2---\left(24\right)$ $\frac{E_2}{K}=T_{21}{V}_1+T_{22}{V}_2$

固定因子k可以忽略，因为它仅仅是与确定辐射方向图相关的电场的有关的幅度。这样以上等式用矩阵方式写成

          [E]＝[T][V]                             (25)

该等式可进一步归一化，使得E场值之一是单位一，而且不改变所要求的结果。对于点源，[E]矩阵表示该电场比值，或馈送到每个单元的相对电流。

等式25中的所有参数是复数，该等式提供点源的电流幅度和相位(电场比值)和由一个线性阵列200产生相同响应所必要的复数电压之间的关系。为计算这个关系，必需计算当另一单元短路时在每个单元上的电流分布的复积分，从而获得[T]矩阵。在实际中，使用一个标准的计算程序，例如已知的NEC(数字电磁场代码)或从Ansoft公司可得到的高频结构仿真器(HFSS)容易地做到。

一旦求得[T]矩阵，则根据下列等式能进行反变换而得到所要求的电压

          [V]＝[T]^-1[E]                            (26)

以上分析表示由一个点源分析确定的场比值如何能够在一个垂直取向的线性阵列200中重现。这能使得一个线性阵列的水平辐射方向图使用点源分析的直截方式合成，从而使得空间特别靠得近的天线的接近零的相关是可能按Clarke的空间相关公式的简单应用。

使用线性天线的一个更进一步方面要求保养。在以上导出增益和包络相关系数时，只考虑了水平辐射方向图。

例如如以上所考虑的对于垂直取向的元件，辐射方向图可通过如下直接的方向图相乘来求得

          E₁＝E₁(φ)E₁(θ)                            (27)这使得计算增益是充分的。对于相关系数ρ_e，由于纯垂直极化，等式10可以写成 ${\mathrm{\ρ}}_e=\frac{|{\∫}_{\mathrm{\Ω}}{E}_{1\mathrm{\θ}}{E}_{2\mathrm{\θ}}^{*}{p}_{\mathrm{\θ}}\mathrm{d\Ω}{|}^2}{{\∫}_{\mathrm{\Ω}}{E}_{1\mathrm{\θ}}{E}_{1\mathrm{\θ}}^{*}{p}_0\mathrm{d\Ω}{\∫}_{\mathrm{\Ω}}{E}_{2\mathrm{\θ}}{E}_{2\mathrm{\θ}}^{*}{p}_{\mathrm{\θ}}\mathrm{d\Ω}}---\left(28\right)$

置换等式27到等式28中给出下列类型的一些项 ${\∫}_{\mathrm{\Ω}}{E}_1\left(\mathrm{\φ}\right)E_1\left(\mathrm{\θ}\right)E_2^{*}\left(\mathrm{\φ}\right)E_2^{*}\left(\mathrm{\θ}\right)p(\mathrm{\θ},\mathrm{\φ})\sin \mathrm{\θd\θd\φ}---\left(29\right)$ 如果以θ和φ表示的到达机率的角可考虑为独立的，这实际上是一种真实的假设，则该等式简化为 ${\∫}_{\mathrm{\φ}}{E}_1\left(\mathrm{\φ}\right)E_2^{*}\left(\mathrm{\φ}\right)p\left(\mathrm{\φ}\right)\mathrm{d\φ}{\∫}_{\mathrm{\θ}}{E}_1\left(\mathrm{\θ}\right)E_2^{*}\left(\mathrm{\θ}\right)p\left(\mathrm{\θ}\right)\sin \mathrm{\θd\θ}---\left(30\right)$

此外，如果E₁(θ)＝E₂(θ)，即如果这些元件是相同的，则消去θ依赖于在等式28中的置换。在此情况下，包络相关系数ρ_e与垂直辐射方向图无关。

现在将应用以上理论分析于一个实例。考虑两个分开3.966cm并且被相移的半波偶极天线204a，204b(在1890MHz电气上90°或1/4波长)，以提供相反指向的波束。从图6可以看出，在该间距上，对于解相关的波束，合适的间距是125°，即元件具有如下的电场比值(或等效的点源电流)

          E₁＝1∠0                                 (31)

          E₂＝1∠125

从图4还能看出，在水平面中的所期望的增益接近4dB。结合偶极天线增益2.2dB，可期待6.2dB的总增益(与一个全向性辐射器有关的)。由等式8给出的这种组合产生的归一化点源辐射方向图表示在图7中。在该图中，方向φ＝0相应于正x轴方向，而在一特定方向的辐射幅度是与一个全向性辐射器有关的以dB为单位的数。

现在要求使用两个偶极天线204a，204b再生这个方向图。第一步骤是运行一个程序，例如NEC或HFSS，运行次数和存在多少源一样多，用1V加到上述这个源，而所有其他的源短路。对每个运行每个辐射器上的电流应当被积分(在NEC通过对每个相等长度段附加实和虚分量来获得)，从而给出[T]矩阵的元素。

对于在1890MHz分开1/4波长的两个1mm直径半波长偶极天线204a，204b，这样的仿真指出

         T₁₁＝9.84-j9.64＝T₂₂                    (32)

         T₁₂＝3.02+j6.99＝T₂₁

现在已知[E]和[T]，使用等式26可求得偶极天线馈电电压如下

         V₁＝47.30-j65.68                        (33)

         V₂＝-28.09+j1.98注意归一化电压比值0.35∠130与电场比值1∠125是非常不同的

使用这些电压作为对偶极天线204a，204b的馈电给出了图8中所示辐射方向图(通常按照NEC)。还给出了在1700MHz(虚线)和2080MHz(点划线)的辐射方向图，指出在20％的分式带宽上的辐射方向图的变化。其说明按本发明制作的天线分集装置可以获得合理的带宽。

在图8中用实曲线表示的在1890MHz的辐射方向图相应接近于图7中用简单的点源理论产生的实曲线。

求得两个天线单元的阻抗为

         Z₁＝106.6+j115.8

         Z₂＝32.8+j37.1                        (34)

这些阻抗在设计任何功率分割和相移电路206中应加以考虑。图9是表示在20％带宽上(即1700-2080HMz)的第一天线204a的阻抗的Smith圆图。其说明这样的一个阵列能潜在地具有很好的带宽。

以上说明已指出垂直定向的线性天线的辐射方向图和相关性可以用点源仿真，并且之后通过一种数字变换在实际中实现。然而，至此对于所有馈电的天线这是必要的。

在很多情况对所有天线馈电条件下的方向图的一种好的近似能够通过使用寄生元件来得到。对于具有低实数值的阻抗通常可以有效地用与该阻抗的电抗部分共轭的(无损)寄生电抗取代。之后通过天线间的相互作用设置接近的正确的馈电电压。

使用以上相同例子，能够通过用-37.1欧姆的一个寄生电抗取代对第二天线元件204b的馈电来说明这个原理，合成辐射方向图示于图10中(具有如图8中具有相同意义的线)。即使第二元件204b并不符合具有一个低实阻抗(与其电抗相比较)的准则，辐射方向图合理地与图8的辐射方向图相一致。实际中已发现改变围绕馈电电抗的复数共轭的寄生电抗经常可以导致更好的辐射方向图。

以上说明集中在由一个阵列200提供方向性天线的方向图上。但是也可按相同方式提供全向性的工作模式，只要设置未使用天线的点源分布到零并执行转换。这将给出导致不从元件之一辐射的馈电电压。寄生负载则能用来避免馈电无用天线的需要。

虽然本发明已描述了与线性电气天线204a，204b有关的内容。但它可应用到能线性化的任何天线。例如，有可能使用以上方法分析倾斜天线的θ辐射。在说明中已应用术语“水平”和“垂直”，这是因为许多无线电通信系统应用垂直天线204a，204b来产生垂直极化辐射。然而通常术语“垂直”应理解为意指平行于所要求的极化方向的辐射方向，而术语“水平”应理解为意指垂直于所要求极化方向的方向。

虽然以上说明涉及具有两个天线204a，204b的一个天线分集装置200，将显见的是，对本专业技术人员而言，它等同地可应用到具有多个天线的装置。

根据阅读本发明的公开，对本专业技术人员而言，其他的一些改进将是显见的。这样的改进可以包括其他的一些特征，这些特征是在设计、制造和使用天线分集装置中已经知道的，和可用来替代或增加已在此公开的特征。虽然对特征的特定组合在本申请中已用公式表示权利要求，但应当理解本申请公开的范围还包括在此公开的特征的任一新的特征或任一新的组合，或其显含的或隐含的或任一综合，而不管它是否涉及如在任一权利要求中目前要求权利的相同发明，以及不管它是否如本发明所作的那样缓解任一或所有相同的技术问题。由此本发明人在此给出警告，在执行本申请或由此导出的任一其他申请期间，对这些特征和/或其组合可用公式表示新的权利要求。

在本说明书和权利要求中，在一个元件前面的字“a”或“an”不排除存在这样的多个元件。此外，字“comprising”不排除存在所列举的以外的其他元件或步骤。

工业应用

本发明可应用到包括天线分集装置的无线电设备的一个宽的范围。

Claims (10)

1.一种天线分集装置，包括多个天线和用合适幅度和相位的信号馈送多个天线的每个的装置，以产生多个天线波束，其中，任一对波束间的相关系数基本为零。

2.如权利要求1的装置，其特征在于馈送每个天线的信号的幅度和相位是预定的。

3.如权利要求1或2的装置，其特征在于所有该馈电信号的幅度基本上相等。

4.如权利要求1-3之任一的装置，其特征在于分集装置包括两个天线。

5.如权利要求4的装置，其特征在于一个等效点源天线分集装置的馈电信号间的相位差基本上等于cos^-1(-J₀(kd))，这里kd是该天线的电间距。

6.一种包括如权利要求1-5任一的一个天线分集装置的无线设备。

7.一种操作包括多个天线的天线分集装置的方法，该方法包括用合适幅度和相位的信号馈送多个天线之每一个，以产生多个天线波束，其中，任一对波束间的相关系数基本上为零。

8.如权利要求7的方法，其特征在于馈送每个天线的信号的幅度和相位是预定的。

9.如权利要求7或8的方法，其特征在于所有馈电信号的幅度基本上相等。

10.如权利要求7-9任一的方法，其特征在于分集天线装置包括两个天线，以及一个等效点源天线分集装置的馈电信号间的相位差基本等于cos^-1(-J₀(kd))，其中kd是天线的电间距。

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