CN1318226A - 双端频率相关网络 - Google Patents

Abstract

通信系统中的RF放大器由于非线性放大会产生后向互调。通过天线(4)到达放大器(2)输出端的发射信号和外部信号的后向互调会产生不需要的三阶互调分量，潜在地干扰接收信号的正常接收。三阶互调分量不利地降低了通信系统的接收灵敏度。通过将同一后向互调产生的二阶互调分量和发射信号混频，可以产生能够消除不需要的三阶互调分量的补偿信号。

Description

双端频率相关网络

本发明涉及一个信号处理系统，系统包括一个调谐在第一频率上的输出电路，它的输出连接到非线性放大双端网络的输入端，还包括一个外部选频网络，双端网络的输出连接到调谐在第二频率上的输入电路的输入端。

本发明进一步涉及一个可以处理不同频段信号的通信系统，频道间隙事先设定。按照次序，系统包括调谐在一个信道频率上的输出电路，它的输出连接到非线性放大双端网络的输入端，以及一个外部选频网络，双端网络的输出连接到调谐在第二频率上的输入电路的输入端。

此类系统可从移动通信的AMPS标准中得到，系统的双端网络采用了输出放大器的形式。当存在外部干扰信号时，根据现有设计，不大可能满足网络管理者确定的诸如接收灵敏度之类的要求。

如果第一和第二信号作用在非线性放大双端网络，由于非线性放大作用将会产生互调信号。这些互调信号出现在双端网络的输出端。如果第一频率和第二频率纸件的间隙等于系统的发送频率和系统的接收频率的间隙，就会产生与接收频率同频的互调分量，造成接收信号的信噪比降低。

如果双端网络的输入端的两个信号中的一个经过内部反馈电路从输出端反馈到了输入端，也会产生相同的效应，将这个效应称为后向互调。

减少互调干扰特定分量的方法公开于WO/96 2597911 Moazzan等。当双端网络输入端上的两个频率分别为F1和F2的输入信号由非线性放大器放大时，会产生一个不需要的三阶IM产物，其频率为2*F1-F2。信号和IM产物用其频率表示。将任一个输入信号的二阶失真分量2*F1和另一输入信号F2混频，就会产生频率为2*F1-F2的新的混频产物。这个混频产物2*F1-F2被加到最初不需要的三阶IM产物上，以适当的幅度和相位来补偿不需要的三阶IM产物。此方法的缺点是两个信号都要作用在输入端，并且二阶失真分量的频率是系统频率的2倍，因此难以精确地控制校正信号的正确幅度和相位。此外晶体管和相关自适应网络也必须工作在系统频率的2倍。

假设输入信号F1的频率为1800MHz，另一输入信号F2的频率为1755MHz，则三阶IM产物在2^*1800-1755=1845MHz处产生。二阶谐波失真分量位于2^*1800=3600MHz。如果将1755MHz的输入信号F1的频率与其混频，会产生频率为3600-1755=1845MHz的混频产物。这个频率等于三阶IM产物的频率。用和不需要的三阶IM产物反相、同幅的信号就可以减少这个三阶IM产物。

本发明的目的之一是用没有上述缺点的方式补偿双端网络产生的三阶IM产物，从而减少外部干扰信号对接收灵敏度的影响。

针对这一目标，依据本发明系统的特征在于：外部网络调谐在第一频率和第二频率之间的差频上，并且至少连接双端网络的输入端和双端网络的输出端。

本发明基于如下认识：

除了不需要的三阶IM产物2*F1-F2，从频率为F1的第一输入信号和频率为F2的第二输入信号，通过双端网络的非线性放大带来的互调作用，也在相对较低的频率上产生了二阶IM产物F1-F2。这个二阶IM产物经过反馈和与输入信号F1混频之后，其中会产生信号F1+(F1-F2)，如果幅度、相位合适就可以消除不需要的三阶IM产物2*F1-F2。因为F1-F2频率相对较低，它的幅度、相位控制就相对简单。

假设第一输入信号F1的频率例如为1800MHz，第二输入信号F2的频率为1755MHz，则三阶IM产物在2^*1800-1755=1845MHz处产生。如果接收频率也是1845MHz，信号处理系统的接收灵敏度就会降低。二阶IM产物F1-F2位于1800-1755=45MHz。如果这个45MHz信号和1800MHz的第一发射信号F1混频，也会产生1800+45=1845MHz，这等于三阶IM产物的频率。如果该信号和不需要的三阶IM产物同幅、反相，就可以消除不需要的信号。

在通信系统的情况下，发射频率和接收频率之间的差值就是信道间隙，而如果用于补偿的二阶IM产物的频率等于信道间隙，就会产生相同的效应。在上面的例子中，假设发射信号F1的频率例如为1800MHz，第二输入信号F2的频率为1755MHz，邻近接收机的接收频率例如为1845MHz。放大后的三阶IM产物也为1845MHz，由天线向四周辐射，这会降低邻近接收机的接收灵敏度。采用与信号处理系统相同的措施，可以消除三阶IM产物，从而避免邻近接收机的接收灵敏度降低。

在根据本发明的信号处理系统的第一个实施例中，两个信号F1、F2位于双端网络的输入端。在双端网络的输出端产生的二阶IM产物F1-F2以正确的相位和振幅通过外部网络在频率上有选择地从双端网络输出端加到双端网络输入端，在外部网络的输入端该产物经过双端网络的非线性放大与发射信号F1混频。如果适当地选择外部网络，产生的新混频产物F1+(F1-F2)=2^*F1-F2，将会和不需要的三阶IM产物2^*F1-F2具有完全相同的振幅和相反的相位。当两个信号相加时，就可以消除不需要的三阶IM产物。由于外部网络的频率选择特性，主要是二阶IM产物出现在双端网络的输入端，而原始的输入信号最不可能从输出反馈至输入端。

在根据本发明的信号处理系统的另一个实施例中，双端网络包括一个内部反馈，输入信号F2不是出现在双端网络的输入端而是在双端网络的输出端。由于内反馈的作用，这个信号F2引起后向互调，因为它到达了信号F1所在的输入端。由于非线性放大，信号F2和F1的互调产生了不需要的互调产物。从这一点看，与第一个实施例中描述的类似的补偿是可行的。

在根据本发明的信号处理系统的另一个实施例中，外部网络在双端网络输出端与双端网络输入端之间具有频率相关的阻抗，这个频率相关的阻抗形成对二阶IM产物F1-F2的比对信号F1和F2的阻抗低的阻抗。这样就造成了F1-F2的反馈比对F1和F2的强，因此对F1和F2的放大影响极小。采用和第一个实施例中相同的方式，通过互调、相移和幅度匹配，用二阶IM产物F1-F2对三阶IM产物2^*F1-F2补偿。

在根据本发明的信号处理系统的另一个实施例中，外部网络在双端网络输入端和具有参考电位的端子之间具有频率相关的阻抗。频率相关阻抗决定了反馈的频率选择特性。由于这个阻抗对于二阶IM产物F1-F2形成了比对于具有频率F1和F2的信号更大的阻抗，因此反馈信号中具有频率F1和F2的信号的衰减比二阶IM产物F1-F2大。因此对F1和F2的放大影响极小，而二阶IM产物仍然在输入端上可得到，可以如同在第一个实施例中的那样用来对三阶IM产物补偿。外部网络作为一个整体提供二阶IM产物的适当的相位和幅度。

在根据本发明的信号处理系统的另一个实施例中，如同前一个实施例中所描述的，双端网络也包括一个双极型晶体管，但频率选择阻抗的使用方式不同。同样采用二阶IM产物F1-F2补偿三阶IM产物2^*F1-F2。在二阶IM产物的频率处，连接在双端网络输入端和参考电位之间的频率相关阻抗具有比在发射频率F1处低的阻抗，该阻抗也低于输出电路的输出阻抗。这样有利于增加二阶IM产物F1-F2相对于所出现的其他信号分量的基极电流幅度。经过双极型晶体管放大的二阶IM产物和出现在双端网络中的其它信号一起通过外部网络从输出端反馈至双端网络的输入端。因为反馈信号中的二阶IM产物相对于所出现的其它信号被放大，从而事实上得到了一个选频反馈。由于该反馈和基极连接的串联LC电路一起在基极提供了相位、幅度合适的二阶IM产物F1-F2，所以可以用得到的二阶IM产物F1-F2与发射信号F1混频来补偿三阶IM信号分量2^*F1-F2。

后面参考附图进一步解释了本发明。

在图中：

图1图示了依据本发明的信号处理系统，

图2显示了输出放大器形式的双端网络的一个实施例，

图3显示了输出放大器形式的双端网络的另一个实施例，

图4显示了应用微带线技术的双端网络的一个实施例。

图1图示了依据本发明的信号处理系统。

系统包括发射部件1，其输出连接至双端网络2的输入端。双端网络2的输出进一步连接到接收部件3的输入端和天线4。

天线4既是发射天线也是接收天线。天线4将外部信号引入接收部件3。

外部网络7也连接到双端网络的输入端和输出端，包括频率相关阻抗5和6。

由发射部分1加到双端网络2上的要被放大的具有频率F1和F2的信号在双端网络2的输出端上产生由互调引起的具有频率2^*F1-F2的不需要的三阶IM产物，因为双端网络2具有非线性放大。为了避免这个降低接收机3的接收灵敏度的三阶互调产物，可以与接收频率同频的三阶IM产物的振幅必须尽可能小。作为两个具有频率F1和F2的输入信号的互调结果，除了三阶IM产物之外，在双端网络的输出端上还产生其他IM产物，其中包括具有频率F1-F2的二阶IM产物。这个二阶IM产物F1-F2经过外部网络选频反馈到双端网络2的输入端。由于非线性放大，二阶IM产物和输入信号F1混频，就会产生其频率等于不需要的三阶IM产物的频率2^*F1-F2的混频产物。

通过频率相关阻抗5和6，可以实现二阶IM产物的反馈以及幅度和相位改变。这个改变使得所得的双端网络输入端的二阶IM产物在被放大并与输入信号F1混频之后，将产生与不需要的三阶IM产物同幅、反相的信号。通过与不需要的三阶信号相加，就可以消除三阶IM产物。

很多信号可以出现在双端网络2的输入端不仅仅是通过发射部分1的输出端。通过天线4接收的用于接收部分3的外部信号也会在双端网络2的输出端终结，也连接到天线4。由于内反馈，这个外部信号出现在双端网络2的输入端。

来自发射部分1的输入信号和外部信号从这一点可以看作是在输入端可得到的两个信号。因此上面的描述可应用于以这样的方式获得的输入信号。

图2显示了一个依据本发明的双端网络2的实施例。

FET晶体管24在双端网络2中形成一个放大单元，具有内反馈和非线性放大功能。FET晶体管24的栅极通过微带线12和电容13连接到输入端10。微带线12以FET 24的输入阻抗匹配输入端10的总系统阻抗，这样会将反射和失真减小到最小。

FET24的栅极通过微带线14也连接到提供FET 24的正确偏置电压的固定电压Vg点上。微带线14对直流基本上没有阻抗，这样获得稳定的偏置。通过适当地确定微带线的尺寸，使其为系统频率波长的λ/4，这样微带线14就具有高阻抗，对输入端10的输入信号没有影响。

此外，FET 24的漏极通过微带线22连接到一个固定电压点，在这里将微带线22的长度适当地确定为λ/4为直流信号提供低阻抗，为系统频率提供高阻抗。此外，FET24的漏极通过微带线26、电容30连接到双端网络2的输出端28。微带线26提供FET24的输出阻抗与输出端28的系统阻抗的匹配，由此可得到最大的功率传输以及最小的反射和失真。FET24的源极连接到固定电压，例如地。

为了消除三阶IM产物，采取如下措施：在FET24的栅极和漏极之间提供衰减器16、移相器18和滤波器20形式的选频外部网络。

滤波器20确保选择反馈二阶IM产物，同时在FET 24的漏极上可用的其它信号可以反馈到较小的程度。一个重要的方面是系统频率、例如发射频率不能被反馈，否则系统的整个放大会完全抵消。允许通过滤波器20的信号的相位和幅度由移相器18和衰减器16改变，这样反馈信号就具有合适的幅度和相位以补偿三阶IM产物。不管是否与阻抗6相结合，与阻抗6的比较功能可以借助连接到FET 24的栅极和固定电压、例如地的阻抗5完成。在与发射频率混频和放大之后，产生与不需要的三阶IM产物同幅反相的信号，因此，在两者相加之后，就减小了FET晶体管24漏极上的三阶IM产物。

图3显示了依据本发明的双端网络的另一个实施例。

双极型晶体管62在这个图中以其π置换图的形式表示。

在这个置换图中，包括以π模型常用构造表示的基极电阻64、集电极-基极电容68、基极-射极电阻66、电流源70、基极引出端86、集电极引出端88和射极引出端84。

双端网络中的双极型晶体管62形成一个放大器，因为电流源70产生电流β^*Ir_be，其中Ir_be是通过基极-射极电阻66的电流。由于基极-射极电阻66是非线性类型的，所以放大也是非线性的，放大信号会产生不需要的谐波和互调分量。

双极型晶体管62的基极86通过微带线44连接到双端网络2的输入端40。由于微带线40和电容46以及又一个电容48的阻抗转移特性，晶体管62的基极86的输入阻抗和输入端40的系统阻抗相匹配，这样就可以减少反射和失真。

晶体管62的基极86通过微带线54连接到偏置电路56。偏置电路56为晶体管62提供正确的基极电流设置。微带线54对于直流，其阻抗可以忽略。在将微带线54的长度合适地选择为系统频率波长的λ/4时，微带线54在系统频率处呈现高阻抗。

微带线72将晶体管62的集电极88连接到一个固定电势电压。如果微带线72具有λ/4的系统频率波长，就会在系统频率处形成高阻抗。而对于电源电压，微带线72将呈现低阻抗。同时微带线76将晶体管62的集电极88连接到输出82。微带线76与电容74和电容78一起向下变换输出82的系统阻抗，从而得到适合于晶体管的负载阻抗。

为了减少三阶IM产物采用如下措施。

串联电路53包括电感50和电容52，它连接在晶体管62的基极86与一个固定电势电压之间，将电感50和电容52的数值选择为，由于谐振，在二阶IM产物F1-F2处呈现低阻抗，或者，换句话说，具有等于在输入端40可用的发射频率F1和在输出端82可用的外部频率F2之间的差值的差值频率。在双端网络2的输出端82可用的外部频率F2通过微带线76终结在晶体管62的集电极88，并经过集电极-基极电容68内反馈到基极-射极电阻66上。由于发射频率和外部频率之间互调，产生了不需要的互调分量，其中包括2*F1-F2。由于电感50和电容52形成的串联电路在差频F1-F2上呈现低阻，所以由带有在不同频率的谐振的内反馈产生的在基极-射极电阻66中的电流将比在其他频率更容易地流动，其中在其他频率电流将通过输入端40上的系统阻抗流向地。包括电感50和电容52的串联电路53在谐振时形成的阻抗值因此与双端网络2的输入端40的系统阻抗量级相同或更低。串联LC电路53的Q因素的下限由阻抗值决定。

由于基极-射极电阻66的电流比在其它频率更容易流动，并且输出电流是β^*Irbe，所以在整个信号中频率等于LC电路53的谐振频率F1-F2的信号分量也比晶体管62集电极88上的其他信号分量强。

包括电阻60和电容58的串联电路连接在晶体管62的集电极88和基极86之间。串联电路构成了外部反馈，将在集电极88上产生的信号反馈到基极86上。

电容58阻止了直流，其数值也会影响相对较低频率差值的F1和F2。电阻60的数值由二阶IM产物F1-F2所必需的反馈来决定。由于二阶IM产物F1-F2在与发射频率F1相比时已经由晶体管62的基极86上的采取串联LC电路53形式的手段相对放大，所以补偿三阶IM产物2^*F1-F2所需的二阶IM产物F1-F2的反馈较低。因此对发射频率F1的放大影响很小。

由于晶体管62的输入电阻小于LC电路53谐振时的电阻，基极86上可得到的包括二阶IM产物F1-F2的反馈信号大量流入到晶体管62的基极86。

在实现了适当的幅度和相位变化之后，反馈信号二阶IM产物F1-F2与也在基极上可得到的发射频率F1一起，经过晶体管62的非线性放大，同时又会产生谐波和互调分量。则混频产物F1+(F1-F2)与三阶IM产物2^*F1-F2相符，同时，当选择合适的电阻60和串联LC电路53时，在基极86上产生和三阶IM产物2^*F1-F2同幅反相的混频分量，因而补偿了三阶IM产物2^*F1-F2。串联LC电路53的阻抗值和晶体管62的输入阻抗量级相同甚至更大，因此在基极86上产生的电流的确流入了晶体管62的基极86。串联LC电路53的Q因素的上限由这个阻抗值决定。如同所公知的，借助串联LC电路53中包括的电阻可以改变串联LC电路53的Q因素。

图4显示了依据本发明的双端网络的另一个实施例。

图中电路与图3相同，其中改进在于用微带线54的电感实现LC电路53。

由将微带线54短路到地的电容90将微带线54在系统频率处终结，因此得到了等于系统频率波长λ/4的有效长度。

微带线54和电容52一起进一步在二阶IM产物F1-F2处形成LC串联电路。

对于其他的频率，微带线54通过串联RC电路94去耦。

微带线72也通过串联RC电路96去耦。还包括又一个电容98在低频为电源电压去耦。

Claims (10)

1．一种信号处理系统，包括一个调谐在第一频率上的输出电路，所述电路的输出连接到具有非线性放大的双端网络的输入端，还包括一个外部选频网络，双端网络的输出连接到调谐在第二频率上的输入电路的输入端，其特征在于，外部网络调谐在第一频率和第二频率的差频上，并且连接到双端网络的输入端和双端网络的输出端。

2．如权利要求1所述的信号处理系统，其特征在于双端网络包括内部反馈。

3．如权利要求1或2所述的信号处理系统，其特征在于外部网络包括在双端网络的输出端与双端外部的输入端之间的频率相关的阻抗。

4．如权利要求2所述的信号处理系统，其特征在于外部网络包括在双端网络的输入端和具有参考电压的端子之间的频率相关的阻抗。

5．如权利要求4所述的信号处理系统，其特征在于双端网络包括一双极型晶体管。

6．一种终端设备，用于处理具有预定信道间隙的不同频道的信号，所述设备按照次序包括调谐在信道频率上的输出电路，所述电路的输出连接到具有非线性放大的双端网络的输入端；以及外部选频网络，双端网络的输出连接到调谐在第二频率上的输入电路的输入端，

其特征在于，外部网络调谐在等于信号处理系统的信道间隙的频率上，并且包括在双端网络的输入端和具有参考电压的端子之间的频率相关的阻抗。

7．如权利要求6所述的终端设备，其特征在于双端网络包括内部反馈。

8．如权利要求6或7所述的终端设备，其特征在于外部网络包括在双端网络的输出端和双端网络的输入端之间的频率相关的阻抗。

9．如权利要求7所述的终端设备，其特征在于外部网络包括在双端网络的输入端和具有参考电压的端子之间的频率相关的阻抗。

10．如权利要求9所述的终端设备，其特征在于双端网络包括一双极型晶体管。

Images