CN1317185A - 无线电通信系统中的速率检测 - Google Patents

Abstract

公开了一种在IS－95CDMA下行链路中使用的用于发射信号速率检测的经改善的系统和方法。对于每个话音帧，四种可能比特率中的一个比特率被用于根据标准对帧进行编码。本发明描述了能够检测发送速率而不需要借助于标记比特或其它模式指示信息的一种接收机和各种方法。根据本发明的各种实施例，公开了不同的速率检测方法，它们可以使用附加编码信息，例如CRC校验和卷积编码。

Description

无线电通信系统中的速率检测

发明背景

本发明涉及码分多址(CDMA)通信技术的使用和蜂窝无线电电话通信系统，更具体地说，涉及用于直接序列码分多址(DS-CDMA)通信技术的发射信号速率检测的一种方法和设备。

CDMA是基于扩频调制技术的一种多址方法，除了先前使用的频分多址(FDMA)和时分多址(TDMA)之外，近年来它也已经被应用于商业蜂窝无线电系统。当前，通常使用FDMA和TDMA实现蜂窝系统中的信道接入。在FDMA系统中，由信号发射功率集中的一个信号射频频带构成一条通信信道。使用仅通过指定频带内信号能量的带通滤波器限制邻近信道干扰。因而，因为每条信道被指定一个不同的频率，所以系统容量受可用频率的限制，并受信道重新使用所强加的限制。

在TDMA系统中，一条信道由在一个或多个时间中划分一个频率的时隙的周期帧内的时隙组成。给定信号的能量被限制在这些时隙的一个时隙内。通过使用保护频带和时间门或仅在合适的时间上通过所接收的信号能量的其它同步单元来限制邻近信道干扰。

使用FDMA、TDMA系统或混合FDMA/TDMA系统，一个目标是确保两个强的干扰信号不在同一时间占用相同的频率。相反，CDMA允许信号同时在时间和频率上重叠。因而，在当前的系统中CDMA信号共享同一频谱。在频域或时域中，多址信号出现在另一信号的“上方”。

在CDMA中，使用带宽比数据信号更宽的称作扩频码的伪随机序列调制用户窄带数据信号。由于调制，信号被扩频到较宽的频带。例如在已知的CDMA系统中，诸如1.25MHz、10MHz和50MHz的带宽已经被使用。

扩频码由多个比特组成，扩频码的比特率远高于数据信号的比特率。为了与数据比特和数据码元相区别，扩频码的比特被称为码片。每个用户数据码元被乘以扩频码的码片。因而，窄带数据信号被扩频到将被使用的频带。扩频码比特率和数据信号比特率之比被称为CDMA系统的扩频比。

在一些系统中，每一连接具有一个唯一的正交扩频码以便多个用户的数据信号可以同时在同一频率上发送而没有相互干扰。执行相关以从接收机中提取所需信号。然后，接收机将信号频带恢复到它的原始带宽。到达接收机和包含与其它接收机相关的扩频码的信号在理想的情况下并不相关，但保持它们的宽带宽并因而作为噪声出现在接收机中。由这些系统使用的扩频码最好通过它们彼此正交即它们彼此不相关的方式来选择，例如沃尔什(Walsh)码。

存在与CDMA通信技术相关的多个优点。因为宽带CDMA系统的属性，例如改进的干扰分集、话音激活选通和在干扰分集中同一频谱的重新使用，基于CDMA的蜂窝系统的容量极限将是现有模拟技术的若干倍。

为了发送话音信号，将信号从模拟转换成数字，然后用话音编码器编码。根据标题为“双模宽带扩频蜂窝系统的移动站基站兼容性标准”的美国标准，通常称作IS-95，在此引用作为参考，用于话音信号传输的话音编码器使用一个可变速率来编码将通过CDMA系统发送的话音信号。四种不同的信息比特速率可能出现在根据该标准设计的系统中。通过使用校验和，例如循环冗余校验(CRC)、块编码、卷积编码或者所有三种编码方法的组合，该信号可以被再次编码从而便于检测因信号传输导致的错误和进行纠错。根据IS-95系统标准，使用一个1/2速率编码器卷积编码将被发射的信号。

在卷积编码中，以确定比特中所包含信息的方式来编码和解码信息比特，这些比特在传输中可能被破坏。卷积编码通常用编码速率、它的限制长度和各种奇偶方程来描述。如果使用1/2卷积编码器，则对于每个20ms的帧，卷积编码器的输出通常具有以下四种大小中的一种，例如384比特、192比特、96比特或48比特，对应于话音编码器工作所用的四种不同的可能速率之一，分别称为速率1、2、3和4。为了为每种不同的数据速率获得相同数目的编码输出比特，由可变速率重复编码器以不同的速率重复数据比特，例如为了实现每帧384比特。为了保持比特能量恒定，用分别对应于四种不同速率的因子1、1/2、1/4和1/8按比例标定所发射比特的功率。另外，CRC校验比特可以包括用于速率1和2(对应于384比特和192比特)，但不用于较低的速率3和4。

为了节省所发送比特数目上的开销，与话音编码器编码话音信号所用的速率相关的信息或标志位没有与信号一起被传输。这又为接收机产生一个重要的问题，它必须确定所接收话音信号的编码使用四种速率中的哪一种以便该接收机可以正确地解码所接收的数据帧。这个问题在本行业通常被称为盲速率检测。

先前结合IS-95系统标准已经推荐了至少两种不同的解决所接收编码信号盲速率检测问题的方法。根据一种方法，如在IS-95规范中所了解的，所接收信号被解码四次，即每次假定四种可能数据速率中的一种不同速率。然后，为所有四种速率重新编码被解码的信号，并比较重新编码的信号和所接收信号中出错的位置个数。然后，除了错误个数之外还使用CRC信息(对于速率1和2)进行关于哪一假定速率是正确的判决。另外一种解决方法已经被建议，它试图通过识别来自四种速率的重复比特模式来确定速率，如E.Cohen等人的“用于IS-95 CDMA前向业务信道的多速率检测”中所描述的，1995年11月13-17日，新加坡，IEEE1995全球电信会议(GLOBECOM’95)。

尽管以上建议的各种解决方案理论上很简单，但是这些解决方案具有固有的缺点。第一种解决方案需要大量微调和确定多个阈值以正确地工作。结果，因为所接收的信号被处理四次，发生大量不必要的处理。第二种解决方案也是有问题的，因为它的执行需要大量的附加处理。另外，根据第二种解决方案确定正确速率的精度低于最佳值。因此，需要一种和CDMA系统一起使用的盲速率检测和解码的改进装置。

发明概要

因此，本发明的一个目的是提供在CDMA系统中用于编码信号的可变速率检测的一种改进的系统和方法。

本发明的另外一个目的是提供速率检测，它能够使用在发射信号中提供的卷积编码相关信息来确定一个速率。

本发明的又一目的是通过对一种接收机的话音解码器提供可变速率编码的发射信号而不需要以所有的可能速率进行解码来改善CDMA发射信号的接收机解码效率。

通过在CDMA系统中使用的用于速率检测的一种新方法和系统的实施来实现上述和其它目的。根据本发明，已经确定该组序列对于每一速率和较低的速率通常是不同的，每个允许的序列将由重复比特序列组成。根据第一示范性实施例，例如在根据IS-95设计的系统中可用的，对于上述四种可能数据速率中的每一种速率，确定最可能的发送比特序列。最可能的序列是使与所接收的软比特序列和假定比特序列的总相关最大的一个序列。

根据这一示范性实施例，本发明以相同的方式操作而不管是否使用卷积编码来确定速率。当未使用卷积编码时，通过结合相对可变速率发射的重复比特的软比特值的软组合来确定每一速率上的最可能的序列。根据这一实施例，相关是软组合比特值的绝对值之和。当使用卷积编码时，利用维特比(Viterbi)解码器使用一相关量度可以确定最可能的序列。根据这一实施例，相关是在解码格栅最后一级上全零状态上(由于尾比特的使用)的量度。

根据本发明的另一种示范性实施例，速率检测器包括一个速率估计器。该速率估计器通过最小化所接收序列和使用一个允许的比特序列以及信道估计信息(例如导频信道的信道抽头)生成的假定接收序列之间的总均方误差来确定最可能的序列。

根据本发明的又一个示范性实施例，速率检测器为速率检测使用一个最大经验(MAP)估计器。这个实施例可以使用信道中的信噪比信息。信噪比可以被估计，例如使用导频和业务信道上的信号强度和其它的相关测量。

根据本发明的任一示范性实施例，使用在速率1和2中存在的CRC信息可以进一步改进速率检测。例如，如果一个比特序列被假定在速率1或2，可以检验CRC。如果CRC被确定是正确的，则假定的速率被确定是实际的速率，因为任何其它的速率被发送是极不可能的。

最后，在编码中未发现的其它外在信息也可以被用于帮助确定所发送的是哪一种速率。这种信息的例子包括各种速率的概率、速率变化的允许序列等。

附图简要说明

当结合附图根据下述详细说明，本发明的特点和优点将变得更加明显，在附图中：

图1是在便携式蜂窝通信系统中通信链路的示意图；

图2是根据本发明的一种示范性实施例可以被使用的一种发射机的示范性方框图；

图3是根据本发明的一种实施例可以被使用的一种接收机的示范性方框图；

图4A是根据本发明的第一示范性实施例在不使用卷积编码的情况下速率检测的流程图；

图4B是根据本发明的第一示范性实施例在使用卷积编码的情况下速率检测的流程图；

图5A是根据本发明的第二示范性实施例在不使用卷积编码的情况下速率检测的流程图；

图5B是根据本发明的第二示范性实施例在使用卷积编码的情况下速率检测的流程图；和

图6是根据本发明的第三示范性实施例用于速率检测的方框图。

优选实施例的详细说明

现在将针对附图描述本发明的各种特征，在附图中用相同的参考字符标识同一部件。

在图1中图示了一个示范性的蜂窝无线电通信系统100。如图1所示，由系统服务的地理区域被细划分成多个被称作小区110的更小的无线电覆盖区域，每个小区具有与之相关的相应的无线电基站120。每个无线电基站120具有与之相关的多个发射和接收无线电天线130。本领域的普通技术人员将理解使用六角形小区110被用作便于图示与一个基站120相关的无线电覆盖区域的一种方式。实际上，每个小区110的形状可以是不规则的，重叠的，和连接的。根据已知的方法，每个小区110可以被进一步细划分成扇区。在小区110内分布的是多个移动站140。在实际的系统中移动站个数比小区个数多得多。其中，基站120包括向位于其相应小区内的移动站140提供双向无线电通信的多个基站发射机和基站接收机(未图示)。如图1所示，基站120被连接到移动电话交换局(MTSO)150，移动电话交换局提供到公用交换电话网(PSTN)160的一条连接，进而连接到通信设备170、171、172，该通信设备可以分别是手持机、终端或其它通信设备。根据本发明的一个示范性实施例，使用直接序列码分多址(DS-CDMA)执行基站和移动站之间的无线电通信。

现在将参考图2和图3描述可以与本发明结合使用的一种示范性CDMA系统。参考图2，图示用于可变速率数据发射的一种示范性发射机200。这样一个发射机可以位于移动站140或基站120中。在常规可变速率数据源编码器205中诸如话音数据信号的数据信息源201被从模拟格式转换成数字格式，并用四种可能速率之一进行编码。由数据源编码器205生成的数字比特流可以在诸如CRC编码器的错误检测编码器210中被进一步处理，添加增加传输带宽或比特率的冗余码。如本领域的技术人员将理解的，CRC编码包括根据将被发射信息比特在发射机上创建一组奇偶校验比特。奇偶比特构成专用于给定比特序列的“校验字”。该校验字可以被追加给该序列以便以相同的方式同时被处理，通过通信信道一起被发送，并在接收机上通过相同的解码器被处理。然后，接收机中的CRC计算器可以生成与所接收的解码信息比特相对应的奇偶校验比特。然后可以比较接收机计算的校验字和与消息一起被接收的解码校验字。任何不一致都表示检测到在传输中出现的一个错误。如上所述，可以在根据IS-95设计的系统中结合速率1和2使用CRC校验比特。

然后，可以使用一个卷积编码器215进一步编码数据信号。一个典型的卷积编码器用它的速率来描述，并使用一个移位寄存器(未图示)构成，在其中将被编码的信息比特被移位到寄存器中并输出已编码的比特。已编码的比特是移位寄存器的内容和最新输入比特的组合(线性代数函数)。如本领域的普通技术人员将理解的，这些组合依据所用的编码而变化。卷积纠错码还可以与诸如上述CRC的错误检测码结合使用以提供允许比特传输错误的检测和校正的一种更强壮的通信系统。

根据本发明的优选示范性实施例，使用带有尾比特的速率1/2卷积编码；然而，本领域的技术人员将意识到根据本发明还可以使用其它卷积编码方法。还可以使用块编码方法。卷积编码信号被输入给可变速率重复编码器217，它插入与话音编码器所用速率相对应的适当个数的重复比特(例如速率1=0比特；速率2=192比特；速率3=288比特；和速率4=336比特)。编码比特被交织和扰频。然后用功率控制比特替换某些比特。随后进行扩频调制和传输。如先前所述，用于每一速率的功率电平是不同的，所以每个纠错编码比特的能量保持恒定。

响应于来自诸如可编程微处理器(未图示)的适当控制装置的扩频码选择信号222，由例如可以是沃尔什编码生成器的发射扩频码生成器220生成一个具体的扩频码。所选择的扩频码与来自可变速率重复编码器217的编码信息信号在模2加法器218中被求和。显然二进制序列的模2相加本质上是二进制逻辑的异或操作。模2求和将来自编码器217的每个信息比特有效地“扩频”成多个“码片”。

加法器218输出的编码信号被用于在调制器230中使用诸如QPSK的多种调制技术之一来调制射频(RF)载波。然后，利用常规无线电发射机240在业务信道上经空中接口250发射调制载波。应当理解导频信道、同步信道和寻呼信道也存在，但是在此没有详细描述，因为它们在CDMA系统中使用是本领域的技术人员公知的。

参考图3，表示也可以位于移动站140或基站120中与本发明一起使用的一个示范性接收机。在无线电接收机320上以复合信号波的形式同时接收在所分配的频带上重叠的多个编码信号。

接收机执行下变频和解扩以生成所检测的比特值。理想地，这些值是与比特值的似然性相关的软值。软比特值一般是+/-A，其中符号表示比特值和A是置信因数。在任何情况下，接收机320的输出信号被提供给处理器390，用于结合卷积解码和CRC解码来检测可变速率。卷积解码器391和接收机纠错解码器(CRC)392使用由卷积编码器215和发射机纠错编码器217施加的处理以正确地恢复所发射的比特流。每个被部分解码的帧被临时存储在缓冲器394中，同时速率检测发生。所接收的比特流被输入给处理器，并在确定速率和解码之后，由源解码器398使用由可变速率检测器395提供的速率信息将结果数字信息转换成模拟形式(例如话音)。根据下面参考图4-7详细描述的多个实施例可以实现可变速率检测器395。

现在将结合图4A和4B描述根据本发明的速率检测的第一示范性

实施例。

根据本发明的第一示范性实施例，对于四种速率1-4中的每一种，所发射的最可能的比特序列是使与在接收机上所接收的软比特序列和相应的假定比特速率的总相关最大化的比特序列。换句话说，如果所接收的软比特序列是

r={r₁,r₂,…,r_N}                    (1)

则最可能的发送比特序列b_k是使相关最大化的比特序列： $c\left(k\right)=\underset{l=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{b}_{\mathrm{lk}}{r}_l----\left(2\right)$

软比特值一般是诸如瑞克RAKE接收机的一个接收机的输出比特。可能的接收序列对于四种速率中的每一种一般是不同的。而且，对于较低速率中的每一种速率(例如速率2-4)，每个所允许的序列将由重复比特的子序列构成。

在高信噪比的情况下，当发送不同速率时最大相关值对于速率4,3,2和1分别被按比例缩小为 $\sqrt{8}:\sqrt{4}:\sqrt{2}:1$ 。因而，用于确定传输速率的总体算法可以被总结如下：

(a)计算使由等式2定义的相关c{i}最大化的可能序列b{i}，假定速率i。

(b)选择使 $c^{\left\{i\right\}}\·\sqrt{2^{i-1}}$ 最大化的速率。

应当注意到上述实施例以相同的方式被使用，不管可变速率检测器395工作在例如接收(即卷积编码)时的数据上还是工作在已经被检测器391卷积解码的数据上。存在用于卷积编码的多种解码方法。一种最佳技术是维特比最大似然算法。作为顺序最大似然序列估计(SMLSE)的一种形式，维特比算法在获取最大似然解码的全部性能优点的同时允许设备简化。解码器结构对于短限制长度编码较简单，使在高达100M比特/秒的高速率上进行解码是可行的。维特比解码对于本领域的技术人员是公知的，维特比算法的完整描述可以在G.David Forney的“维特比算法”1973年61卷3期的IEEE会刊中找到，该文献在此引用作为参考。

当不使用卷积编码时，例如仅使用重复编码，通过与在某一速率发射的重复比特相对应的软值的软组合来确定每一速率中的最可能序列，相关C^{i}是这种软组合值的绝对值之和。

参考图4A，图示根据等式2所表达的相关的速率检测的一种示范性实施例，其中执行速率检测而不使用任何卷积解码。首先，接收软比特序列400。接着将初始速率(K)假定为1。然后，所接收的软比特被同时添加K以形成一个假定接收比特序列410。这个操作在方框415中表示。接着，通过求和软组合假定序列的绝对值形成量度420，表示为： $M_k=\left(\underset{l=1}{\overset{384/K}{\mathrm{\Σ}}}\right|r_l^{\′}\left|\right)\left({\sqrt{2}}^{{\log }_2^k}\right)----\left(3\right)$

其中r₁′=∑r₁

然后，该速率以因子2被递增430并确定是否已经计算所有的可能速率，在这个例子中当在步骤435K=16时。为其它三种速率中的每一种速率重复步骤410-430。然后，确定四种假定速率中哪一种速率生成软比特和假定比特之间的最大相关440。然后将速率确定为与所确定的最大相关相对应的速率。还可以使用除 之外的可以根据经验确定的加权。

当使用卷积编码时，使用一个维特比解码器(如上所述)利用一个相关量度确定最可能的序列，相关c^{i}是在解码格栅最后一级上全零状态(由于使用尾比特)的量度。参考图4B，图示根据等式2的速率检测的一种示范性实施例，其中使用卷积解码信息。

根据这一实施例用于速率确定的步骤类似于图4A所示的步骤。然而在接收软比特400和确定软组合比特序列410的假定序列之后，比特序列被维特比解码450以发现生成一个解码比特458序列的用于全零状态的相应量度。在步骤455中提供的由维特比解码器使用的增量量度被表示为r_i′b_i,b_i∈±1。接着确定为速率K假定的相关量度460。然后为所有四种速率重复步骤410-460。速率被确定为与所确定的最佳相关相对应的速率480。

作为确定速率的替代方式(也在图4B中图示)，在为假定序列确定相关量度之后，如果假定速率是速率1或2 470，则可以执行CRC校验471。随后CRC校验正确将假定速率是否确定为实际速率，并且是输出472。不需要进行进一步的处理来确定速率。这是因为随后如果CRC校验正确则假定速率不正确的可能性很小的事实。

根据本发明的第二示范性实施例可以获得一种更加复杂的速率检测器。根据这一实施例，通过最小化所接收的软比特序列和使用所允许的比特序列和信道估计信息生成的假定软组合比特序列之间的总均方误差来实现速率检测器。使用这个检测器的量度实质上可以通过删除所有的先验信息(除了信道估计之外)从最大先验(MAP)量度获得。

在速率i上用于第k个码字的量度由下式给出： $M_k^{\left\{i\right\}}=2\underset{L=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\frac{r_l{b}_{\mathrm{kl}}^{\left\{i\right\}}}{\sqrt{2^i}}-a\underset{l=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{\left|C_{\mathrm{lm}}\right|}^2}{2^i}----\left(4\right)$

其中c_lm是在第1个时间瞬间上的第m个信道增益，并可以从导频信道获得，a是依据业务信道中的SNR或功率的增益系数。对于瑞克接收机，信道是幅度平方信道抽头之和。根据这个实施例对速率检测使用的方法在所有速率上在所有码字上最大化上述量度。

参见图5A，现在将说明根据等式4的速率检测的一种示范性实施例。首先随可以根据导频信道确定的信道估计接收软比特500。接着在501上将第一假定速率设置为1。信道估计的平方在505被求和以在量度计算中使用。然后，所接收的软比特被同时添加K以形成一个假定的软组合接收比特序列510，如在方框515中所示。然后通过求软组合序列的绝对值之和确定用于该序列的一个量度520。接着根据等式4为对应于速率1的位的假定比特序列确定相关量度(如上所述)530。递增速率540。为所有四种速率重复步骤510-530。然后，将速率确定为使假定序列和所接收的软比特序列之间的相关最大的一个550。

如同根据第一示范性实施例的上述检测器的情况一样，通过使用重复编码或者通过使用卷积编码可以使用上述量度。本领域的技术人员将理解该量度中的第一项是在根据本发明第一实施例的速率检测器中使用的相关的比例表示。这个实施例在图5B中图示。注意到执行相同的步骤500、501、505和510；然而，并不仅仅使用序列的重复编码，使用维特比解码以确定一个解码比特序列560，该解码比特序列又用于确定相关量度565。

而且，根据这一实施例，可以使用在速率1和2中存在的CRC信息，如果假定解码比特是在速率1或2上，则可以执行CRC校验570。如果CRC校验571，则假定速率被确定为实际速率并作为速率被输出580。根据这一实施例增加了速率检测的有效性，因为如果CRC校验，不可能是任何其它的速率被传输。

根据本发明的第三示范性实施例，可以实现一种更加复杂的速率检测器。与前两种实施例不同，下述速率检测器使用信道中的信噪比(SNR)信息。本领域的技术人员将理解使用导频和业务信道上的信号强度和相关测量和通过BER和FER测量可以估计SNR。

根据这一示范性实施例，速率检测方法被描述为在最小化速率检测错误概率的意义上是最佳的。根据这一示范性实施例，可以使用与四种不同速率中的每一种速率相关的不同结构信息，包括错误检测编码、卷积编码、重复编码和功率等级控制。根据这一实施例还可以描述其它的几种变型。

根据第三实施例的一种简化的复杂基带系统模型在图6中图示。在一个帧的周期中，通过一个可变速率信息比特源600可以模拟话音编码器，它根据帧的速率m生成N_b(m)信息比特，表示为{b(k)；k=0,N_b(m)-1}。所标记的错误检测编码、卷积编码、重复编码、交织、扰码和功率控制比特由块编码器610提供，它根据集合{w_m,i；i=0,N_w(m)-1}生成一个码字。码字w_m,j由一系列的N_a码比特组成，表示为{a_m,i(k)；k=0,N_a-1}，它的值为±1。功率控制比特始终在相同的功率等级上被发送，所以它们不提供哪一模式被发送和可以被忽略的相关信息。功率控制比特插入部分生成一个块码标记，所以N_a=384-2×16=352。

可以通过使用由单位幅值的复数值组成的序列p(n)以因子N_c(N_c=64)进行扩频来提供在方框620上的沃尔什扩频和复数扰码。另外，在尾比特插入之后的每一比特的能量对于所有的四个速率是相同的(E_b)。因此，每一码片的能量E_c(m)可以被表示为： $E_c\left(m\right)=\frac{1}{2^m}\frac{E_b}{N_c}----\left(5\right)$

因为希望每一错误检测编码比特的能量保持恒定，功率等级控制器630根据每一码片的能量和速率m改变发射功率。对于信息比特的每一比特的能量被表示为_γmE_b。N_b(m)、N_w(m)和_γm的值在表1中提供。

表1：速率参数

数值	速率1	速率2	速率3	速率4
					Nb(m)	172	80	40	16
CRC	12	8	0	0
					尾比特	8	8	8	8
总和	192	96	48	24
					γm	192/172	96/80	48/40	24/16
Nw(m)	2172	280	240	216

通过在方框640上用脉冲波形f(t)卷积实现脉冲整形，它被标准化以在零延迟上具有单位自相关。因而所发射的信号可以被表示为： $u\left(t\right)=\sqrt{\frac{1}{2^m}\frac{E_b}{N_c}}\underset{k}{\mathrm{\Σ}}a\left(k\right)\underset{n}{\mathrm{\Σ}}p\left(n\right)\mathrm{\δ}(\ln /N_{c}J-k)f(t-n{T}_c)----\left(6\right)$

其中N_c是扩频因子和T_c是码片周期。

所发射的信号通过传输媒质650，该传输媒质可以用例如一组离散的时变信道抽头和信道抽头系数{c_j(t)；j=0,J-1}和信道抽头延迟{d_j(t)；j=0,J-1}，(例如当根据发射信号带宽选择抽头间隔时)来表示。在接收机上，附加的白高斯噪声w(t)可以以单边频谱密度N₀出现。结果的接收信号被表示为： $y\left(t\right)=\underset{j}{\mathrm{\Σ}}{c}_j\left(t\right)u(t-d_j\left(t\right))----\left(7\right)$ $=\sqrt{\frac{1}{2^m}\frac{E_b}{N_c}}\underset{k}{\mathrm{\Σ}}{a}_{m,i}\left(k\right)\underset{n}{\mathrm{\Σ}}p\left(n\right)\mathrm{\δ}\left(\right|n/N_c|-k)\underset{j}{\mathrm{\Σ}}{c}_j\left(t\right)f(t-n{T}_c-d_j\left(t\right))+w\left(t\right)$

最大先验(MAP)估计量是最小化模式检测误差或然率的估计，它是任一误差都同等重要的贝叶斯Bayes标准的特殊情况。对于根据本发明的速率检测，MAP估计被表示为：

m_det=arg_m ^max Pr{H_m|y(t)}(8)

其中H_m表示速率m被发送的假设，和y(t)表示所接收的数据波形。

速率m被发送的概率是速率m中的任一码字被发送的概率。因为用于速率m的码字是独特的， $\mathrm{Pr}\left\{H_m\right|y\left(t\right)\}=\underset{i=0}{\overset{N_w\left(m\right)-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Pr}\{w_{m,i}\left|y\left(t\right)\right\}----\left(9\right)$

因此，根据贝叶斯定理， $\mathrm{Pr}\left\{w_{m,i}\right|y\left(t\right)\}=\frac{\mathrm{Pr}\left\{y\left(t\right)\right|w_{m,i}\left\}\mathrm{Pr}\right\{w_{m,i}\}}{\mathrm{Pr}\left\{y\left(t\right)\right\}}------\left(10\right)$

发射与一个特定速率对应的一个特定码字的先验概率被表示为：

Pr{w_m,i}=α_mβ_i|m (11)

其中α_m表示速率m被发送的先验概率，β_i|m表示w_m,i给定速率m被发送后发送的先验概率。本领域的技术人员将理解这些概率是所用话音编码器算法的函数。将等式(9)-(11)代入等式(8)并删除所有假定共有的项Pr{y(t)},MAP速率估计被表示为： $m_{\det }=\mathrm{ar}{g}_m^{\max }{\mathrm{\α}}_m\underset{i=0}{\overset{N_w\left(m\right)-1}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{Pr}\left\{y\left(t\right)\right|w_{m,i}\}{\mathrm{\β}}_{i|m}----\left(10\right)$

进行各种近似以简化使用等式(12)来确定所接收信息速率的速率检测器。首先，通过假定用于一个具体模式的所有码字是基本相等简化项β_i|m。这给出： ${\mathrm{\β}}_{i|m}=\frac{1}{N_w\left(m\right)}----\left(13\right)$

其次，通过一系列的近似和假设简化项Pr{y(t)|w_m,i}。对于白噪声，这一似然性可以被表示为：

Pr｛y(t)|w_m,i}=K exp{J(m,i)} (14)

其中K是可以被删除的常数，和 $J(m,i)=\frac{1}{N_0}\∫-{|y\left(t\right)-\hat{y}(m,i)|}^2\mathrm{dt}----\left(15\right)$

将(16)代入(15)给出：

J(m,i)=A+B(m,i)+C(m,i) (17)其中 $A=-\frac{1}{N_0}\∫{\left|y\left(t\right)\right|}^2\mathrm{dt}----\left(18\right)$

$\underset{j}{\mathrm{\Σ}}\underset{j^{\′}}{\mathrm{\Σ}}{\∫c}_j^{*}\left(t\right)c_{j^{\′}}\left(t\right)f^{*}(t-n{T}_c-d_j\left(t\right))f(t-n^{\′}{T}_c-d_{j^{\′}}\left(t\right))\mathrm{dt}$ (20)

其中上标*表示复共轭和

表示取算子的实部。项A与速率m无关，所以它可以被删除。通过假定信道抽头以编码比特周期N_cT_c的量级缓慢改变，并且这脉冲波形支持小于编码比特周期，可以进一步简化项B(m,i)和C(m,i)。这给出

其中 $r\left(t\right)=\∫f^{*}(t^{\′}-t)y\left(t^{\′}\right)d{t}^{\′}----\left(23\right)$ $r_{\mathrm{ff}}\left(\mathrm{\τ}\right)=\∫f^{*}\left(t^{\′}\right)f(t^{\′}+\mathrm{\τ})d{t}^{\′}----\left(24\right)$

注意到通过用与发射码片脉冲波形匹配的一个滤波器滤波所接收的信号来获得r(t)。而且，r_ff(τ)是用于发射码片脉冲波形的自相关函数。

项B(m,i)可以被表示为： $B(m,i)\≈\frac{2}{\sqrt{N_o}}\sqrt{\frac{1}{2^m}\frac{E_b/N_0}{N_c}}\underset{k}{\mathrm{\Σ}}{a}_{m,i}\left(k\right)a_{\mathrm{soft}}\left(k\right)----\left(25\right)$

$x(k{N}_c{T}_c+d_j\left(k{N}_c{T}_c\right))=\underset{n=k{N}_c}{\overset{k{N}_c+N_c-1}{\mathrm{\Σ}}}{p}^{*}\left(n\right)r(n{T}_c+d_j\left(k{N}_c{T}_c\right))----\left(27\right)$

因而，项B(m,i)可以用软比特值a_soft(k)来表示，该软比特值是使用信道抽头信息瑞克组合相关x(t)的结果。

通过一系列的近似可以进一步简化项C(m,i)。首先，假设信道抽头延迟是码片周期的整数倍，所以d_j(kN_cT_c)=l_j(k)T_c(28)

其中l_j(k)是一个整数。其次，脉冲模型近似是奈奎斯特(Nyquist)，所以r_ff(iT_c)=δ(i) (29)i为整数。将等式(28)和(29)代入等式(22) $C(m,i)\≈\frac{-1}{2^m}\frac{E_b/N_0}{N_c}\underset{k}{\mathrm{\Σ}}\underset{k^{\′}}{\mathrm{\Σ}}{a}_{m,i}\left(k\right)a_{m,i}\left(k^{\′}\right)\underset{j}{\mathrm{\Σ}}\underset{j^{\′}}{\mathrm{\Σ}}{c}_j^{*}\left(k{N}_c{T}_c\right)c_{j^{\′}}\left(k^{\′}{N}_c{T}_c\right)D(l_j\left(k\right),l_{j^{\′}}\left(k^{\′}\right))----\left(30\right)$ 其中

接着，假设扩频序列p(n)具有理想的非周期自相关性，所以仅当l_j(k)=l_j,(k’)时等式(22)中的最后求和为非零。则等式(31)变成(32)=N_cδ(l_j(k)-l_j′(k′))δ(k-k′)

将等式(32)代入等式(30)得出 $C(m,i)\≈-\frac{1}{2^m}(E_b/N_0)\underset{k}{\mathrm{\Σ}}\underset{j}{\mathrm{\Σ}}{\left|c_j\left(k{N}_c{T}_c\right)\right|}^2----\left(33\right)$

根据等式(14)、(17)、(25)和(32)，Pr{y(t)|w_m,i}≈exp{J′(m,i)} (34)

其中 $J^{\′}(m,i)=\sqrt{\frac{1}{2^m}\frac{E_b/N_0}{N_c}}\underset{k}{\mathrm{\Σ}}[\frac{2}{\sqrt{N_o}}{a}_{m,i}\left(k\right)a_{\mathrm{soft}}\left(k\right)-\sqrt{\frac{1}{2^m}{N}_c{E}_b/N_o}\underset{j}{\mathrm{\Σ}}{\left|c_j\left(k{N}_c{T}_c\right)\right|}^2\]----\left(35\right)$

最终，通过将等式(15)、(34)和(35)代入等式(12)可以近似MAP速率估计，得出： $m_{\det }\≈\mathrm{ar}{g}_m^{\max }\frac{{\mathrm{\α}}_m}{N_w\left(m\right)}\underset{i=0}{\overset{N_w\left(m\right)-1}{\mathrm{\Σ}}}\exp \{\sqrt{\frac{1}{2^m}\frac{E_b/N_0}{N_c}}\·$ (36) $\underset{k}{\mathrm{\Σ}}[\frac{2}{\sqrt{N_o}}{a}_{m,i}\left(k\right)a_{\mathrm{soft}}\left(k\right)-\sqrt{\frac{1}{2^m}{N}_c{E}_b/N_o}\underset{j}{\mathrm{\Σ}}{\left|c_j\left(k{N}_c{T}_c\right)\right|}^2]\}$

在编码中未发现的外在信息也可以用于进行关于速率的确定。这种信息的例子是各种速率的概率、允许的速率变化顺序等。例如，知道当速率较低时速率必需通过顺序1、2、3和4。然而，当速率被增加时可以反向切换成速率4至速率1。因而，显然如果在前一帧中检测到速率1，在当前帧中检测速率3或4，则已经出现错误。这种信息的使用和CRC信息一样可以帮助加快速率检测过程。

即使当所有的假设都不支持时也可以使用该方法。当近似不被支持时也可以用精确的形式替代近似形式。

已经针对IS-95系统标准描述了本发明。本发明还可以被应用于在诸如J-STD-018标准中发现的更高比特率的声码器。在此，比特率更高但是适用相同的原理。四种速率中的每一种都具有一个CRC。因而，对于本发明，将可以为每种速率校验CRC，而不仅仅是前两个。而且，在发射机上，安装有卷积编码器。在接收机上，与发射机上的卷积编码器相对应，安装有卷积解码器。

虽然在CDMA的设备情况下进行了描述，本领域的技术人员将认识到本发明可以被应用于使用不同编码发送信息的任何系统。例如，信息不需要以不同的速率。本发明并不限制于四种可能性，并且不限制于结合重复编码的卷积编码。

已经通过例子描述了本发明，对于本领域的技术人员来说，在不脱离本发明精神的情况下，显然可以对示范性实施例进行修改和变化。优选实施例仅是说明性的，无论如何都不能被视为限制性。本发明的范围将由权利要求书而非上述说明来确定，落入权利要求范围的所有变型和等价物将被视为包括在本发明的保护范围之内。

Claims (24)

1．一种接收机，包括：

用于接收一个信号的装置；

用于确定所接收信号的编码速率的装置；和

用于根据所检测的速率解码所接收信号的装置，其中通过比较一个所接收信号和多个估计信号，并确定所接收信号和估计信号之间的相关性，来确定所述速率，所述估计信号基于编码的可能速率。

2．权利要求1的接收机，其中所接收的信号是一个软比特序列，确定装置通过确定最可能比特序列来确定编码速率，所述最可能的比特序列是使软比特序列和估计信号之间的总相关最大的比特序列之一。

3．权利要求2的接收机，其中通过软组合基于假定速率的软比特值来确定最可能的序列，并且相关是软组合比特值的绝对值之和。

4．权利要求3的接收机，其中使用卷积解码确定最可能的序列。

5．权利要求4的接收机，其中确定装置包括一个维特比解码器，用于确定软组合比特值的最佳相关量度。

6．权利要求2的接收机，其中确定装置使用通过卷积解码和信道估计信息确定的一个允许的比特序列，通过最小化所接收的软比特序列和估计信号之间的总均方误差来确定最可能的序列。

7．权利要求1的接收机，其中确定装置还包括一个最大先验(MAP)速率估计器，它使用导频和业务信道上的信号强度测量值根据信噪比来确定速率。

8．权利要求4的接收机，其中确定装置还包括一个循环冗余校验(CRC)解码器，以便如果CRC被确定为正确的与一假定速率相对应的估计序列，则假定速率被确定为所接收信号被编码所用的速率。

9．一种用于速率检测的通信系统，包括：

一个发射机单元，包括：

一个信道编码器，用于根据多种编码速率之一将一个信号编码成一个比特序列；和

一个发射机，用于发射所述比特序列；和

一个接收机单元，包括：

一个接收机，用于接收所述被发送的比特序列；

一个速率检测单元，用于根据所述接收序列和与假定编码速率对应的多个估计序列之间的相关性确定所述多个编码速率中的一个速率；和

一个解码单元，用于根据所述被确定的速率解码比特序列。

10．权利要求9的系统，其中所述发射单元位于基站内和所述接收机单元位于移动站内。

11．权利要求9的系统，其中所述发射单元位于移动站内和所述接收机单元位于基站内。

12．权利要求9的系统，其中所述发射信号在CDMA信道上被发射，所述接收机是一个瑞克接收机。

13．权利要求9的系统，其中所述接收机生成一系列的软比特，所述速率检测单元通过软组合基于所述假定编码速率的所述接收比特序列来处理所述软比特序列，并将所述多个编码速率之一确定为与使软比特序列和软组合比特的总相关最大的假定编码速率相对应的编码速率。

14．权利要求13的系统，其中

所述发射机单元还包括：

一个卷积和检错编码器，用于卷积编码和将一个循环冗余校验(CRC)插入在所述信号中；和

所述接收机单元还包括：

一个卷积解码器和CRC解码器，用于解码所述被发送的可变速率信号，其中

所述速率检测单元使用一个允许的比特序列和信道估计，通过最小化所述软比特序列和软组合比特之间的总均方误差来确定所述最大总相关。

15．权利要求14的系统，其中对于一个假定编码速率，如果所述速率确定单元确定CRC校验，则该假定编码速率被确定为所述多个编码速率中的所述一个编码速率。

16．一种速率确定方法，该方法包括步骤：

(a)接收以可变速率被编码的一个比特序列；

(b)假定一个速率；

(c)软组合该比特序列以根据所述假定速率提供一个估计的比特序列；

(d)确定所接收序列和估计序列之间的相关性；

(e)为所有的假定速率重复步骤a至d；和

(f)将实际速率确定为使相关最大的一个速率。

17．权利要求16的方法，其中通过求软组合比特序列的绝对值之和来确定相关性。

18．权利要求16的方法，其中通过维特比解码所述软组合序列来确定相关。

19．权利要求18的方法，还包括步骤：在对所述解码序列执行循环冗余校验(CRC)的维特比解码之后，如果所述CRC被确定为正确则将假定速率确定为实际的可变速率。

20．权利要求16的方法，其中比特序列是在CDMA信道上发送的一个数字编码话音信号。

21．一种在CDMA系统中用于速率确定方法，该方法包括步骤：

(a)在CDMA信道上接收以可变速率编码的一个比特序列；

(b)接收信道估计；

(c)假定一个速率；

(d)根据所述假定速率确定一个估计比特序列；

(e)确定所接收序列和估计序列之间的相关性；

(f)为所有的假定速率重复步骤a至e；和

(g)使用一个所允许的比特序列和所述信道估计，将实际速率确定为使所接收序列和估计序列之间的总均方误差最小的一个速率。

22．权利要求21的方法，其中使用通过在导频和业务信道上的信号强度和相关测量而估计的所述信道的信噪比来确定所述相关性。

23．权利要求21的方法，其中通过维特比解码所述估计序列来确定相关性。

24．权利要求23的方法，还包括步骤：在对所述解码序列执行循环冗余校验(CRC)的维特比解码之后，如果所述CRC被确定为正确则将假定速率确定为实际的可变速率。

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