CN1310516A - 功率放大器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种利用平衡放大器的微波功率放大器。本发明利用混合功率合成器的一个输出端口作为检测放大器电路失真的端口。为了消除叠加在常规信号上的噪声,将检测的失真经过调节电路和定向耦合器反馈到经放大的常规信号上。有利于通信系统的小型化和高性能。

Description

功率放大器

本发明涉及一种功率放大器，特别是涉及一种具有补偿非线性失真功能的微波功率放大器。

近些年来，与对更小更轻的蜂窝式电话的研究开发相协调，已经降低了IC电源电压并需要进一步低功率消耗。随着IC电源电压的降低，组成功率放大器的晶体管变得更容易饱和。因此，叠加在经放大的输出信号上的噪声的量值势必要增加。

然而，为了满足用户的严格要求，即使在低功率消耗的情况下，也必须保证利用蜂窝式电话的最佳通信。

要保证通信质量，重要的是补偿微波功率放大器的非线性失真。在HEI6-37551号日本专利申请中介绍了一种功率放大器的非线性失真补偿电路。

抑制微波功率放大器的非线性失真首先需要提取失真信号分量。然后，将提取的失真信号分量的相位反相。再将反相的信号叠加在原来的信号上，以便抵消失真分量。

然而，仅由功率放大器的输出信号中分离出失真分量需要专门的失真提取电路，这将需要更多的电路部分。这就可能增加装置的成本。

这还要求对所增加的电路部分的预先精确的调节。这种调节是很麻烦的。

本发明的目的是降低微波功率放大器的失真同时抑制电路部件数量的增加以及避免电路的预先调节。

本发明利用一种平衡放大器，其包含用于功率放大的混合功率分配器和混合功率合成器。本发明有效地利用混合功率合成器的一个通常端接的(terminated)端口(端)作为一失真检测端口(端)。

即，在平衡放大器电路中用于常规信号的输出端口以外的输出端口本来按常规利用端接的电阻端接。然而，这些端口的特征在于，在放大器中产生的失真分量输出到这些端口未像常规信号被抑制那样多。

基于该发现，可以不采用任何专用电路而是利用混合功率合成器的其中一个端口提取失真，该端口作为一个失真检测端口按常规本来是端接的。对这一端口的输出进行所需的调节，以及将这一输出反馈到功率放大器输出端，就能够抵消失真分量，因此消除失真分量。

希望对由混合功率合成器的一个端口输出的失真信号的信号电平的衰减、相位移或幅值进行调节。这将增强失真消除效果。

在移动通信装置中安装本发明的功率放大器可保证清晰、失真较小，具有的高通信质量。

根据下文结合附图所作的如下介绍将会将更充分地了解本发明的上述和其它目的与特点，在附图中以举例的方式表示一个实例，其中：

图1是表示根据本发明的一个实施例的混合平衡功率放大器结构的电路示意图；

图2A是表示图1中所示的功率放大器中的信号发送路径①中的信号频谱示意图；

图2B是表示图1中所示的功率放大器中的信号发送路径②中的信号频谱示意图；

图2C是表示图1中所示的功率放大器中的信号发送路径③中的信号频谱示意图；

图2D是表示图1中所示的功率放大器中的信号发送路径④中的信号频谱示意图；

图3A是表示一个混合平衡功率放大器一般结构的示意图；

图3B是表示一般混合平衡功率放大器的等值电路示意图；

图4是表示根据本发明的另一个实施例的发送器结构的电路示意图；

图5是表示根据本发明的再一个实施例的接收器结构的电路示意图；

图6是表示作为一个比较实例的混合平衡功率放大器的结构的电路示意图；

图7A是表示图6中所示的混合平衡功率放大器中的信号发送路径①中的信号频谱的示意图；

图7B是表示图6中所示的混合平衡功率放大器中的信号发送路径②中的信号频谱的示意图；

图7C是表示图6中所示的混合平衡功率放大器中的信号发送路径③中的信号频谱的示意图；

图7D是表示图6中所示的混合平衡功率放大器中的信号发送路径④中的信号频谱的示意图；以及

图8是为解释功率放大器电路中的非线性失真的特性示意图。

下面参照附图解释本发明的各实施例。

在对各实施例解释之前，利用图3A和3B解释平衡放大器的结构以及典型的运行方法(常规运行方法)。

图3A是表示一个平衡放大器基本结构的示意图；图3B是表示平衡放大器的等值电路示意图。

如图3B中所示，平衡放大器将输入到输入端20a的信号(IN)由功率分配器22分成两个部分并由两个放大器电路23和24将这两个分配的信号放大，然后由功率合成器25将两个经放大的信号合成，由输出端27b得到放大的输出信号(OUT)。

按照这种结构，输入的信号被分成两个部分，信号的功率降低到1/2，因此，与利用一个放大器的放大实例相比较，在每个放大器电路(23,24)上的负载减轻了。

即，晶体管不大可能变为饱和，因此，易于保证线性度。此外，由于在一个放大器上的负载降低，这种结构的一个优点是即使利用便宜的电路也能得到所需的性能。

更确切地说，平衡放大器的结构如图3A中所示。功率分配器22和功率合成器25都是一具有二输入端和二输出端的混合结构。

这里，混合结构是指具有用于将输入信号分成2个信号或者将2个信号合成为一个信号的4端(端口)的结构。

在图3A中，输入信号(IN)输入到混合功率分配器22中的一个输入端口20a。一50Ω的终端电阻R1连接到功率分配器22中的另一个输入端口21a，以便调节阻抗。

输入到该输入端口20a的输入信号(IN)被分成两个部分。经分配的二信号分别经过两个路径“A”和“B”由输出端口20b和21b输出。

此时，经过路径“A”由输出端口20b输出的信号的相位和输入信号(IN)的相位相同，而经过路径“B”由输出端口21b输出的信号的相位相比输入信号(IN)的相位位移90°。

由功率分配器22的输出端口20b和输出端口21b输出的信号分别由放大器电路23和24放大。放大器的输出再输入到混合功率合成器25的输入端口26a和27a。

混合功率合成器25将两个输入的信号合成并由输出端输出经放大的信号(常规信号OUT)。50Ω终端电阻R2连接到另一输出端口26b。因此，不由这一输出端口26b输出常规信号。

即，利用混合功率合成器25，输入到输入端口26a的信号经过路径“C”和“E”被分配到两个输出端口26b和27b。

与之相似，输入到输入端口27a的信号经过路径“D”和“F”被分配到两个输出端口26b和27b。

此时，经过路径“C”和“D”输出的信号的相位由输入信号的相位位移90°。另一方面，经过路径“E”和“F”输出的信号的相位与输入信号的相位相同。

这里，对于输出端口26b，在这一端口出现的信号是一经过功率分配器22中的路径“A”、放大器电路23和功率合成器25的路径“E”到来的信号以及经过功率分配器22中的路径“B”、放大器电路24和功率合成器25的路径“D”到来的信号的合成信号。

经过功率分配器22中的路径“A”到来的信号与经过放大器24和功率合成器25中的路径“D”到来的信号是相对于输入信号(IN)相位移总计为180°(90°+90°)的信号。另一方面，经过功率合成器25中的路径“E”到来的信号是与输入信号(IN)相位相同的信号。

即，由于将一个信号和另一个相对于第一信号具有180°相位移的信号相加，这两个信号被抵消，因此不由输出端口26b输出常规信号。

另一方面，对于功率合成器25的输出端口27b，在这一端口出现的信号是一经过功率分配器22中的路径“B”、放大器电路24和功率合成器25的路径“F”到来的信号以及经过功率分配器22中的路径“A”、放大器电路23和功率合成器25的路径“C”到来的信号的合成信号。

这里，经过功率分配器22中的路径“B”、放大器24和功率合成器25中的路径“F”到来的信号是相对于输入信号(IN)相位移为90°的信号。另一方面，经过功率分配器22中的路径“A”、放大器23和功率合成器25中的路径“C”到来的信号同样是与输入信号(IN)相位移为90°的信号。

即，将相对于输入信号(IN)具有90°相位移的两个信号(即具有相同相位的两个信号)相加。因此由输出端口27b输出放大的常规信号(OUT)。

这就是平衡放大器的基本工作情况。

(实施例1)

图1是表示根据本发明的具有失真补偿功能的微波功率放大器结构的电路示意图。

如图中所示，本发明的功率放大器利用具有2个输入和2个输出的平衡放大器放大一微波信号。然而，所采用的平衡放大器的工作方式不同于在图3A中所示的一般的平衡放大器。

即，在图1中所示的平衡放大器利用本来端接的输出端口26b作为一检测在放大器电路23和24中产生的失真的端口。如图中所示，调节电路28连接到输出端口26b。

调节电路28包含电平调节电路29、相位调节电路30和放大器电路31。调节电路28的输出经过定向耦合器32反馈到由输出端口27b得到的常规信号。这样就消除了叠加在常规信号上的失真。

如上所述，本实施例其特征在于，利用功率合成器25的按常规(图3A)端接的输出端口26b作为放大器电路23和24的失真检测端口。

这一点进一步解释如下：

这里讨论的非线性失真是在放大器电路23和24中产生的。换句话说，在直到放大器电路23和24的信号路径上不存在失真。

这里分析在放大器电路23和24中产生的信号失真怎样反映到功率合成器25的输出端口26b。

在放大器电路23产生的信号失真(噪声)经过功率合成器25的输入端口26a和路径“E”到达输出端口26b没有产生相位移。

另一方面，在放大器电路24产生的信号失真(噪声)经过功率合成器25的输入端口27a和路径“D”到达输出端口26b形成90°相位移并与经过路径“E”到来的信号合成。这两个信号之间的相位差为90°。

如上所述，在常规信号(主信号)的情况下，由于利用平衡电路的功能将两个相位差为180°的信号合成，该合成的信号被强抑制，不由输出端口26b输出。

然而，在放大器电路23和24产生噪声的情况下，要合成的两个信号之间的相位差仅为90°，噪声信号没有像常规信号(主信号)抑制那样多。因此，仅失真信号分量(失真信号)由输出端口26b输出。

这意味着，在图3A中，功率合成器25的按常规被端接的输出端口26b具有作为用于检测放大器电路23和24的失真信号的端口的功能。

本发明利用了这一新的发现，简化该进行失真检测的失真检测电路的结构，无需设置任何特定的结构并省去用于失真检测的预先调节的时间和麻烦。

下面参照图1更具体地解释根据本实施例的失真补偿电路的结构和工作情况。

在图1中所示的第一级的平衡放大器与参照图3中所解释的平衡放大器相同。与图3中所示的相同的组成部分用相同的标号表示。

调节电路28包含可变衰减器29、移相器30和放大器电路31，该调节电路28连接到该组成平衡放大器的功率合成器25的输出端口26b。移相器30将失真信号的相位反相。

设有这一调节电路28用以调节由功率合成器25的输出端口26b输出的失真信号的电平和相位，即该端口用于失真检测。

其幅值和相位已由调节电路28调节的失真信号经过定向耦合器32叠加到由功率合成器25的输出端口27b输出的常规信号上。此时，待叠加的失真信号是与常规信号相位移为180°的信号(反相的信号)。

按照这种方式，叠加到常规信号上的失真信号被抵消，因此消除了失真。

利用在图2A到2D中所示的频谱①到④解释上述的工作情况。

在图2A中所示的频谱①是在图1中所示的输入端20a处的信号的频谱。

在图2B中所示的频谱②是在图1中所示的输出端27b处的信号的频谱。

在图2C中所示的频谱③是在图1中所示的调节电路28输出端处的信号的频谱。

在图2D中所示的频谱④是在图1中所示的输出端33输出端处的信号的频谱。

这里，假设两个具有不同频率的常规信号S1和S2输入到微波功率放大器6。

当这些输入信号通过平衡放大器时，由于如在图2B中所示的放大器电路23和24的非线性产生失真分量N1和N2。这些失真分量N1和N2起混频器的作用，因此使放大器电路23和24的特性恶化并属于由混合常规信号S1和S2产生的第三种失真(谐波失真)。

另一方面，对由功率合成器25的输出端口26b输出的失真分量N1和N2按照需要进行处理，例如衰减、相位移或放大以及对它们的电平等进行调节。

在将这些失真信号N1和N2反相之后，将信号N1和N2经过定向耦合器32叠加到在功率合成器25的端口27b的输出信号(图2B)上。这样就导致常规信号S1和S2无失真，如图2D中所示。

本实施例利用平衡放大器的按常规不使用的输出端26b作为失真信号端，因此不再需要专门的提取失真信号的电路。因此，本实施例简化了结构，还因此适用于小型的通信装置例如蜂窝式电话。

由于本实施例不再需要专门的电路，自然不需要预先调节这种电路的特性。

图6表示一未采用本发明的可对比的电路实例(在HEI 6-37551号日本专利申请中介绍的)。

在图6中，微波功率放大器6实际上由多个平衡放大器组成，该平衡放大器由混合功率分配器和混合功率合成器组成。

如在图8中用实线表示的特性b，这一微波功率放大器6的输入/输出特性在高输入区变为饱和并很可能产生非线性失真。在图8中，由虚线表示的特性代表理想的特性。

因此，图6中所示的电路设有：定向耦合器1、7和8，由调节信号电平和相位的第一调节电路2与调节提取的失真信号电平和相位等的第二调节电路9构成的失真信号提取部分。

第二调节电路9的输出经过定向耦合器13反馈到功率放大器6的输出信号，以此消除了功率放大器6的非线性失真。

在图6中所示的不同部分①到④中的信号频谱分别表示在图7A到7D中。

在图1中所示的本发明的电路不需要专门的电路(例如在图6中所示的常规电路)来检测失真信号。即，本发明的电路不需要各定向耦合器1、7和8以及调节电路2。因此，本发明具有简单的结构并适用于通信装置例如蜂窝式电话的小型化。

本发明还利用平衡放大器的固有特性有效地可靠地检测噪声，使在放大器电路中产生的噪声由平衡放大器不像常规信号那样有效地受到抑制。因此，本发明不需要像在图6中所示的常规电路的实例那样利用调节电路2预先调节该特性，因此简化了电路的调节。

(实施例2)

图4是表示根据本发明的第二实施例的发送器电路结构的方块示意图。

这一发送器电路包含本机振荡器40、正交调制电路43、前置放大器44、在实施例1中解释的平衡放大器45和天线46。将两个相位差为90°的信号(即I信号和Q信号)经过信号输入端41和42输入到正交调制电路43。

平衡放大器45可以不需任何专门的失真检测电路就提取失真信号。因此，平衡放大器45适用于发送器小型化和低成本实现。此外，在图4中所示的平衡放大器45具有前馈式结构。即，放大器电路23和24的失真反馈到位于在放大器电路23和24之后的电路，以便抵消失真。因此，平衡放大器的放大信号直接输出到天线46，有利于实现高效低失真。

(实施例3)

图5是表示根据本发明的第三实施例的接收电路的电路示意图。

这一接收电路包含天线50、低噪声放大器51、利用在实施例1中解释的平衡放大器的补偿电路52、下变换器54和本机振荡器53。

直接连接到天线50的接收放大器要求低噪声和低功耗，以便放大所接收的高功率信号。然而，这些指标都是基本上彼此矛盾的，在严格的低成本和小型化的要求下，要实现低噪声和低功耗是十分困难的。

然而，本发明的平衡放大器具有失真补偿功能，提高了放大的信号的信噪比。此外，本发明利用简化结构的平衡放大器的特性消除了失真，因此适用于通信装置的小型化和低成本实现。

此外，如图5中所示，平衡放大器52位于在下变换器54之前，使得大接收功率的部分能放大常规接收信号。其优点是抑制噪声和易于提高信噪比。

正如上面解释的，本发明利用功率合成器的一个端口作为用于检测在放大器电路中产生的失真的端口。这就使得能够实现小型化的和高性能的具有失真补偿功能的平衡放大器。本发明还不需要为失真检测进行预先电路调节。

本发明并不局限于上述的各实施例，在不脱离本发明的范围的前提下可以实现各种变化和改进。

本申请根据1998.8.20申请的HEI 10-234581号日本专利申请，该申请包含的全部内容这里引用可作参考。

Claims (5)

1．一种装备有补偿电路的功率放大器电路，包含：

混合功率分配器；

混合功率合成器；

至少一个装在所述混合功率分配器和混合功率合成器之间的放大器；

调节电路，其对所述混合功率合成器的常规信号输出端口以外的一个输出端口输出的失真信号进行预定的处理；以及

反馈电路，其将所述调节电路的输出反馈到由所述混合功率合成器的所述常规信号输出端口输出的常规信号。

2．根据权利要求1所述的功率放大器电路，其中所述调节电路还包含可变衰减器、移相器和放大器电路。

3．根据权利要求1所述的功率放大器电路，其中所述混合功率分配器还包含提供有输入信号的第一输入端口、连接有端接电阻的第二输入端口以及第一和第二输出端口，

所述混合功率合成器还包含第一和第二输入端口、用作失真检测端口的第一输出端口和用作常规信号输出端口的第二输出端口，

第一放大器电路连接在所述混合功率分配器的所述第一输出端口和所述混合功率合成器的所述第一输入端口之间，以及

第二放大器电路连接在所述混合功率分配器的所述第二输出端口和所述混合功率合成器的所述第二输入端口之间。

4．包含根据权利要求1所述的功率放大器电路的发送器。

5．包含根据权利要求1所述的功率放大器电路的接收器。

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