CN1291421A - 可调光的电子镇流器 - Google Patents

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Abstract

一个三端双向可控硅开关可调光的电子镇流器具有单级反馈功率因数逆变器配置,它防止直流偏压通过连接该谐振电路与此单级功率因数逆变器的反馈节点的反馈路径加到该谐振电路电流。在本发明的一方面中,一个可调光的电子镇流器包括:一个输入装置,接到一个交流电源;一个三端双向可控硅开关,用于相角变模糊该输入交流电源,一个整流器,用于全波整流从该三端双向可控硅开关输出的交流电源,以便提供直流电源,一个直流耦合电路,具有与其相关的一个反馈节点:一个直流能量储存设备,通过该直流耦合电路操作地连接到该全电波整流器,用于存储直流电源;连接到直流能量储存设备的一个半电桥逆变器电路,用于以一个逆变器频率变换存储的直流功率为高频功率;第一隔直流设备;一个谐振电路,通过第一隔直流设备操作地连接到半电桥逆变器,用于耦合该高频功率到一个负载:反馈连接装置,连接该谐振电路到直流耦合电路的反馈节点,用于提供高频功率给该能量储存设备;和第二隔直流设备,操作地连接到该反馈连接装置,用于防止直流信号通过该反馈连接装置加到该谐振电路。

Description

可调光的电子镇流器
本申请一般地涉及电子镇流器，具体地说涉及单级反馈功率因数逆变器，阻止直流DC偏压加到三端双向可控硅开关可调光的电子镇流器中的谐振电路电流上。
典型地，常规的电子镇流器是使用从高频谐振电路到交流(AC)整流器与隔离二极管之间的节点的反馈连接和隔离二极管实现的，电流通过此二极管流动到直流(DC)能量存储电容器。存储的直流能量由例如驱动控制电路所驱动的一个逆变器转换为矩形波电压波形。
例如，授予Hernandez等人的、标题为“具有功率线路控制的调频的高频逆变器”的美国专利号5，404．082公开了日光灯使用的一个价格便宜的电子镇流器，它使用单级反馈逆变器拓扑结构。正如本领域的技术人员所懂得，逆变器典型地是使用一对开关例如MosFet(金属氧化物半导体场效应晶体管)作为半电桥逆变器实现的。例如在稳态工作期间，期望这些开关工作在本专业已知的“零电压”转换，这是称之为在感应模式操作该开关的一个术语。在感应的模式中，在谐振的电感线圈(扼流圈)中流动的电流滞后在该逆变器两端的电压(即，产生一个感性负荷)。另一方面，当通过谐振的电感线圈流动的电流相位超前该逆变器两端的电压时，认为该逆变器工作在电容性模式。当工作在电容性的模式时，开关损耗是显著的并且该开关可能出现严重的损伤，正如本领域的技术人员懂得的那样。
现在参见图1，一个方框图示出使用三端双向可控硅开关变暗的电子镇流器的常规的单级反馈逆变器拓扑结构的一个实施例。三端双向可控硅开关12连接到交流电源10(例如170伏和60hz频率的标准交流线电压)，它提供操作该镇流器的输入功率。通过切断交流输入线电压的一部分相位(取决于它的设置，三端双向可控硅开关将在等于该输入交流电压频率两倍的一个频率点燃)，该三端双向可控硅开关12提供电子镇流器的相角变模糊。电磁干扰(EMI)滤波器14滤波由镇流器产生的高频信号和rf噪声(例如谐波)，因而防止这样的噪声传导给交流输入电源10。交流整流电路16整流该输入交流电源以便提供整流的直流电源。整流的直流电源通过直流耦合器18耦合到直流能量储存设备20。直流能量储存设备20保持一个直流电压，它比由该整流器16输出的已整流电压的峰值高得多。
逆变器22变换在直流存储装置20中存储的高压直流电压为具有一个频率的高频电压，典型地此频率在大约20和75Khz之间变化。逆变器22典型地包括形成高频半电桥逆变器、具有一个逆变器输出节点的两个晶体管。隔直流设备4耦合逆变器22的高频输出到谐振电路6。正如本领域的技术人员懂得的，该谐振电路26典型地包括至少一个谐振的电感线圈、谐振电容器和反馈电容器，安排该谐振电路26谐振在比高频电压的正常范围更低一点的一个频率上。提供该隔直流设备24以防止直流偏压分量(例如，由逆变器22产生的高频矩形电压波形的平均值)加到谐振电路26和例如使该谐振的扼流圈饱和。负载28(例如日光灯)通过一个输出变压器(没有表示)磁耦合到谐振电路26。隔直流设备23也防止直流分量加到负载28(它减少电灯的寿命)。
反馈环路连接谐振电路26到直流耦合设备18中的一个反馈节点。在一部分的很高频率周期期间，电流从整流器16输出。另外，在另一部分的高频周期期间，充电电流流动到直流存储装置20。在输入交流电压的整个周期期间，经过直流存储装置20给出的直流电压大于来自整流器16的整流的交流电压的峰值电压。
典型地，在该谐振电路检测至少一个参数(电压或者电流)，通过驱动器控制器设备30提供该逆变器22的适当的频率调制。例如可以使用这个检测的参数，保证这些开关工作在零电压开关模式(感应的模式)以便将开关损耗减到最少。
正如本领域的技术人员懂得，典型地该逆变器是以在半电桥逆变器配置中的一对Mosfet实现的。这些Mosfet开关各个具有在漏极与源极之间的一个寄生电容cds和寄生电阻rds。当开关断开时，在它的漏极和源极端子两端已经施加高压之后，该寄生电容被充电到漏极／源极连接点两端的电压。当随后启动该开关时，在寄生电容cds两端的电压可以通过漏极／源极连接点的寄生电阻rds放电。当该逆变器工作在大约45-50KHz的稳态频率上时，这个电流放电可能引起相当大的损耗，除非该寄生的电容器cds在该开关接通之前通过该主体二极管(从该基片到该漏极)放电。因此，在接通该开关之前，电流应该以与电流流动方向相反的方向加到该开关，该电流是当启动该开关时出现。
在图1所示的电子镇流器中，当三端双向可控硅开关点燃时，得到的输入镇流器电压和电流使得在隔直流设备24它典型地是一个电容器)上的稳态电压不平衡。这个电压不平衡防止逆变器开关的寄生电容在启动之前通过该主体二极管进行放电，和当启动该开关时，导致该寄生电容经过寄生电阻rds通过该漏极／源极连接点进行放电。
这个参照图3示出。在图3中，波形A表示当三端双向可控硅开关点燃时产生的输入镇流器电流，而波形B表示为高频波形的多个周期产生的Mosfet开关的漏极电流。B波形的负电流蜂值表示“零电压转换”，其中通过该开关的主体二极管流动的负电流导致该寄生电容的放电。如在图3中所示的，与在上面讨论的常规的三端双向可控硅开关可调光的镇流器电路相关的一个问题是：当三端双向可控硅开关点燃时，对于该高频信号的几个周期丢失了开关漏极电流(波形B)的负放电。因此，对于这些周期，开关损耗可能对在这种高压的开关是非常危险的，因为当该开关启动时，该寄生电容的充电是通过漏极／源极连接点经过该寄生电阻rds放电的。
参见图4a，一个图示出响应通过常规的镇流器电路中的三端双向可控硅开关提供的电压的阶跃变化，在该逆变器开关电压和谐振的电感器电流波形之间的比较。正如所示的，当阶跃变化电压加到该输入端时，该谐振的电感器电流相移超过该零参考线，表示在谐振电流中所加的直流偏压。对于此的这种原因是与隔直流设备24(电容器)的充电过程有关。在逐步增加的电压加到该输入端(即该三端双向可控硅开关点燃)之后，该隔直流电容器由输入电流通过反馈路径进行充电，它产生该谐振的电感器电流中的直流偏压，从而引起该逆变器工作在一个电容性的方式和防止该寄生电容通过该开关的主体二极管的放电。
本发明是针对在一个三端双向可控硅开关可调光的电子镇流器使用的单级反馈功率因数逆变器配置，它防止直流偏压通过连接该谐振电路与单级功率因数逆变器的反馈节点的反馈路径加到该谐振电路电流。
在本发明的一方面中，一个可调光的电子镇流器，包括：
一个输入装置，用于接到相角变模糊的三端双向可控硅开关调光器的输出端；
一个整流器，用于全波整流从该三端双向可控硅开关输出的交流电源，以便提供直流电源；
一个直流耦合电路，具有与其相关的反馈节点；
一个直流能量储存设备，通过该直流耦合电路操作地连接到该全波整流器，用于存储直流电源；
连接到直流能量储存设备的一个半电桥逆变器电路，用于以一个逆变器频率变换存储的直流功率为高频功率；
第一隔直流设备；
一个谐振电路，通过第一隔直流设备操作地连接到半电桥逆变器，用于耦合该高频功率到一个负载；
反馈连接装置，连接该谐振电路到该直流耦合电路的反馈节点，用于提供高频功率给该能量储存设备，和
第二隔直流设备，操作地连接到该反馈连接装置，用于防止直流信号通过该反馈连接装置加到该谐振电路。
本发明的这些和其它方面、特性和优点从随后与该附图一起阅读的优选实施例的详细描述中变得明显了。
在附图中，图1是根据具有三端双向可控硅开关调光器的现有技术的三端双向可控硅开关可调光的电子镇流器中单级反馈功率因数逆变器的方框图。
图2a是根据本发明一个实施例的具有三端双向可控硅开关调光器的三端双向可控硅开关可调光的电子镇流器中单级反馈功率因数逆变器的方框图；
图2b是根据本发明的具有三端双向可控硅开关调光器的三端双向可控硅开关可调光的电子镇流器中实现的图2a的单级反馈功率因数逆变器的一个实施例的电路图；
图3是根据现有技术比较输入镇流器电流与在三端双向可控硅开关可调光的单级反馈逆变器中的逆变器开关的漏极电流的图；
图4a是响应由常规的镇流器电路中的三端双向可控硅开关提供的电压的阶跃变化比较逆变器开关电压和谐振的电感器电流波形的说明图；和
图4b是根据本发明响应比较逆变器开关电压和由具有一个附加隔直流电容器的镇流器电路中的三端双向可控硅开关提供的电压的阶跃变化而生成的谐振的电感器电流波形的说明图。
现在参见图2a，表示在根据本发明的一个实施例的三端双向可控硅开关可调光的电子镇流器中实现的单级反馈功率因数逆变器。根据本发明，第二隔直流设备32放置于直流耦合器／高频整流器设备18的反馈节点与谐振电路26之间的反馈路径中。第二隔直流设备32起着从流过该谐振电路26的电流中分开由于三端双向可控硅开关12的激活而产生的输入的信号的作用。第二隔直流设备32通过分别隔离第一和第二隔直流设备24和32之间的谐振电路消除在第一隔直流设备24上稳态电压的不平衡。
现在参见图2b，表示在根据本发明的三端双向可控硅开关可调光的电子镇流器中实现的单级反馈逆变器的电路图。该电子镇流器包括交流电源10，它提供操作该镇流器的输入功率。三端双向可控硅开关12提供相角变模糊，正如在上面讨论的。电磁干扰(EMI)滤波器14包括扼流圈L1与L2和电容器C1，C2和C3。交流整流器包括二极管D1，D2，D3和D4。直流耦合器和高频整流器包括分别经过反馈节点N1连接的二极管D5和D6。直流能量储存设备是电容器C5。该逆变器是一个半电桥逆变器，由具有一个逆变器输出节点N3的Mosfet MI和M2形成。第一隔直流设备是电容器C6。该谐振电路包括谐振电感器L3、启始电容器C7和反馈电容器C4。该谐振电路反馈环路连接该谐振电路到反馈节点N1。上面的描述的单级反馈逆变器电路的工作是本专业公知的。它的工作的详细的讨论例如可以在授予Hernandez等人的标题为“具有功率线路控制的频率调制的高频逆变器”的美国专利号5，404，082和授予Mattas等人的标题为“具有频率调制的电灯频率的电灯镇流器”的美国专利号5，410，221中找到，它们的公开内容引用在这里供参考。
正如所示的，根据本发明，第二隔直流电容器C8连接在反馈节点N1和谐振的扼流圈L3之间。有利地，该谐振扼流圈L3从直流瞬变信号中(通过隔直流电容器CS和隔直流电容器C6)进行隔离，直流瞬变信号出现在该镇流器稳态工作期间该三端双向可控硅开关12激活时。
最好，线圈T2磁耦合到谐振的电感线圈L3，以便检测流过谐振的电感线圈L3的至少一部分电流。这个检测的谐振的电感器电流可以提供给驱动器／控制器40，特别用于保证这些开关工作在零电压开关方式(感应的模式)中，以便将开关损耗减到最少。另外，该驱动器／控制器40可以检测该负载电路28的某些参数以便提供电源调节。该驱动器／控制器40可以使用在授予Wacyk等人的标题为“逆变器驱动方案”的美国专利号5，742，134中公开方法和硬件来实现，在这里引用该公开内容供参考。
虽然已经参照附图描述了说明的实施例，但是应当懂得本发明不局限于那些精确的实施例，并且各种其它变化和修改可以由本领域的技术人员实现而不偏离本发明的范围或者精神。所有的这样的变化和修改都包括在正如由所附的权利要求定义的本发明的范围内。

Claims (7)

1．一种可调光的电子镇流器，包括：
一个输入装置，接到包括一个三端双向可控硅开关(12)的三端双向可控硅开关调光器的输出端，用于相角变模糊该输入交流电源；
一个整流器(16，D1，D2，D3，D4)，用于全波整流从该三端双向可控硅开关输出的交流电源，以便提供直流电源；
一个直流耦合电路(18，D5，D6，C4)，具有与其相关的一个反馈节点(N1)；
一个直流能量储存设(20，C5)，通过该直流耦合电路操作地连接到该全波整流器，用于存储直流功率；
连接到直流能量储存设备的一个逆变器电路(22，M1，M2)，用于以一个逆变器频率变换存储的直流功率为高频功率；
第一隔直流设备(24，C6)；
一个谐振电路(26，L3，C7)，通过第一隔直流设备操作地连接到半电桥逆变器，用于耦合该高频功率到一个负载(28)；
反馈连接装置，连接该谐振电路到直流耦合电路的反馈节点，用于提供高频功率给该能量储存设备；和
第二隔直流设备(32，C8)，操作地连接到该反馈连接装置，用于防止直流信号通过该反馈连接装置加到该谐振电路。
2．根据权利要求1的可调光的电子镇流器，其中第一隔直流设备是一个电容器(C6)。
3．根据权利要求1的可调光的电子镇流器，其中第二隔直流设备是一个电容器(C8)。
4．根据权利要求1的可调光的电子镇流器，其中直流存储设备是一个电容器(C5)。
5．根据权利要求1的可调光的电子镇流器，其中该谐振电路包括连接到该反馈连接装置的一个谐振电感线圈(L3)和谐振电容器(C7)以及连接在该反馈节点与地之间的一个反馈电容器(C4)。
6．根据权利要求1的可调光的电子镇流器，其中该谐振电感线圈(L3)是连接在第一隔直流设备(C6)和第二隔直流设备(C8)之间。
7．根据权利要求1的可调光的电子镇流器，其中该逆变器是一个半电桥逆变器(22，M1，M2)。
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