CN1252650A

CN1252650A - 采用时分多址－时分双工传输方式的无线中继系统

Info

Publication number: CN1252650A
Application number: CN 99108416
Authority: CN
Inventors: 谷岛康夫; 宫本昌一; 冈田泰
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1998-10-23
Filing date: 1999-06-10
Publication date: 2000-05-10
Anticipated expiration: 2019-06-10
Also published as: CN1192515C; JP2000134143A

Abstract

提供一种对无线基站和无线中继器之间及无线中继器和终端之间的接入方式采用适合于TDMA方式的TDD方式的无线中继系统。它具有:双系统信号处理电路;第1天线及第2天线。上述用于下行线路的频率变换器,对由上述第1天线接收的来自基站的载频信号进行移频,并从上述第2天线发射由偏频分量移频后的信号,上述用于上行线路的频率变换器,对由上述第2天线接收的来自终端的信号进行移频而变换为来自上述基站的载频信号,并从上述第1天线发射变换后的载频信号。

Description

采用时分多址-时分双工传输方式的无线中继系统

本发明涉及采用了时分多址(TDMA：Time Division MultipleAccess)方式及时分双工(TDD：Time Division Duplex)传输方式的无线中继系统。

近年来，采用TDMA及TDD(以下，称作TDMA-TDD)的简易型携带式电话系统(PHS)，得到了广泛的普及。在这种PHS中，如图30所示，在基站(WCS：Wireless Cell Station，无线小区站)1和终端(WSU：Wireless Subscriber Unit，无线用户单元)2a、2b之间，以规定频率的载波进行通信。

其中，对于一个基站1，终端2a、2b的可接入区域越宽广，对PHS系统的运营者及用户来说越满意。然而，如图30所示，当在终端2b与基站1之间存在着建筑物等障碍物3时，直接联络基站1的天线和终端2b的天线的路径Pa被阻断，因而即使是在可接入的区域内，也不能进行通信。因此，在这种情况下，可考虑设置一个中继器(REP)4，从而可以经由路径Pb+中继器4+路径Pc进行通信。

另外，在PHS系统或移动通信系统中，可使用中继器(REP)扩大可接入区域。例如，在特开平8-18499号专利公开公报中所公开的技术(以下，称公开技术)，其特征在于，从分配给属于一个基站的无线区域的信道中选择一个信道，并将其分配给新的无线区域。然后，由中继器转发到该新的无线区域。

但是，当以上述公开技术为代表利用中继器扩大接入区域时，用于中继的载波被限定为一个频率。另外，在上述公开技术中，构成系统的前提条件是，无线基站和无线中继器之间的使用频率，与无线中继器和终端、即移动台之间的使用频率不同。

进一步，在公开技术中，作为无线基站和无线中继器之间、及无线中继器和终端之间的接入方式，采用FDD(频分双工)方式。

因此，在包含公开技术的现有的系统中，不论是在系统的运行上、或是在经济上都不是很有利的。此外，也很难应用于TDMA方式。

鉴于以上各点，本发明的目的是，提供一种能解决上述问题的采用TDMA-TDD的无线中继系统。

本发明的另一目的是，提供一种能够同时使用多个载波而不限定使用频率数的无线中继系统。

本发明的又一目的是，提供一种对无线基站和无线中继器之间及无线中继器和终端之间的接入方式采用适合于TDMA方式的TDD方式的无线中继系统。

可实现上述本发明的课题的采用TDMA-TDD的无线中继系统的一种结构是配置在采用时分多址-时分双工传输方式的无线接入系统的基站和终端之间，该无线中继系统具有：各自备有频率变换器和偏频信号振荡器的用于下行线路和上行线路的双系统信号处理电路；朝向上述基站侧的第1天线；及朝向上述终端侧的第2天线。

并且，上述用于下行线路的信号处理电路的频率变换器，以来自上述偏频振荡器的偏频分量对由上述第1天线接收的来自基站的载频信号进行移频，并从上述第2天线发射由偏频分量移频后的信号，上述用于上行线路的信号处理电路的频率变换器，以来自上述偏频振荡器的偏频分量对由上述第2天线接收的来自终端的信号进行移频而变换为来自上述基站的载频信号，并从上述第1天线发射变换后的载频信号。

作为一种形态，具有：各自备有合成器和导频信号振荡器的用于下行线路和上行线路的双系统信号处理电路；朝向上述基站侧的第1天线；及朝向上述终端侧的第2天线。用于上述下行线路的信号处理电路的合成器，将来自上述导频信号振荡器的导频信号与由上述第1天线接收的来自基站的载频信号相加合成，并从上述第2天线发射合成后的信号，用于上述上行线路的信号处理电路的合成器，将来自上述导频信号振荡器的导频信号与由上述第2天线接收的来自终端的信号相减合成，并从上述第1天线发射合成后的信号。

在另一形态中，在上述结构中还具有：将上述第1天线和上述双系统信号处理电路交替地转换连接的第1开关；将上述第2天线和上述双系统信号处理电路交替地转换连接的第2开关；及接收来自基站的控制信道并以控制信道为基准生成发送接收转换定时的发送接收转换控制部。根据由发送接收转换控制部生成的发送接收转换定时控制上述第1开关和上述第2开关的转换。

在另一实施形态中，还具有：备有频率变换器和偏频振荡器的单系统信号处理电路；朝向上述基站侧的第1天线；朝向上述终端侧的第2天线；及将上述信号处理电路转换连接于上述第1天线和上述第2天线以便交替地输入从上述第1天线和上述第2天线输入的信号的开关；上述信号处理电路的频率变换器，以来自上述偏频振荡器的偏频分量对从上述第1天线或第2天线输入的信号的频率进行移频，并从上述第2天线或第1天线发射由偏频分量移频后的信号。

进一步，在另一实施形态中，还具有：备有合成器和导频信号振荡器的单系统信号处理电路；朝向上述基站侧的第1天线；朝向上述终端侧的第2天线；及将上述信号处理电路转换连接于上述第1天线和上述第2天线以便交替地输入从上述第1天线和上述第2天线输入的信号的开关；上述信号处理电路的合成器，将来自上述导频信号振荡器的导频信号与从上述第1天线或第2天线输入的信号的频率相加合成或相减合成，并从上述第2天线或第1天线发射相加合成或相减合成后的信号。

在另一形态中，还具有：各自备有频率变换器、规定频率信号振荡器和放大器的用于下行线路和上行线路的双系统信号处理电路；朝向上述基站侧的第1天线；及朝向上述终端侧的第2天线；上述用于下行线路的信号处理电路的频率变换器，以来自上述振荡器的上述规定频率信号的频率分量对由上述第1天线接收的来自基站的载频信号进行移频，并从上述第2天线发射由规定频率信号的频率分量移频后的信号，上述用于上行线路的信号处理电路的频率变换器，以来自上述振荡器的上述规定频率信号的频率分量对由上述第2天线接收的来自终端的信号进行移频而变换为来自上述基站的载频信号，并从上述第1天线发射该变换后的载频信号，进一步，使上述双系统信号处理电路的各放大器交替地变为激活状态。

在另一实施形态中，还具有：各自备有对基带信号进行时隙更换的TDMA时隙控制部的用于下行线路和上行线路的双系统信号处理电路；控制器；朝向上述基站侧的第1天线；及朝向上述终端侧的第2天线。

上述控制器，控制上述TDMA时隙控制部，以便将从上述第1天线接收的下行线路用信号的TDMA时隙从第1时隙更换为第2时隙，进一步，将从上述第2天线接收的上行线路用信号的TDMA时隙从该第2时隙更换为该第1时隙。

在具有上述控制器的形态中，上述用于下行线路和上行线路的双系统信号处理电路，还各自备有偏频信号振荡器和频率变换器，上述控制器，根据从上述第1、第2天线接收的信号中所含有的频率信息，控制由上述振荡器振荡产生的偏频信号的频率，上述频率变换器，以偏频信号对所输入的信号频率进行移频。

在另一形态中，在上述用于下行线路和上行线路的双系统信号处理电路的任何一个中，还具有延迟补偿电路，上述控制器，对上述延迟补偿电路的延迟量进行补偿控制，以使下行线路和上行线路的信号接收定时一致。

本发明的进一步的特征，将从根据附图说明的本发明的实施形态清楚地看出。

图1是表示本发明的采用TDMA-TDD的无线中继系统的一实施形态的中继器4的结构例框图。

图2是说明转换控制部42的开关400、401的转换定时T的图。

图3是对开关400、401的转换进行控制的转换控制部42的动作流程。

图4是说明来自基站1的向下行方向传送的控制CH的结构的图。

图5是表示下行控制用物理时槽PS的结构例的图。

图6是说明TDMA帧的接在下行控制用物理时槽PS之后的通信用物理时槽CPS的结构的图。

图7是说明逻辑控制信道LCCH的超帧结构的图。

图8是表示基站1、中继器4及终端2之间的控制顺序的图。

图9是说明图1的动作的简略结构框图。

图10是说明可变衰减器405a的衰减量与差频分量整流电压值的关系的图。

图11是采用频率中继·导频方式的中继器4的结构例框图。

图12是说明图11的动作的简略结构框图。

图13是图1的频率直通中继·TDD方式的实施例结构框图。

图14是说明在图13的实施例电路中沿着从基站1到终端2的下行方向发送信号时的动作的图。

图15是说明在图13的实施例电路中沿着从终端2到基站1的上行方向发送信号时的动作的图。

图16是将图13的原理应用于图11的频率直通中继TDD方式(导频方式)的实施例的实施例结构框图。

图17是中继器4的进一步的另一实施例、即采用频率变换中继方式的实施例结构框图。

图18是说明图17结构的动作的图。

图19是通过增加开关410、411而以单系统构成图17实施例的中继器4的信号处理电路的结构的实施例。

图20是表示在图19中从基站1侧到终端2侧的下行方向时的开关400、401、410、411的连接的简图。

图21是表示在图19中从终端2侧到基站1侧的上行方向时的开关400、401、410、411的连接的简图。

图22是采用环流器500、510代替图17实施例的开关400、401的频率变换中继方式的实施例框图。

图23是说明图22的动作的简略结构图。

图24是通过采用控制器而提高了兼容性的基带中继方式(TDMA时隙更换方式)的中继器4的实施例框图。

图25是说明图24实施例的TDMA时隙更换的图。

图26是说明图24实施例的TDMA时隙更换的具体例的图。

图27是说明在图24的实施例结构中延迟补偿电路607的功能的图。

图28是说明图24结构中的频率变换动作的图。

图29是说明以图24的结构实现的一应用例的图、即表示从基站发送的信号的帧结构的图。

图30是在基站(WCS：Wireless Cell Station)和终端(WSU：Wireless Subscriber Unit)之间以规定频率的载波进行通信的一般结构的说明图。

以下，根据附图说明本发明的实施形态。在图中，对相同或类似的部分标以相同的参照编号或参照符号进行说明。

图1是表示本发明的采用TDMA-TDD方式的无线中继系统的一实施例的中继器4的结构例框图。尤其是，图1的实施例结构，采用频率直通中继·偏频升压方式。

具有朝向基站1侧的天线40及朝向终端2(2a、2b)侧的天线41。中继器4内部的信号处理电路，具有从天线40向天线41方向(下行线路)的电路及从天线41向天线40方向(下行线路)的电路的2个系统部分。

处在TDMA方式时，以使发送接收时间一定的方式进行转换。因此，在将来自下行线路的电路和上行线路的电路的信号供给天线40、41时，在控制信道(CH)检测发送接收转换控制部(以下简称转换控制部)42的控制下，对开关400、401进行交替切换控制，从而进行转换。

图2是说明图1的转换控制部42的开关400、401的转换定时T的图。在图2中，示出按照开关400、401的转换定时T交替地转换基站1的发送接收动作A、及终端2的发送接收动作B的情况。

图3是对图1的开关400、401的转换进行控制的转换控制部42的动作流程。转换控制部42，通过混合电路43接收由基站1发送的控制CH信号(步骤S01)。这时，开关400，固定于基站1侧的系统。

接着，转换控制部42，对接收到的控制CH信号进行解调并检测同步字UW(UniqueWord，唯一字)后，抽出控制CH的发送定时(步骤S02)。

这里，根据图4，说明在来自基站1的下行线路上进行传送的控制CH的结构。TDMA帧，具有5ms的周期，按照TDMA帧的20帧，设定(5×20帧＝)100ms为间断发送周期。

另外，在图4中，在每个下行间断发送周期内，将下行控制用物理时槽PS分配给TDMA帧的第1时隙。因此，如能抽出下行控制用物理时槽PS的发送定时，则可以生成用于以5ms周期进行发送接收转换的开关转换定时。

图5是表示下行控制用物理时槽PS的结构例的图。在图5中，数字是位数，各参照符号如下。

即，R：斜坡瞬态响应时间、SS：起始符号、PR：前导码、UW(唯一字)：同步字、CAC：控制信号、及CRC：循环符号。

另外，在图4中，TDMA帧的接在下行控制用物理时槽PS之后的通信用物理时槽CPS的结构，如图6所示。与图5一样，数字是位数，参照符号为，CI：信道识别、及SA：发送源地址。因此，如能在通信用物理时槽CPS中检测出同步字UW，则可以抽出控制CH的发送定时。

下行逻辑控制信道LCCH，具有图7所示的超帧结构。WCS的间断发送或SCCH上行时隙指定等的控制用物理时槽PS的发送接收定时#，基本上全部根据超帧生成。

并且，通过接收下行LCCH(逻辑控制信道)并检测其同步字UW，抽出下行控制用物理时槽PS的定时，并生成发送接收的开关400、401的转换定时T(参照图2)。

作为具体例，1帧＝5ms，并由8个时隙(4个发送时隙+4个接收时隙)构成1帧。于是，通过在控制CH中使用第1发送时隙，可以进行定时生成。

图8是表示基站1、中继器4及终端2之间的控制顺序的图。基站1从等待接收状态(步骤S1)向处在起动状态(步骤S2)的中继器4发送LCCH(逻辑控制信道)(步骤S3)。中继器4，在接收LCCH(逻辑控制信道)后，检测同步字UW并生成发送定时(步骤S4)。

然后，一旦与基站1建立同步，则保持该同步状态直到基站1停止发送电波为止。基站1如果恢复，则重复进行上述动作并重新建立同步(步骤S5、S6)。

另一方面，当终端2从等待接收状态(步骤S7)进行呼叫(步骤S8)时，向中继器4发送逻辑信道(LCH)建立请求(步骤S9)，进一步，从中继器4向基站1发送逻辑信道(LCH)建立请求(步骤S10)。

如回到图1进行说明，则在天线40和天线41之间有时会发生发送电波的绕入。在这种情况下，在频率直通方式中，由于发送电波绕入接收侧电路而形成正反馈，因而有可能引起振荡。

因此，在本发明的具有图1结构的中继器4中，备有测定发送电波对接收电路的漏入量并通过抑制回路增益而自动防止振荡的功能。

图9是从图1的实施例结构框图将与上述通过抑制回路增益而自动防止振荡的功能有关的部分取出后简略地示出的图。在图9中，作为一例示出从终端2侧的天线41发送的电波绕入基站1侧的天线40的情况。

目前，作为检测因绕入而产生的漏泄量的方法，是将发送信号的频率从接收信号稍作偏移，然后检测发生在接收信号包络线上的差频。

即，在频率直通方式中，当使来自基站1的载波信号通过中继器4向终端2侧发送时，频率变换器406a，从偏频信号振荡器44输入频移Δf、例如50Hz的偏频信号。

然后，从频率变换器406a输出将来自基站1的载波信号频率f偏移Δf后的频率(f+Δf)信号。从频率变换器406a来的输出，进一步由功率放大器407a放大，并由带通滤波器408a进行频降滤波后，经由开关401从天线41发射。

在图9中，省去了图1的带通滤波器408a。这里，从天线41发射的发送电波的一部分绕入天线40而被接收。因此，由天线40接收的信号，在载波信号的包络线上叠加了作为差频的Δf分量。

由该天线40接收的信号，通过开关400后，由定向耦合器402a分路，并输入到可变衰减器405a和绕入检测器403a。绕入检测器403a，在结构上具有射频信号检测器413a、差频带通滤波器423a及差频信号检波器433a。

在高频信号检测器413a中，对叠加了差频Δf的载波信号进行解调。然后，将解调信号输入到带通滤波器423a。带通滤波器423a，具有差频Δf的通过频带。因此，从带通滤波器423a只输出差频Δf分量。由差频检波器433a对差频信号进行整流，并变换为电压电平。

差频检波器433a的检波输出，输入到控制部404a。图10是表示差频分量整流电压值与所控制的衰减量的关系的图。因此，控制部404a，如图10所示，与差频分量整流电压值成比例地控制可变衰减器405a的衰减量。由此，可以抑制回路增益，从而能防止因绕入信号而产生的正反馈振荡。

这里，在上述图1的实施例说明中，说明了从基站1发送的信号是由一个载频f1发送的(调制的)信号、并由中继器4在基站1与1个终端2之间进行转发。但是，本发明的应用，并不限定于这种情况。

即，从基站1发送的信号，也可以是由多个载频分别发送的多个信号，并当向多个终端发送这些信号时，也可以由本发明的中继器4进行转发。

也就是说，可以按如上所述的方法直接接收由多个载频分别发送的多个信号，并经放大后发送到多个终端2侧。在以下说明的其他实施例中也同样。

图11是另一实施例、即采用频率中继·导频方式的中继器4的结构例框图。与图1的结构类似，为了检测用于防止绕入电波振荡的绕入信号的电平，在图11的结构中采用了导频信号。

与图1的结构比较可知，作为实施例，备有1.9GHz的导频信号发生器45，用以取代偏频Δf的振荡器44。

根据图12所示的简略结构说明图11的动作。与图9中示出的一样，以从终端2侧的天线41向基站1侧的天线40的绕入为例进行说明。

在图12中，在将来自基站1的载频fc的信号通过中继器4向终端2侧发送时，合成器406a，将来自导频信号发生器45的导频信号fp与来自基站1的载频fc的信号相加合成。

从合成器406a输出将载频fc与导频信号频率fp相加后的信号，经放大器407a放大后从天线41发射。

从天线41发射的发送电波，一部分绕入基站1侧的天线40而被接收。因此，由天线40接收的信号，是含有载波信号频率fc及导频信号频率fp的信号。

由该天线40接收的信号，经定向耦合器402a分路，并输入到可变衰减器405a和导频检测器403a。导频检测器403a，在结构上备有：具有导频信号频率fp的通过频带的带宽滤波器423a及导频信号电平检测器433a。

在带通滤波器423a中，从载波信号频率fc及导频信号频率fp的信号中仅抽出导频信号频率fp分量。然后，由导频信号电平检测器433a检测导频信号的电平。

导频信号电平检测器433a的检测输出，输入到控制部404a。控制部404a，根据所检出的导频信号的电平控制可变衰减器405a的衰减量。由此，可以将绕入信号衰减。

相反，由终端2侧的天线41接收到的含有载频fc及导频fp的信号，在合成器406a中，与从振荡器45输出的导频信号相减合成，并向基站1侧的天线40发射。即，将导频信号分量除去后，以载频fc向基站1发送。

图13是采用与图1的频率中继·TDD方式(偏频升压时)相同的原理的中继器4的另一实施例结构框图。图13的特征在于，除开关400、401外，还备有另外的开关410、411。因此，内部的信号处理电路，从一个天线到另一个天线仅具有单系统结构。

即，根据开关400、401、410、411的组合，可以使单系统信号处理电路起到交替地用于上行线路信号或下行线路信号的作用。

图14、图15是分别说明在图13的电路中沿着从基站1到终端2的下行线路发送信号时的动作、及沿着从终端2到基站1的上行线路发送信号时的动作的图。

在图14中，开关400和开关410的连接方式，是将由基站1侧的天线40接收到的信号导向定向耦合器402a。另一方面，开关411和开关401的连接方式，则是将放大器407a的输出传送到终端2侧的天线41。

图15是反过来从终端2侧向基站1侧发送信号时开关400、401、410、411的的连接例。连接成通过开关400和开关410将终端2侧天线41的接收信号导向定向耦合器402a。另一方面，将开关411和开关400连接成将放大器407a的输出导向基站1侧的天线40。

图16是将图13的原理应用于图11的频率直通中继·TDD方式(导频方式)的实施例的结构框图。与图13的结构例相同，除开关400、401外，还备有另外的开关410、411。因此，内部的信号处理电路，从一个天线到另一个天线仅具有单系统结构。

在从基站1侧到终端2侧的下行线路的情况下、及从终端2侧到基站1侧的上行线路的情况下，开关400、401、410、411的连接状态，均分别与图14、图15所示相同，故其进一步的说明省略。

其次，图17是中继器4的进一步的另一实施例、即采用频率变换中继方式的结构框图。如根据图2所说明过的，开关400、401，按照以从基站2发送的控制CH信号为基准设定的转换定时T进行转换。因此，可以对从基站1侧到终端2侧的下行线路的发送及从终端2侧到基站1侧的上行线路的发送交替地进行转换。

图18是说明上述图17结构的动作的图。在图17的结构中，从基站1侧发送的信号的频率分量，如图18(a)所示，有载频fc及定时频率ft。由低噪声放大器501a将这两个频率分量放大，并由带通滤波器502a仅使规定频带的频率分量通过。

带通滤波器502a的输出，输入到频率变换部503a。频率变换部503a，如图18(b)所示，利用振荡器44的移频信号，将带通滤波器502a的输出仅偏移Δf分量。因此，频率变换部503a的输出，如图18(c)所示。

带通滤波器504a，使包含移频后的频率分量(fc+Δf、ft+Δf)的规定范围的频带通过，并由功率放大器505a放大后，通过开关401从终端2侧的天线41发射。

在从终端2侧向基站1侧发送信号的上行线路上也同样。但是，在频率变换部503b中，Δf的频移，可按与下行方向相反的方向偏移。因此，在天线40和41之间不会发生发射电波的绕入问题。

即使对图17的实施例，也可以使中继器4的结构仅为单系统形式。图19是通过增加开关410、411而以单系统构成图17实施例的中继器4的信号处理电路的结构的实施例。

图20、图21是分别表示从基站1侧到终端2侧的下行线路时、及从终端2侧到基站1侧的上行方向时的开关400、401、410、411的连接的简图。在图19中，放大器505a与滤波器504a的前后配置关系，哪个在前、哪个在后都可以。因此，与图19所示的配置关系相反，在图20、图21中，是将功率放大器505a与滤波器504a的配置倒换后示出的。

在图20中，在从基站1侧到终端2侧的下行线路的情况下，连接成使由基站1侧的天线40接收到的信号通过开关400、410输入到低噪声放大器501a。另外，使滤波器504a的输出通过开关411和401后从终端2侧的天线41发射。

另一方面，在从终端2侧到基站1侧的上行线路的情况下，连接成使由终端2侧的天线41接收到的信号通过开关401、410输入到低噪声放大器501a。另外，使滤波器504a的输出通过开关411和400后从基站1侧的天线40发射。

图22是进一步的另一实施例、即采用环流器500、510代替开关400、401的频率变换中继方式的实施例框图。与图17的实施例的结构不同，具有环流器500、510，用以代替开关400、401。

另外，由发送接收转换部42以与从基站1发送的控制CH同步的方式进行控制，使下行线路系统的低噪声放大器501a和上行线路系统的低噪声放大器501b的动作交替地变为激活状态。

根据图23所示的动作示意图进一步说明上述动作。在图23中，环流器500和510，可以形成顺时针方向的信号流。因此，环流器500的作用是，将由基站1侧的天线40接收到的信号传送到下行线路系统的低噪声放大器501a，并使上行线路系统的功率放大器505b的输出流向基站1侧的天线40。

反之，环流器510的作用是，将由终端2侧的天线41接收到的信号传送到上行线路系统的低噪声放大器501b，并使下行线路系统的功率放大器505a的输出流向终端2侧的天线41。

即，由发送接收转换部42交替地使功率放大器505a、505b变为激活状态。因此，在将由基站1侧的天线40接收到的信号传送到下行线路系统的低噪声放大器501a的时刻，上行线路系统的功率放大器505b，变为OFF。反之，在将由终端2侧的天线41接收到的信号传送到上行线路系统的低噪声放大器501b的时刻，下行线路系统的功率放大器505a，变为OFF。

图24是通过采用控制器而提高了兼容性的基带中继方式(TDMA时隙更换方式)的中继器4的实施例框图。在构成方式上，可更换时隙，因而即使在输入输出中使用同一频率也不会受到绕入的影响。

在图24中，与前面的实施例一样，具有与从基站1到终端2的方向即下行线路及从终端2到基站1的方向即上行线路分别对应的双系统信号处理电路。另外，还备有作为进行总体控制的控制器的MPU100。

与图2、图3所示相同，由定时生成电路102根据由解调器601a解调后的来自基站1的控制CH信号生成TDD发送定时信号。即，在TDD发送方式中，以使发送接收时间一定的方式进行转换，因此，在开始时接收来自基站1的控制CH。然后，在定时生成电路102中，以该控制CH的接收定时作为起动信号，生成开关400、401的转换定时信号、或使功率放大器505a、505b的激活状态转换的转换控制信号。

接着，由MPU100控制TDMA时隙控制部600a、600b，使来自基站1的信号变为基带信号，并输出到进行时隙更换的终端2侧。

在图25所示的例中，在从基站1到终端2的情况下，由TDMA时隙控制部600a将第1时隙信号更换为第2时隙。反之，在从终端2到基站1的情况下，由TDMA时隙控制部600b将第2时隙信号更换为第1时隙。

控制CH的信息(LAPD)102a、102b，分别从由解调器601a、601b解调后的信号中抽出，并通知MPU100。在该控制CH的信息中，包含着使用载波信息。

因此，MPU100，根据使用载波信息控制振荡器101a、101b的振荡频率。由此，更换了时隙的基带信号，根据解调前的载波，对频率变换器602a、602b的调制输出由频率变换器603a、603b进行频率变换后输出。

即，在基站1与中继器4之间、及中继器4与终端2之间可以分别使用同一载频。

图26是基带信号时隙更换的另一具体例的图。图26(a)是TDMA时隙控制部600a、600b的输入侧时隙，图26(b)是TDMA时隙控制部600a、600b的输出侧时隙。即，TDMA时隙控制部600a、600b，一旦取入基带数据，则由MPU100进行定时控制，以便在下一帧的定时输出已更换过时隙的信号。

在图24的实施例结构中，延迟补偿电路607，对因与终端2和基站1的距离而产生的延迟差进行补偿。图27是说明这种延迟补偿的图。图27(a)是基站1侧的发送、接收定时。图27(b)是终端2侧的发送、接收定时。

由于与终端2和基站1的距离不同，只延迟量T的定时产生偏差。因此，MPU100对延迟补偿电路607的延迟量进行控制，以使该延迟量T为零。由此，如图27(c)所示，可使终端2与基站1的发送接收定时一致。

这里，在图24的结构中，通过MPU100的控制，更换基带信号的时隙。进一步，与前面的实施例一样，还可以通过MPU100的控制进行频率变换。

图28是说明图24结构中的上述频率变换的图。由TDMA时隙控制部600a、600b将以频率f1从基站1发送的信号变换为基带信号。LAPD102a、102b，将控制CH的内容通知MPU100。在MPU100中，根据LAPD102a的通知，进行Δf移频控制，从而将与从基站1发送的载频f1不同的另一个载频(f1+Δf)分配给终端2侧。

因此，当从终端2沿着上行线路进行发送时，在中继器4中，由MPU100根据LAPD102a的通知进行控制，从而恢复为由基站1分配的载频f1，并向基站1侧输出。

图29是说明以图24的结构实现的一应用例的图、即表示从基站1发送的信号的帧结构的图。该应用例，是充分利用TDMA-TDD方式的特征而力图降低中继器4的耗电量的实施例。

在图29所示的从基站1发送的信号的帧结构中，由基站1的图中未示出的CPU同时对4台终端2进行成批控制、即对小区站CS1～CS4进行成批控制。将经由中继器4的时隙指定为TS1、TS2、TS3、TS4中的任何一个。

作为实施例，在图29中，期间I是下行线路期间，期间II是上行线路期间。功率放大器仅在时隙TS1期间0N，并对小区站CS1～CS4进行成批控制，使其在该期间都成为有效的。

为此，应使中继器4的功率放大器501a、501b、505a、505b的电源系统控制与TDD时隙同步。并且，仅在指定的时隙使这些功率放大器的电源ON。因此，可以将耗电量压低到1/8(使用全部时隙时为1/2)。

由根据附图对各实施例进行的说明可知，按照本发明，可提供一种对无线基站和无线中继器之间及无线中继器和终端之间的接入方式采用适合于TDMA方式的TDD方式的无线中继系统。

进一步，提供一种能够同时使用多个载波而不限定使用频率数、并因此不论是在系统的运行上、或是在经济上都有利的无线中继系统。

Claims

1.一种无线中继系统，配置在采用时分多址-时分双工传输方式的无线接入系统的基站和终端之间，该无线中继系统的特征在于，具有：各自备有频率变换器和偏频信号振荡器的用于下行线路和上行线路的双系统信号处理电路；朝向上述基站侧的第1天线；及朝向上述终端侧的第2天线；上述用于下行线路的信号处理电路的频率变换器，以来自上述偏频振荡器的偏频分量对由上述第1天线接收的来自基站的载频信号进行移频，并从上述第2天线发射由该偏频分量移频后的信号，上述用于上行线路的信号处理电路的频率变换器，以来自上述偏频振荡器的偏频分量对由上述第2天线接收的来自终端的信号进行移频而变换为来自上述基站的载频信号，并从上述第1天线发射该变换后的载频信号。

2.一种无线中继系统，配置在采用时分多址-时分双工传输方式的无线接入系统的基站和终端之间，该无线中继系统的特征在于，具有：各自备有合成器和导频信号振荡器的用于下行线路和上行线路的双系统信号处理电路；朝向上述基站侧的第1天线；及朝向上述终端侧的第2天线；上述用于下行线路的信号处理电路的合成器，将来自上述导频信号振荡器的导频信号与由上述第1天线接收的来自基站的载频信号相加合成，并从上述第2天线发射该合成后的信号，上述用于上行线路的信号处理电路的合成器，将来自上述导频信号振荡器的导频信号与由上述第2天线接收的来自终端的信号相减合成，并从上述第1天线发射该合成后的信号。

3.根据权利要求1或2所述的无线中继系统，其特征在于，还具有：将上述第1天线和上述双系统信号处理电路交替地转换连接的第1开关；将上述第2天线和上述双系统信号处理电路交替地转换连接的第2开关；及接收来自基站的控制信道并以该控制信道为基准生成发送接收转换定时的发送接收转换控制部；根据由该发送接收转换控制部生成的发送接收转换定时，控制上述第1开关和上述第2开关的转换。

4.一种无线中继系统，配置在采用时分多址-时分双工传输方式的无线接入系统的基站和终端之间，该无线中继系统的特征在于，具有：备有频率变换器和偏频振荡器的单系统信号处理电路；朝向上述基站侧的第1天线；朝向上述终端侧的第2天线；及将上述信号处理电路转换连接于上述第1天线和上述第2天线以便交替地输入从上述第1天线和上述第2天线输入的信号的开关；上述信号处理电路的频率变换器，以来自上述偏频振荡器的偏频分量对从上述第1天线或第2天线输入的信号的频率进行移频，并从上述第2天线或第1天线发射由该偏频分量移频后的信号。

5.一种无线中继系统，配置在采用时分多址-时分双工传输方式的无线接入系统的基站和终端之间，该无线中继系统的特征在于，具有：备有合成器和导频信号振荡器的单系统信号处理电路；朝向上述基站侧的第1天线；朝向上述终端侧的第2天线；及将上述信号处理电路转换连接于上述第1天线和上述第2天线以便交替地输入从上述第1天线和上述第2天线输入的信号的开关；上述信号处理电路的合成器，将来自上述导频信号振荡器的导频信号与从上述第1天线或第2天线输入的信号的频率相加合成或相减合成，并从上述第2天线或第1天线发射该相加合成或相减合成后的信号。

6.根据权利要求4或5所述的无线中继系统，其特征在于，还具有：接收来自基站的控制信道并以该控制信道为基准生成发送接收转换定时的发送接收转换控制部，根据由该发送接收转换控制部生成的发送接收转换定时，控制上述开关的转换。

7.根据权利要求1或4所述的无线中继系统，其特征在于：上述信号处理电路具有：从接收信号检测上述偏频信号分量的电平的绕入检测部、可变衰减器、及控制部，该控制部，根据由上述绕入检测部检测的上述偏频信号分量的电平，控制上述可变衰减器的衰减量。

8.根据权利要求3或5所述的无线中继系统，其特征在于：上述信号处理电路具有：从接收信号检测上述导频信号分量的电平的绕入检测部、可变衰减器、及控制部，该控制部，根据由上述绕入检测部检测的上述偏频信号分量的电平，控制上述可变衰减器的衰减量。

9.一种无线中继系统，配置在采用时分多址-时分双工传输方式的无线接入系统的基站和终端之间，该无线中继系统的特征在于，具有：各自备有频率变换器、规定频率信号振荡器和放大器的用于下行线路和上行线路的双系统信号处理电路；朝向上述基站侧的第1天线；及朝向上述终端侧的第2天线；上述用于下行线路的信号处理电路的频率变换器，以来自上述振荡器的上述规定频率信号的频率分量对由上述第1天线接收的来自基站的载频信号进行移频，并从上述第2天线发射由该规定频率信号的频率分量移频后的信号，上述用于上行线路的信号处理电路的频率变换器，以来自上述振荡器的上述规定频率信号的频率分量对由上述第2天线接收的来自终端的信号进行移频而变换为来自上述基站的载频信号，并从上述第1天线发射该变换后的载频信号，进一步，使上述双系统信号处理电路的各放大器交替地变为激活状态。

10.根据权利要求9所述的无线中继系统，其特征在于：还具有发送接收转换控制部，用于接收来自基站的控制信道，并以该控制信道为基准生成使上述双系统信号处理电路的各放大器交替地变为激活状态的发送接收转换定时。

11.一种无线中继系统，配置在采用时分多址-时分双工传输方式的无线接入系统的基站和终端之间，该无线中继系统的特征在于，具有：各自备有对基带信号进行时隙更换的TDMA时隙控制部的用于下行线路和上行线路的双系统信号处理电路；控制器；朝向上述基站侧的第1天线；及朝向上述终端侧的第2天线；上述控制器，控制上述TDMA时隙控制部，以便将从上述第1天线接收的下行线路用信号的TDMA时隙从第1时隙更换为第2时隙，进一步，将从上述第2天线接收的上行线路用信号的TDMA时隙从该第2时隙更换为该第1时隙。

12.根据权利要求11所述的无线中继系统，其特征在于：上述用于下行线路和上行线路的双系统信号处理电路，各自具有偏频信号振荡器和频率变换器，上述控制器，根据从上述第1、第2天线接收的信号中所含有的频率信息，控制由上述振荡器振荡产生的偏频信号的频率，上述频率变换器，以该偏频信号对所输入的信号频率进行移频。

13.根据权利要求12所述的无线中继系统，其特征在于：在上述用于下行线路和上行线路的双系统信号处理电路的任何一个中，具有延迟补偿电路，上述控制器，对上述延迟补偿电路的延迟量进行补偿控制，以使下行线路和上行线路的信号接收定时一致。