CN1222273A - 接收器及其方法 - Google Patents

Abstract

一个接收器(109)及其方法,被组织和构造为使用一个非相干匹配滤波器结构来接收信号,包括一个频率检测器(205),被组织为处理信号的第一部分(602)来提供一个频率误差;一个定时检测器(206),相应于所述频率误差,被组织为处理信号的第二部分(604)来提供一个定时误差;和一个符号检测器(209),与所述频率误差和所述定时误差相应,被组织为处理信号的符号部分(606)来提供一个检测符号。

Description

接收器及其方法

本发明涉及接收器，特别是，涉及使用了相应方法而改善了效率或者精度的这种接收器。

一般的接收器已经众所周知，并且特别是被广泛地使用于无线通信系统，例如特定选择消息系统。许多目前的选择消息系统使用数字调制技术来实现经过通信媒质或者信道的信息传送。这与更合适的数字信号处理器(DSP)一起，使实际使用者现在广泛使用各种数字处理技术来实现各种接收器或者系统子功能，例如与信息接收相关的同步或者符号恢复。

实际使用者经常借助能够对输入信号数字化的采样数据接收器，然后，使用DSP来进行数字处理，以最终检测出一个符号。该数字处理过程经常使用某种形式的傅立叶变换或者具体地说，那些更适合于采样数据的傅立叶变换。这种形式的傅立叶变换包括对任何低于该采样频率的频率均成立的离散时间傅立叶变换(DTFT)和仅对N个离散等间距频率成立的离散傅立叶变换(DFT)，其中N是用于决定DFT所需的采样数目。一个快速傅立叶变换(FFT)是一种快速的或者有效的寻找一个DFT的算法。

已经有许多相对众所周知的方法来实现DTFT或者DFT。需要何种变换取决于变换的条件。例如，寻找在一个任意频率处的傅立叶变换需要一个DTFT，因为这是上述变换中唯一一种对任何频率均存在的变换。很不幸，熟知的DTFT方法的计算量相当大，所以需要相对较快的DSP或者类似的东西。这个能力必然伴有极不利的因素，例如处理器费用，或者计算时间，和功耗，而这在便携式接收器使用中是一个问题。其它熟知的决定DTFT的方法需要一个具有扩展动态范围的处理器，这进一步加剧了经济负担。由于这些原因，经济上合理、具有可以接受的性能(例如灵敏度)的接收器现在还没有出现。很明显，需要一个接受器及其方法，能够以合理的价格提供优越的灵敏度性能。

通过后附的权利要求书中描述的特殊性，提出了相信是最新的本发明的特征。但是，通过附图能够最好地理解本发明及其进一步的优点，其中：

图1是能够采用本发明的一个实施方式的一选择性消息系统的框图。

图2是能够用于图1所示消息系统中的一个接收器的详细框图，它包括一个频率检测器，定时检测器，和符号检测器的优选实施方式。

图3是根据本发明的一个信号处理器的优选实施方式的详细框图，该信号处理器适合于在图2频率检测器和符号检测器中使用。

图4是能够帮助理解图2和图3中特定功能的一个FSK基带信号的示例性信号图。

图5是图3中信号处理器中一部分的替代实施方式。

图6是描述能够适合于根据本发明使用的一个传输的开始部分的协议定时时序图。

图7是一个描述根据本发明接收一信号的方法的流图。

图8是根据本发明的一个定时检测器的优选实施方式的详细框图。

图9是适合于帮助理解图9框图的寄存器内容示例图。

图10是根据本发明提供定时错误的方法的流图。

本发明涉及一个接收器及其类似方法，优选地，被这样组织和构造以使用一个非相干匹配滤波器结构或者原理来接收一个信号或者恢复一个消息的选择性消息接收器。该接收器进一步包含一个信号处理器，分别用于决定和纠正一个频率错误或者进行频率识别，然后决定和纠正一个定时错误或者进行定时识别，然后作为一个符号检测器来决定或者选择一个符号或者被检测符号。该接收器使用了包括处理器和提高处理效率的技术的特别创新和高效率的原理来决定一个离散时间傅立叶变换(DTFT)和进行相关运算。

特别是，该接收器包括一个构造为处理信号的第一部分以提供一个频率错误或者频率参考的频率检测器，一个对频率错误作出响应、构造为处理信号的第二部分以提供一个定时错误或者定时参考的定时检测器，一个对频率错误和定时错误作出响应、构造为处理信号的符号部分以提供一个被检测符号的符号检测器。优选地，该接收器进一步包括一个信号采样器，以提供一系列与信号或者消息符号相应的采样，并且该频率检测器优选地进一步包括对采样序列进行循环结构工作、以提供许多离散时间傅立叶变换(DTFT)信号的一个信号处理器，这些DTFT信号与频率错误相应，优选地例如，DTFT的最大幅度表示该频率错误。

另外，优选地，该符号检测器进一步包括对采样序列进行循环结构工作、以提供许多离散时间傅立叶变换(DTFT)信号的一个信号处理器，这些DTFT信号正比于与该被检测符号相应的频率处的DTFT值。特别地，频率检测器，或者识别操作或者功能和符号检测器优选地使用了极类似的技术，下面将要参考符号检测器的详细描述来详细描述该技术。另外，优选地，所述定时检测器进一步包括一个信号处理器，它使用循环结构工作，将与该信号预定数目的符号相应的一系列信号或者符号采样与一个已知符号采样序列作相关运算，以提供许多相关幅度，所述许多相关幅度与所述定时错误相应。

如上述构造的接收器中设置了类似的方法，包括步骤：处理信号的第一部分以提供一个频率错误，然后对频率错误作出响应、处理信号的第二部分以提供一个定时错误的第二步骤，然后一个对频率错误和定时错误作出响应、处理信号的符号部分以提供一个被检测符号的第三步骤。优选地，该方法进一步包括步骤：对信号采样，以提供一系列与信号相应的采样，并且其中处理第一部分的步骤进一步包括步骤：对采样序列进行循环结构工作、以提供许多离散时间傅立叶变换(DTFT)信号的一个步骤，从这些DTFT信号中选取一个与所述频率错误相应的最大幅度的DTFT信号。

另外，优选地，该处理符号部分的步骤进一步包括步骤：对采样序列进行循环结构工作、以提供一个离散时间傅立叶变换(DTFT)信号的一个步骤，该DTFT信号正比于与该被检测符号相应的频率处的DTFT值。另外，优选地，处理第二部分的步骤进一步包括步骤：使用循环结构工作，将与该信号预定数目的符号相应的一系列符号采样与一个已知符号采样序列作相关运算，以提供许多相关幅度的步骤，和从所述许多相关幅度中选取与所述定时错误相应的一个相关幅度的步骤。

特别地，公开和讨论了该接收器中的信号处理器，该信号处理器被组织和构造成提供一个与信号中一系列采样，包括一个目前的，优选为，最后(last)一个采样相应的DTFT。该信号处理器包括一个循环结构，与该信号相互耦合并且工作在采样序列上，以提供一个输出和一第一前一或者延时输出。该输出正比于信号目前采样(优选为最后(last)采样)和被一个正弦函数进行加权的第一前一输出，减去第二前一输出的组合，其中该正弦函数有一个与任意频率相应的参数。进一步包括的是一个与该输出和该第一前一输出相互耦合的组合器，以为该采样序列提供一个正比于任意频率处DTFT值的一个DTFT信号。

该组合器优选地提供一个DTFT信号，作为一个该输出和被正弦函数加权的第一前一输出的组合。为了精确或者所需内部动态范围起见，该信号处理器还优选地包括一个提供采样序列的信号调节器，以限制该输出的幅度。该调节器优选地对一个输入信号的每一采样均进行相位延迟，以提供采样序列。如果该输入信号的每一采样被相移，或者正相移，或者负相移，n×90度或者nπ/2弧度，其中n是采样指数(index)，该相移就高效率和有效地完成了。当调节器正移相π/2弧度时，发现有效的正弦函数是2cos(ω+π/2)，其中ω是一个规一化角频率，等于2π乘以任意频率并且被系统采样频率相除。具有负π/2因子的类似函数被用于一个负相移。

当采样序列是复数采样并且DTFT值是一个复数时，信号处理器(见图2标号218)特别有用。一个执行该技术领域中任意一个普通技术人员轻易所写软件的数字信号处理器能够轻易地实现信号处理器或者任一或者所有接收器必需元件，例如循环结构，组合器，频率和定时检测器等等。类似地，信号处理器的全部或者部分可以用一个或者多个集成电路实现。特别是，优选实施方式使用了一个Motorola公司芯片DSP56166。该DSP是一个16位定点处理器。与熟知的技术，例如所谓Goertzel方法相比，该信号处理器具有许多优点，它提供一任意频率处的DTFT值，其处理步骤少2倍至4倍，以及一个创新性技术能够使中间步骤所需的动态范围最小。另外，几乎是零处理等待。当第一信号采样来时，就可以开始处理，当最后一个信号采样来时，就可以立即获得DTFT。这些因素加在一起，允许利用最小能力处理器或者任何处理器的最小能力来做(例如)原来复杂的符号检测任务。

该信号处理器的一个应用是被组织和构造为从一系列采样，包括一个信号目前采样，优选地，最后采样中选取编码为频移键控(FSK)调制的一个符号的符号检测器。该符号检测器包括一个与该信号相连、在采样序列上循环结构工作以提供一个输出和一个第一前一输出。该输出正比于信号目前采样，优选为，最后采样，和被一个正弦函数进行加权的第一前一输出，减去第二前一输出的组合，其中该正弦函数有一个与任意频率相应的参数。进一步包括的是一个与该输出和该第一前一输出相互耦合的组合器，以为该采样序列提供一个正比于表示该符号的频率处DTFT值的一个DTFT信号。

该符号检测器优选地具有一定结构，例如信号调节器，和类似于上述信号处理器的操作。当采样序列是复数采样并且DTFT值是一个复数时，用信号处理器作为符号检测器是特别有利的。可以便利地用一个DSP或者集成电路形式来实现该符号检测器。当这里所描述的符号检测器用于FSK符号检测时，其主要和类似结构可以用于构造一个相移键控符号检测器，正交幅度调制(QAM)符号检测器，或者其它关注DTFT的相位和幅度而不仅是幅度的检测器。

如果或者当要从有限集中选择一个符号时，该符号检测器优选地包括一个幅度选择器。该幅度选择器与组合器相连并且工作来形成DTFT信号的幅度。该循环结构和组合器进一步工作，以为表示第二符号等等符号的第二频率等等频率形成第二幅度等等幅度。该幅度选择器进一步形成第二DTFT信号等等DTFT信号的第二幅度等等幅度，并且选取与所有幅度中最大幅度相应的符号。

现在转至图，来更好地理解本发明优选实施方式中的创新原理，图1描述了一个以整体框图形式表现的选择性消息系统(100)。该系统包括一个交换机，终端，或者与一个消息源(101)，例如公用交换电话网络相连的控制器(103)。该控制器(103)与一个选择性消息发送器系统或者基站发送器(105)相连，并且向该发送器系统提供消息，例如寻呼消息，和控制/规划信息。每一基站发送器(只画出了一个)使用该控制规划信息和该消息一起来根据一个选取的调制技术，例如优选频移键控(FSK)调制但是同样也能用相移键控(PSK)调制或者正交幅度调制(QAM)，调制一个无线频率载波，并且从天线将该消息作为一个被调无线频率载波发射，经过一个优选为无线信道(106)到达选择性消息单元(107)，例如经过它们各自的天线到达寻呼消息单元(PMU)。虽然仅显示了两个PMU，应该理解，实际系统中可以存在许多这样的单元，并且每一基站发送器能够向许多这样的PMU发送消息。

上述描述应用于其中从基站发送器向PMU发送消息的、所谓单向选择性消息系统。在双向系统中，PMU处可以发送消息，或者是自愿的或者是对从基站发送器来的消息作出响应，附加地该消息系统将有一个或者多个基站接收器(109)。在这种系统中，PMU(107)通过它们各自相应上行无线链路(110)从它们各自的天线经过基站天线(108)向一个或者多个这样的基站接收器(109)发送一个消息，例如一个确认(ACK)或者状态消息。如图所述该接收器与控制器(103)相连，并且允许控制器(103)在合适的环境下向合适的基站发送器提供一个不确认(NACK)信号或者类似的信号。

应该注意到，如图所示的该选择性消息系统(100)是一个本发明的示例设置，并且用于来实现本发明，决不是限制本发明的真正精神和范围。实际系统可能包括重要的附加基站发送器，PMU，基站接收器，并且可能包括一个可能是基于卫星的覆盖系统，以在每一基站发送器维持一个共同的时间参考，来实现例如同时广播从多个基站发送器来的消息这样的功能。无线信道(106)或者上行无线信道(107)可以是相同或者不同的无线频率，这与系统设计或者当前目标有关。在任何时候，本发明优选应用于例如这种在PMU和优选地基站接收器(109)中的接收器的本发明原理，尽管这些原理可以应用于包括几乎所有通信系统的许多领域。

这样，我们来看更详细的接收器(109)的图2框图，其中类似标号表示类似的实体。图2描述了与一个无线频率前端(201)相连的天线(208)，在该无线频率前端，从上行无线信道(110)来的消息被放大，滤波，并且与来自没有特别示出的一个本地振荡器的一个信号进行混频至一个在输出(202)处的低频基带信号。理想地，该低频基带信号可能类似于图4中所描述的示例性信号形式。所有这些操作均根据那些对该领域技术人员可以轻易理解的方法。

图4信号描述了优选系统中一个基带信号(400)，特别是4符号周期的一个基带信号，包括被用表示4个可能符号的不同频率信号，特别是+/-2400赫兹和+/-800赫兹信号FSK调制的同相(I)和正交(Q)分量。用被具有一个表示一个第一符号的第一频率(405)，优选地+2400赫兹的第一信号占据的时间间隔(401)来表示4个符号时间间隔(401,402,403,404)。类似地，时间间隔(402)被具有一个表示一个第二符号的第二频率(407)，优选地+800赫兹的第二信号占据。在符号时间间隔(403)期间，对于正交分量，该第一频率重复但是具有相反的符号或者相位，从而导致一个负的频率信号，优选地-2400赫兹，在符号时间间隔(404)期间，该第二频率类似地用一个相反的相位重复，或者优选地-800赫兹。优选实施方式中，图4所示的每一符号时间间隔在时间上延续2.5毫秒(ms)。在一个替代优选实施方式中，延续时间是1.25ms。这些符号时间间隔分别相应于每秒400或者800符号的速率，和当优选实施方式每符号编码2个比特时，分别相应于每秒800和1600比特(bps)的速率。

具有基带信号(400)的输出(202)与一个采样器(203)相连，该采样器以每秒20,000次的采样速率将该基带信号，包括同相(I)分量或者实分量(413)和正交(Q)(415)分量或者虚部分量转换为或者采样为一个数字信号。每一个I和Q分量的采样值被一个模拟至数字转换器(没有特别画出)转换为一个16比特数字词。以这样的采样速率，在图4所示的每一符号时间间隔中可以采样50个样值，这样产生了50个数字词，或者在替代1600bps实施方式中，在每一间隔内产生25个样值。在任何时候，作为采样数字数据x_i(n),x_q(n)的数字词在输出(208)与一个频率识别，定时识别和符号检测(FATASD)模块218相连，该模块的输出与一个解码器213相连以在一个输出215产生一个解码数据消息。可以将FATASD模块218视为组织和构造成使用一个非相干匹配滤波器结构接收一个信号的接收器。优选地用一个构造成依次获得发送频率，获得符号定时和检测或者决定该接收信号中的符号的信号处理器来实现该接收器。如根据本发明随后将要描述的，通过优选使用对采样信号进行离散数据傅立叶变换(DTFT)的十分有效的技术，可以在一个程度或者另一程度上实现所有这些任务。至FATASD模块的输入或者信号采样与一个频率检测器或者识别模块(205)，一个定时检测器或者识别模块(206)，和一个符号检测器(209)相连。如下所述，将频率检测器(205)用来处理信号的第一部分以在输出(207)提供一个频率误差信号。该频率误差信号或者参考信号与定时检测器(206)和符号检测器(209)相连。如下所述，定时检测器(206)对该频率误差信号作出响应，并且将它用来处理信号的第二部分以在输出(212)提供一个定时误差信号或者参考信号。该定时误差信号或者参考信号与符号检测器(209)相连。符号检测器(206)对该频率误差信号和定时误差信号作出响应，并且将它用来处理信号的符号部分以提供一系列检测符号。

符号检测器(209)进一步包括一个与一最大DTFT模块211相连的一个信号处理器(210)，该最大DTFT模块优选地作为一个比较器工作，还可以理解为从该信号处理器210所提供的4个DTFT中选取幅度最大的DTFT。该最大DTFT模块211向解码器213提供一系列符号，每一个相应于每一符号时间间隔，或者其表示的数字。应该理解，替代地，可以由信号处理器210来替代执行该最大DTFT模块211的功能。如该领域技术人员可以轻易理解的那样，根据任何一种无线传输(over the air)协议，解码器213然后将符号在输出215解码为一个数据或者二进制比特流。因为一般均能够轻易地理解无线传输协议和解码的细节，并且这也与本发明无关，这里不再对它进行介绍。

为了准备检测符号，该频率检测器(205)必须获得发送频率或者提供频率误差，并且定时检测器必须类似地获得信号定时或者定时误差或者符号定时。参考图6，一个接收信号协议时序图600描述了根据本发明的一个发送的开始部分或者信息包中的初始信息。该发送信号优选地在开始包括其长度优选为5个符号周期的一第一部分或者频率识别段602。在优选协议中，该第一部分或者5个符号是一个安静的载波，没有被调制。可以理解，任何预调制图形可以用于该第一部分或者频率识别段。

频率识别段602之后是一个优选包括4个交替符号：+2400赫兹，-2400赫兹，+2400赫兹和-2400赫兹偏离的定时识别段604。如下面将要描述的那样，接收器或者定时检测器(206)利用该定时识别段604来获得符号定时。该定时识别段604之后是根据本发明在识别频率和定时之后被解调的消息符号606。又如上述，任何预定符号图形可以用于第二部分或者该定时识别段，只要能够知道改变的时间。

频率识别是恢复消息的第一个步骤，定时识别是第二个步骤。如果频率或者定时的识别或者检测失败了，不管符号恢复是如何精确，整个包失败了。所以，频率和时间检测器或者识别必须被设计成非常牢固。对于实际应用，这些识别功能可能还需要一个减少的、合理的处理功率，如优选实施方式一样。下面将要描述的识别技术满足所有这些准则。注意，对于处理资源不受限制的地方，一个简单的FFT就能够足够实现一个接收器。

频率识别模块(205)获得如示意性图4中0赫兹所描述的实际基带载波频率或者频率误差。在实际系统中，由于多种原因，发送信号的实际载波频率与发送器的标称载波频率或者接收器所期望的发送器的载波频率将有所不同，这个差异称作频率误差。实际接收器中的这个频率误差产生符号频率的频率偏移，如图4所示。假设，如果频率误差是500赫兹，在符号时间(401,402,403,404)中，如图4所示的符号将分别被解调为和恢复为+2900赫兹，+1300赫兹，-1900赫兹和-300赫兹信号。

与一个频率误差相应，该频率识别模块(205)从多点，优选67点中选取最大幅度离散时间傅立叶变换(DTFT)DTFT，在可能观察到的频率范围以内，以相同的频率间隔，对15赫兹分辨率优选为30赫兹，进行计算。在优选系统中，该识别阶段工作在信号的寂静载波部分，该范围是+/-1000赫兹或者1000赫兹可能频率误差。在检测到最大幅度DTFT以后，频率误差Δf，更具体地说规一化频率误差Δω=2πΔf/f_s，其中f_s是采样频率，优选为20,000赫兹，被作为与最大幅度DTFT相应的频率误差。如下所述，参考符号检测器，来优选计算或者决定这些DTFT。在任何情形下，该频率误差在输出(207)送到定时检测器(206)和符号检测器(209)，并且如下所述，用于定时识别或者检测和符号检测或者选择的过程。

一个替代频率检测技术在Chen等申请的共同悬而未决的、申请日期相同并且转让给同一受让人的、题为“解调一个符号的方法及其装置”(档案号PF1268NA)描述。该专利在这里用作参考。该替代技术可以提供更大的频率检测精度或者在一些环境下，例如低符号速率(例如每秒200个符号)下，减少所需的处理器资源。

给定频率误差后，定时检测器(206)下一步优选获得符号定时。在频率识别段之后发送的第二部分604或者定时同步图形可以帮助该过程的实现。描述的定时同步图形包括其图形与+2400赫兹，-2400赫兹，+2400赫兹，和-2400赫兹相应的4个符号。该定时检测器优选地仅对前三个符号进行相关运算，以提供一个定时误差的估计。简而言之，该定时检测器计算接收信号x(n)和一已知定时识别图形a(n)，特别是，一表示相同数目(3)符号的预定符号采样序列之间的相关和互相关，该接收信号的载波误差已经被纠正，特别是，该接收信号可以是一系列符号采样，特别是一系列与预定数目(优选为3)符号相应的采样，3符号加上采样数目等于相关长度(这里为13)。如下所述，优选地，由一个以循环结构工作并且使用快速循环技术的信号处理器来执行互相关操作。然后，该定时检测器206优选地找出或者选取互相关的峰值或者最大幅度或者相关幅度的最大值。该选择的相关幅度与许多采样周期(Δn)相关，并且从采样周期数目而言还与定时误差相应。这里说明只是该优选实施方式，一个标准或者正常相关过程也能够以需附加处理资源为代价提供好的定时恢复或者识别结果。

定时识别的相关是使用定时识别部分或者元件(604)的前三个已知符号，用a(n)标记，在包括所述三个符号的窗口中来对频率补偿器801输出端的接收信号进行互相关运算，该接收信号的载波或者频率误差被纠正或者补偿，并且用x(n)=x_r(n)+jx_i(n)标记。用其它粗糙的定时源，例如GPS来决定该窗口。该搜寻窗口宽度等于三个符号长度N=3M加上相关长度N_R-1，其中M是符号长度。可以观察到，a(n)可以表示为：

a(n)=a₁(n)-a₂(n)+a₃(n)

其中

当1≤n≤N时，a₁(n)=e^jωn，当n为其它值时a₁(n)=0，

当M+1≤n≤2M时，a₂(n)=e^jωn，当n为其它值时a₂(n)=0

当M+1≤n≤2M时，a₃(n)=e^-jωn，当n为其它值时a₃(n)=0，

其中ω=2πfΔt,f=2400Hz,Δt=(1/20000)秒。对于800bps,M=50，对于1600bps,M=25。a(n)与x(n)的相关r(n)可以表示为：

r(n)=r₁(n)-r₂(n)+r₃(n)

其中r₁(n),r₂(n),r₃(n)分别是a₁(n),a₂(n),a₃(n)与x(n)的相关值。可以用下述循环结构来计算r₁(n),r₂(n),r₃(n)。

r₁(n)的计算可以表示为： $r_1\left(n\right)={\hat{r}}_1\left(n\right)-e^{-\mathrm{j\ω}}{\hat{r}}_1(n-1)$

其中

的实部和虚部

和

可以用下式计算 ${\hat{r}}_{1r}\left(n\right)=2\cos \mathrm{\ω}{\hat{r}}_{1r}(n-1)-{\hat{r}}_{1r}(n-2)+{\hat{x}}_r\left(n\right)$ ${\hat{r}}_{1i}\left(n\right)=2\cos \mathrm{\ω}{\hat{r}}_{1i}(n-1)-{\hat{r}}_{1i}(n-2)={\hat{x}}_i\left(n\right)$

这些方程的功能分别由图8中816和819处的装置来实现，并且下面一起称作A输出。这些是A输出的实部和虚部，其中

和

与该接收信号x(n)的实部和虚部，x_r(n)和x_i(n)的关系如下：

当n=1,2,…,N时， ${\hat{x}}_r\left(n\right)=x_r\left(n\right)$ 当n=N+1,N+2,…,N+N_R-1’时， ${\hat{x}}_r\left(n\right)=x_r\left(n\right)-x_r(n-N)$ ，和当n=1,2,…,N， ${\hat{x}}_i\left(n\right)=x_i\left(n\right),$ 当n=N+1,N+2,…,N+N_R-1时， ${\hat{x}}_i\left(n\right)=x_i\left(n\right)-x_i(n-N),$

这些

和

示于图8中804和802，并且下面将它们一起称作A差异。这些是A差异的实部和虚部。

-r₂(n)+r₃(n)可以用下式计算： $-r_2\left(n\right)+r_3\left(n\right)=2{\hat{r}}_{23i}(n-1)\sin \mathrm{\ω}-j2{\hat{r}}_{23r}(n-1)\sin \mathrm{\ω}$

其中 ${\hat{r}}_{23r}\left(n\right)=2\cos \mathrm{\ω}{\hat{r}}_{23r}(n-1)-{\hat{r}}_{23r}(n-2)+{\stackrel{-}{x}}_r\left(n\right)$ ${\hat{r}}_{23i}\left(n\right)=2\cos \mathrm{\ω}{\hat{r}}_{23i}(n-1)-{\hat{r}}_{23i}(n-2)+{\stackrel{-}{x}}_i\left(n\right)$

这些方程的功能分别由图8中821和825处的装置来实现，并且下面一起称作B输出。这些是B输出的实部和虚部，其中 x_r(n)和 x_i(n)与该接收信号x(n)的实部和虚部，x_r(n)和x_i(n)的关系如下：

当n=M,M+1,…,2M-1时， x_r(n)=x_r(n)，

当n=2M,2M+1,…,2M+N_R-1’时， x_r(n)=x_r(n)-x_r(n-N)，和

当n=M,M+1,…,2M-1时， x_i(n)=x_i(n)，

当n=2M,2M+1,…,2M+N_R-1时， x_i(n)=x_i(n)-x_i(n-N)，

这些 x_r(n)和 x_i(n)示于图8中804和802，并且下面将它们一起称作B差异。这些是B差异的实部和虚部。

最后将r₁(n)-r₂(n)+r₃(n)合成为r(n)，可以表示为： $r_r\left(n\right)={\hat{r}}_{1r}\left(n\right)-{\hat{r}}_{1r}(n-1)\cos \mathrm{\ω}-{\hat{r}}_{1i}(n-1)\sin \mathrm{\ω}+2{\hat{r}}_{23i}(n-1)\sin \mathrm{\ω}$ $r_i\left(n\right)={\hat{r}}_{1i}\left(n\right)-{\hat{r}}_{1i}(n-1)\cos \mathrm{\ω}+{\hat{r}}_{1r}(n-1)\sin \mathrm{\ω}-2{\hat{r}}_{23r}(n-1)\sin \mathrm{\ω}$

这些方程是接收信号与已知信号符号之间一个相关值的实部和虚部。这些方程在功能上分别由图8中841和843处的装置来实现。下面一起将它们称作A输出，前一A输出，和前一B输出的加权组合。特别是，这些量的幅度是下述相关值的幅度。

如果需要知道定时检测器和它所依赖的创新性原理和操作，读者可以参考图8的功能框图和图9的示例存储器寄存器图。一般认为，一个相关操作只要涉及处理器和存储器。对于应用于，优选一个定时纠正或者同步问题，本发明提供了一个仅使用最小处理能力和存储器资源来进行相关运算的方法。如上所述，定时检测器是接收器中一个用于获得一个信号，例如一个数据信号，的定时参考或者检测定时误差的装置。众所周知，许多数据协议要求接收器的时间参考或者时钟与发送参考或者时钟极其同步。

该装置包括一个用于接收一系列符号的接收器前端，和优选地，一个信号处理器。该信号处理器被编程为：使用一个循环过程，将该一系列符号与一预定系列符号进行相关运算，以提供一个与定时误差相应的相关幅度；并且，如下面参考符号检测器209所述，根据该定时误差调节定时参考。如前述，使用一个信号采样器203对该一系列符号进行采样以提供一系列符号采样，该信号处理器被编程为对该系列符号采样与一预定系列符号采样进行相关运算。特别是，该信号处理器进一步被编程为对与第一符号，第二符号和第三符号相应的一系列符号采样进行相关运算，其中每一符号是M，优选一周期为50个采样。可以认为这三个符号与图6定时识别元件604中前三个符号及其三个频率，即+2400赫兹，-2400赫兹和+2400赫兹分别相应。

输出208处的复数采样x(n)，包括同相分量和正交分量，x_i(n)和x_q(n)与Δω一起与频率补偿器801相连，如图所示，在频率补偿器801处进行复数乘法来纠正频率误差。输出x_r(n)和x_i(n)分别与延迟模块和差分模块803和805相连，在延迟M采样时间806,808以后，与延迟模块和差分模块807和809相连。延迟模块和差分模块803和805分别形成在804,802处分别可以获得的、A差异的实部分量和虚部分量，其中A差异是当前采样x(n)与一个采样时间早N的采样x(n-N)之间的差异，其中N是3M采样时间。这些模块提供N+N_RA差异，其中N_R是相关长度，优选为13个采样。这些结果和部分操作在图9中说明存储器寄存器效果的步骤1(901)中描述。

延迟模块和差分模块807和809分别形成在810,811处分别可以获得的、B差异的实部分量和虚部分量，其中B差异是当前采样x(n)，注意它与上面的相比延迟了M个采样，与一个采样时间早M的采样x(n-M)之间的差异。这些模块提供N+N_RB差异。M个采样延迟意味着这些模块工作在第二符号上。这些结果和部分操作在图9中说明存储器寄存器效果的步骤3(903)中描述。

将A差异，实部分量和虚部分量，分别送至第二阶循环模块815和817，这两个循环模块工作在循环方式以为每一N+N_RA差异提供816,819处的A输出和818,820处的第一前一A输出。该A输出正比于或者等于当前A差异，和用正弦函数2cosω加权的第一前一A输出，减去第二前一A输出的组合。正弦函数的变量ω相应于第一符号的频率，特别是+2400赫兹。定时检测平衡仅需要从该循环操作以后的最后N_R个结果。这些结果和部分操作在图9中说明存储器寄存器效果的步骤2(902)中描述。

将B差异，实部分量和虚部分量，分别前转至第二阶循环模块821和823，这两个循环模块工作在循环方式以为每一M+N_RB差异提供822,825处的B输出和824,826处的第一前一B输出。该B输出正比于或者等于当前B差异，和用正弦函数2cosω加权的第一前一B输出，减去第二前一B输出的组合。正弦函数的变量ω相应于第一符号的频率，特别是2400赫兹。与上面一样，定时检测平衡仅需要从该循环操作以后的最后N_R个结果。这些结果和部分操作在图9中说明存储器寄存器效果的步骤4(904)中描述。

如上述，逻辑模块830对来自循环模块815,817的最后N_R个结果，A输出和第一前一A输出进行组合和加权。然后逻辑功能831对来自逻辑模块830的结果和来自循环模块821,823的最后N_R个结果，和第一前一A输出进行组合和加权，以在833提供许多个(优选13个)相关幅度。这些结果和部分操作在图9中说明存储器寄存器效果的步骤5(905)中描述。功能835保存这些相关幅度，并且比较和选取最大幅度。然后在212处提供与被选取最大相关幅度相应的、可以被符号检测器209使用的定时误差Δn。

参考图10，该图描述了提供或者检测定时误差或者获得一个定时参考的方法。优选地，将该方法设置在接收器，这样可以通过提供一个精确建立定时参考或者符号同步的装置来接收一个信号，例如一个数据信号。该方法从1000开始，第一步骤是1001，其中接收一系列符号并且以每符号M个采样的速率采样该一系列符号，以提供一系列符号采样。步骤1003通过如801描述的那样，例如将每一复数采样x(n)乘以带变量Δω的复数指数函数，来纠正该一系列符号的频率。如上述，该变量优选由频率检测器205来提供。

步骤1005至步骤1013用于在频率纠正以后，使用一个循环过程来对该一系列符号与一预定系列符号进行相关运算，以提供与一个定时误差相应的相关幅度。更特别的是，从步骤1003开始的一系列符号与一已知或者预定系列采样或者符号采样进行相关运算，该已知符号采样表示3个符号，特别是第一，第二和第三符号，或者N个采样=3M采样。步骤1005为每一N+N_R个采样形成一个当前采样与早N个采样之前的采样之间的A差异，其中N是3M个采样，N_R是相关长度，优选为13个采样。步骤1007，一个循环操作为每一N+N_RA差异提供一个A输出与一个第一前一A输出。该A输出正比于当前A差异，从步骤1005开始，和用一个正弦函数加权的或者相乘的第一前一A输出，减去第二前一A输出的组合。该正弦函数优选为2cosω，其中该正弦函数的变量相应于第一符号的频率，优选为+2400赫兹。步骤1008提供从步骤1007至步骤1013的最后N_R个结果。

步骤1009为每一M+N_R个采样形成一个所述第二接收符号的当前采样与早M个采样之前的采样之间的B差异。然后步骤1011，一个循环操作提供一个B输出与一个第一前一B输出。该B输出正比于当前B差异，从步骤1009开始，和用一个正弦函数加权的或者相乘的第一前一B输出，减去第二前一B输出的组合。该正弦函数优选为2cosω，其中该正弦函数的变量相应于第二符号的频率，优选为-2400赫兹。步骤1012提供从步骤1011至步骤1013的最后N_R个结果。读者应该注意到，步骤1005至步骤1011可能会处理复数采样，所以必须处理采样的实部分量和虚部分量。

步骤1013为从步骤1008和1012开始的每一N_R输入，组合A输出与第一前一A输出和第一前一B输出的正弦加权值，以提供多个相关幅度，其中每一相关幅度相应于不在本发明接收器时间参考上的一些采样。步骤1013比较这些N_R相关幅度并且选取最大这样的幅度。步骤1017选取与该最大幅度相应的定时误差Δn，步骤1019将它优选提供至其中步骤1021描述了被调节的定时参考的符号检测器(209)。在N_R等于13的优选实施方式中，Δn可以是+/-6采样次数。该过程在步骤1030结束。

在决定了频率误差和定时误差以后，符号检测器可以纠正Δω和Δn。通过如图3信号处理器框图所描述的那样来改变变量，可以补偿频率误差。通过使用图3的时间延迟元件362来修改延时，该定时误差可以用于调节定时参考。该符号检测器(209)包括一个信号处理器(210)和幅度选择器(211)，可以理解，该幅度选择器优选作为一个比较器工作来从该信号处理器(210)提供的所有DTFT，优选4个中选取最大幅度的DTFT。该幅度选择器(211)向一个解码器(213)提供一系列符号，一个表示一个符号时间周期，或者其数字表示。然后，该解码器根据该领域技术人员所熟知的任何一种开放协议，在输出(215)将这些符号解码为一个数据或者二进制流。因为一般均能够轻易地理解开放播协议和解码的细节，并且这也与本发明无关，这里不再对它进行介绍。

为了更好地理解信号处理器(210)的细节，将说明图3实施方式中描述的结构和利用的方法。一般图3以复合框图形式3描述了一个信号处理器的实施方式，该信号处理器被构造和组织为在输出(301)提供相应于一系列采样，x_i’(n),x_q’(n)(307)的离散时间傅立叶变换(DTFT)，n是采样序列指数并且从0,1,2,…，至N-1之间变化，其中N如上述是采样数目，优选是一个符号时间周期50个或者替代地25个，该一系列采样包括一个信号的当前采样，优选最后采样x_i’(N-1),x_q’(N-1)。用代数符号(加(+)和减(-))来区分三个实施方式，其中优选实施方式相应于上符号，第一替代实施方式相应于下符号，第二替代实施方式在正弦函数中用0替代了π/2因子，如下面将要说明的，x_i(n)=x_i’(n),x_q(n)=x_q’(n)。

继续图3的讨论之前，先提供一些数学背景信息。定义复数离散时间信号为：

x(n)=x_i(n)+jx_q(n),n=0,1,2,…,N-1

和在一个任意频率ω处计算DTFT的任务，其中DTFT,X(ω)定义为： $X\left(\mathrm{\ω}\right)=\underset{0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}x\left(n\right)e^{-\mathrm{j\ω}}$

可以证明：

X(ω)=e^-j(N-1)ωy(N-1|ω)-e^-jNωy(N-2|ω)

其中

y(N-1|ω)=y_i(N-1|ω)+jy_q(N-1|ω)

y(N-2|ω)=y_i(N-2|ω)+jy_q(N-2|ω)

和

y_i(n|ω)=2cosωy_i(n-1|ω)-y_i(n-2|ω)+x_i(n)

y_q(n|ω)=2cosωy_q(n-1|ω)-y_q(n-2|ω)+x_q(n)

该信号处理器包括一个与信号，特别是分别和采样序列x_i’(n),x_q’(n)相连的循环结构，该循环结构包括一第一循环结构(303)和当信号是复数时，一个第二循环结构(305)。该循环结构(303)工作于采样序列(307)的实部，以提供标为y_i(N-1|ω+Δω±π/2)的输出(309)和标为y_i(N-2|ω+Δω±π/2)的第一前一输出(310)。该输出正比于，优选等于，当前采样，和优选信号x’_i(N-1)的最后采样，和在乘法器(315)处被一个正弦函数加权的第一输出(310)，减去(如图所示在乘法器(317)处乘以-1)在(316)的第二前一输出的组合，例如加法器(311,313)提供的代数和。

类似地，第二循环结构(305)工作于采样序列(307)的实部，以提供标为y_q(N-1|ω+Δω±π/2)的输出(320)和标为y_q(N-2|ω+Δω±π/2)的第一前一输出(321)。该输出正比于(最好等于)当前采样(并且优选为信号的最后采样x’_q(N-1))和在乘法器(325)处被一个正弦函数加权的第一输出(322)，减去(如图所示在乘法器(327)处乘以-1)在(326)的第二前一输出的组合，例如加法器(322,323)提供的代数和。

该正弦函数的最简单形式优选为2cos(ω)，其变量相应于一个任意频率，ω=2πf/f_s，其中f是任意频率，f_s是采样频率，优选20,000。当提供了一个优选形式的信号调节器(319)(以后说明)并且使它工作时，该函数变为2cos(ω±π/2)。当输出(207)的频率误差Δω不为零并且使用了信号调节器时，所描述的该正弦函数优选为2cos(ω+Δω±π/2)。

信号处理器(210)进一步还包括在输出(301)提供一个DTFT信号，∧X_i(ω+Δω)+j∧X_q(ω+Δω)的一个组合器(330)，该组合器与输出(309)和第一前一输出(310)相连，当信号是复数输出时，还与输出(320)和第一前一输出(321)相连。可以证明，该DTFT信号正比于，优选与采样序列x_i’(n),x_q’(n)(307)的任意频率处的DTFT的幅度相同，但是相位不同。

更具体的是，加法器(331)将输出(309)与在乘法器(333)处被乘以-cos(ω+Δω±π/2)的第一前一输出(310)相加，当采样序列是复数时，将输出(309)与在乘法器(335)处被乘以-sin(ω+Δω±π/2)的第一前一输出(321)相加，以提供∧X_i(ω+Δω)。类似地，加法器(336)将输出(320)与在乘法器(337)处被乘以-cos(ω+Δω±π/2)的第一前一输出(321)相加，或者将输出(320)与在乘法器(339)处被乘以+sin(ω+Δω±π/2)的第一前一输出(310)相加，以提供∧X_q(ω+Δω)。从代数符号，可以清楚地看出，加法器是用于找出两个输入加权以后的差异。

应该注意，当在输出和第一前一输出被相加来获得DTFT信号之前，该循环结构工作在所有N个采样上是优选的，如果使用的采样数目少于N个，信号处理器还可能提供完全满意的结果。例如，40或者少于50个采样就足够提供对一给定符号时间周期以内出现的4个不同符号一个可靠的估计，特别是在强信号条件下。

该信号处理器还可能包括一个工作在从输出(208)来的采样数字数据x_i(n),x_q(n)(连续数据序列)上来提供采样序列(307)的信号调节器(319)，它用于限制输出(309,320)和第一输出(310,321)的幅度。优选地，信号调节器(319)对每一输入信号的采样，采样数据信号进行相移，以提供采样序列(307)。由于循环结构(303,305)的循环本质，在输出，例如输出(309)，的中间结果可能会很大，并且与输入数据有关，更重要的是与正弦函数，特别是余弦函数的变量值有关。特别是，当该变量趋于0或者π，该正弦函数值趋于±1，并且通过观察，输出，例如输出(309)将会在大小上急剧增加。当使用有关定点DSP实现方式时，该循环结构的动态范围受到限制，这将引起最后的DTFT信号极不精确。

该相移可以是任意值，但是可以考虑每一个均有一定优点的三种情形。如果归一化角频率，ω，或者更特别的是，纠正的归一化角频率ω+Δω不趋于0或者π，但是位于大致.25π至.75π的范围以内时，零相移一般是可以接受的。一个零相移相应于没有信号调节器(319)或者没有使信号调节器工作，这是通过保证交换开关(340)不工作而是将每一数据采样对x_i(n),x_q(n)没有修改地引至循环结构来实现的。这相应于开关(340)位于如图所示位置。

进一步发现，从计算效率的角度来看，相移±π/2特别有利。当优选使用正π/2相移时，虽然如图3所示其实施方式不同，负π/2相移也能够很好地工作。在任何情形下，该相移相当于将每一数据采样乘以e^±jnπ/2。那些普通技术人员均知道，这个数据采样的变换的计算效率高，减少至一个循环或者仅改变代数符号。

对于正π/2相移和n=0,1,2,3,4,5,…,x_i’(n)=x_i(0),-x_q(1),-x_i(2),x_q(3),x_i(4),-x_q(5),…，类似地，x_q’(n)=x_q(0),x_i(1),-x_q(2),-x_i(3),x_q(4),-x_q(5),…，对于负π/2相移，x_i’(n)=x_i(0),x_q(1),-x_i(2),-x_q(3),x_i(4),-x_q(5),…，和x_q’(n)=x_q(0),-x_i(1),-x_q(2),x_i(3),x_q(4),-x_i(5),…。这相应于如箭头(341)所示方向时间指数n循环每4个计数就驱动该交换开关，其中这样选取开关每一分支的代数符号，使当提供了两个符号时，正π/2相移相应于上符号，当提供了两个符号时，负π/2相移相应于下符号。

现在回顾图3信号处理器的工作是有用的。一般，一个采样数据形式的信号，x_i(n)+jx_q(n),n=0,1,2,3,…,N-1，与信号调节器(319)相连。假设需要信号任意频率f，例如指定2400赫兹，处的DTFT幅度。该信号处理器(210)在加法器(345)将该任意频率，特别是归一化频率，2π×2400/20000=.24π与输出(207)处的频率误差Δω相加，假设对于总的3400赫兹或者.34π而言，这是1000赫兹或者归一化的.1π。

如比较器(349)所决定的，这位于范围.25π至.75π以内，不需要调节信号，所以通过输出(351)屏蔽该调节器，这样信号被一个采样接一个采样地直接路由至循环结构(303,305)。通过计算或者查表可以得出，该正弦函数或者处理系数或者常数，cos(.34π)和sin(.34π)(注意：这里没有π/2相移)分别是.48175和.87631。该循环结构优选处理所有N个采样，这里50个采样，并且在每一个包括第N个采样，特别是x_i(N-1)+jx_q(N-1)，的采样之后，提供输出(309,320)和第一前一输出(310,321)。如上所述，组合器(330)将这些输出和第一前一输出与多个序列中最后一个组合并且相加，来提供DTFT信号∧X_i(ω+Δω)+j∧X_q(ω+Δω)。

该DTFT信号正比于该一系列采样在任意频率如2400赫兹处或者在包括1000赫兹，3400赫兹的频率误差以后的DTFT值。可以证明，该DTFT信号在幅度上正比于这3400赫兹信号分量的DTFT值，但是与真正的DTFT之间相位不同。这个变化是因为组合器(330)所利用的简化。当主要兴趣是信号幅度或者功率与频率的关系，而不需要相位信息时，这些简化是实用的。在优选实施方式中，该DTFT信号与幅度选择器(211)相连，该幅度选择器将实部和虚部开根号并且相加，以发现3400赫兹信号的幅度或者功率，特别是与2400赫兹符号相应的功率。

对于一个使用这种形式信号处理器并且进一步包括可以形成DTFT幅度的幅度检测器的符号检测器，重复使用该循环结构的上述过程和组合器来为与第二符号，例如-2400赫兹，相应的第二频率形成第二DTFT信号。该幅度选择器进一步形成第二DTFT的第二幅度，并且选取相应于两个幅度中最大的符号。更特别的是，在具有4个不同FSK符号的优选实施方式中，对+800赫兹，-800赫兹重复上述过程。在将其中每一个与每一可能符号相应的所有幅度与一个比较来允许一个符号被选取以后，可以检测-2400赫兹符号。

参考图5，描述了组合器(530)的一个替代实施方式。该组合器用于替代组合器(330)，并且具有类似的输入，相同的输出(309,320)和第一前一输出(310,321)。但是，组合器(530)在输出(301)提供一个具有精确相位和幅度信息的DTFT信号，X_i(ω+Δω)+jX_q(ω+Δω)。该组合器(530)在符号检测需要相位信息，特别是tan^-1[X_q(ω+Δω)/X_i(ω+Δω)]的PSK或者QAM系统中有用而且被需要。QAM系统一般需要相位和幅度信息，特别是[X_i(ω+Δω)²+X_q(ω+Δω)²]^1/2。由于实际困难，特别是计算量，当合理时，大多数实际工作者试图使用平方幅度。

更特别的是，加法器(531)将在乘法器(521)处被乘以cos(N-1)(ω+Δω±π/2)的输出(309)与在乘法器(533)处被乘以-cosN(ω+Δω±π/2)的第一前一输出(310)相加，当采样序列是复数时，将在乘法器(523)处被乘以sin(N-1)(ω+Δω±π/2)的输出(320)与在乘法器(535)处被乘以-sinN(ω+Δω±π/2)的第一前一输出(321)相加，以提供X_i(ω+Δω)，该DTFT信号的实部或者同相部分。类似地，加法器(536)将在乘法器(527)处被乘以cos(N-1)(ω+Δω±π/2)的输出(320)与在乘法器(537)处被乘以-cosN(ω+Δω±π/2)的第一前一输出(321)相加，或者将在乘法器(525)处被乘以-sin(N-1)(ω+Δω±π/2)的输出(309)与在乘法器(539)处被乘以或者被加权sinN(ω+Δω±π/2)的第一前一输出(310)相加，以提供X_q(ω+Δω)，该DTFT信号的虚部或者正交部分。

参考图7，将描述安装在一个接收器中构造为一个非相干匹配滤波器结构的、接收一个信号的方法或者方法。该方法从步骤700开始，然后，步骤701对一个接收信号进行采样，并且为方法的后续步骤提供相应系列的采样。

下一步骤703处理信号的第一部分，例如602，或者信号的采样，以提供一个频率误差。步骤705至步骤711包括于步骤703中。步骤705以一个循环方式工作来提供多个DTFT信号，其中每一个优选位于可能频率误差范围。步骤709然后从多个信号中选择最大幅度的DTFT信号和一个相应的频率误差，例如500赫兹。步骤711将该频率误差提供给处理的定时和符号检测步骤，相应地为713和721。

与该频率误差相应的步骤713处理信号的第二部分，例如604，或者相应采样序列或者符号采样来提供定时误差。步骤713包括步骤715，717,719。步骤715以一个循环方式将一系列接收符号采样与一已知系列符号采样进行相关运算来提供多个相关幅度。然后，步骤717选取相关幅度，优选为最大幅度，这样以提供相应的定时误差或者定时参考。然后，步骤719向符号检测处理，步骤721，提供该定时误差。

然后，与该频率误差和定时误差相应的步骤721处理信号的符号部分，例如606，来提供检测的符号。步骤721包括步骤723,725,727。步骤723以一个循环方式工作在信号或者相应采样序列上来为每一个符号频率提供一DTFT，在这以后，步骤725选取最大幅度的DTFT及其相应符号。然后该符号在步骤727被提供至解码器。该处理在步骤730结束。

该领域的一般技术人员可以理解，公开的方法和装置提供了许多发明性的接收一个信号或者进行信号处理例如符号检测的技术。与熟知的技术相比，讨论的接收器或者信号处理器结构在计算效率上改善了2至4倍，并且其接收器的灵敏度非常接近理论值。这样做完全没有增加处理资源。这些发明性结构及其方法可以轻易和方便地用于一个消息系统，系统接收器和其它通信装置或者系统中，以在这种系统中允许使用较少并且集中的低费用接收器。所以，在满足消息系统的长期需要方面，本发明能够为这种系统提供低费用的接收方案。另外，通过提供一个从物理，经济和功率资源的角度来看可以实际实现的信号处理方法及其装置，例如频率和定时误差检测和符号检测，本发明可以轻易实现，例如低功耗便携式接收器。

那些该领域的技术人员可以清楚地知道，可以用许多方式来修改本发明，并且可以提供不是上述特别提出的优选实施方式的许多实施方式。可以包括许多使用不同频率检测，定时检测或者符号恢复或者检测的装置或者方法的示例。所以，所附权利要求书包括了符合本发明精神或者范围的所有本发明的修改。

Claims (12)

1．一个接收器，被组织和构造为使用一个非相干匹配滤波器结构来接收信号，包括下述组合：

一个频率检测器，被组织为处理信号的第一部分来提供一个频率误差；

一个定时检测器，响应所述频率误差，被组织为处理信号的第二部分来提供一个定时误差；和

一个符号检测器，响应所述频率误差和所述定时误差，被组织为处理信号的符号部分来提供一个检测符号。

2．如权利要求1的接收器，进一步包括一个提供与该信号相应的一系列采样的信号采样器，其中，所述频率检测器进一步包括一个以循环方式工作在所述一系列采样上来提供多个离散时间傅立叶变换(DTFT)的信号处理器，所述多个DTFT信号与所述频率误差相应。

3．如权利要求1的接收器，进一步包括一个提供与该信号相应的一系列采样的信号采样器，其中，所述符号检测器进一步包括一个以循环方式工作在所述一系列采样上来提供一个离散时间傅立叶变换(DTFT)的信号处理器，所述DTFT信号正比于与所述检测出来的符号相应的一频率处的DTFT值。

4．如权利要求1的接收器，进一步包括一个提供与该信号的预定数目符号相应的一系列符号采样的信号采样器，其中，所述定时检测器进一步包括一个以循环方式工作的、将所述一系列符号采样与一已知系列符号采样进行相关运算来提供多个相关幅度的信号处理器，所述多个相关幅度与所述定时误差相应。

5．在组织为一个非相干匹配滤波器结构的接收器中，一个接收信号的方法包括步骤：

处理信号的第一部分来提供一个频率误差；

第二，响应所述频率误差，处理信号的第二部分来提供一个定时误差；和

第三，响应所述频率误差和所述定时误差，处理信号的符号部分来提供一个检测符号。

6．如权利要求5的方法，进一步包括一个采样信号来提供与该信号相应的一系列采样的步骤，其中，处理所述第一部分的所述步骤进一步包括一个以循环方式工作在所述一系列采样上来提供多个离散时间傅立叶变换(DTFT)信号的步骤，和从所述多个DTFT信号中选取与所述频率误差相应的最大幅度DTFT信号的步骤。

7．如权利要求5的方法，进一步包括一个采样信号以提供与该信号相应的一系列采样的步骤，其中，处理所述符号部分的所述步骤进一步包括一个以循环方式工作在所述一系列采样上来提供一个离散时间傅立叶变换(DTFT)的步骤，所述DTFT信号正比于与所述检测符号相应的一频率处的DTFT值。

8．如权利要求5的方法，进一步包括一个采样信号以提供与该信号的预定数目符号相应的一系列符号采样的步骤，其中，处理所述第二部分的所述步骤进一步包括一个以循环方式工作的、将所述一系列符号采样与一已知系列符号采样进行相关运算来提供多个相关幅度的步骤，和选取与所述定时误差相应的一个相关幅度的步骤。

9．一个符号检测器，被组织和构造为从一系列采样，包括信号的一个当前采样，中选取频移键控(FSK)调制的符号，该符号检测器包括下述的组合：

一个循环结构，与该信号相连并且工作在该一系列采样上，以提供一个输出和一第一前一输出，所述输出正比于信号的当前采样和被一个正弦函数加权的一第一前一输出减去一第二前一输出的组合，所述正弦函数的一个变量与表示该符号的一个频率相应，和

一个组合器，与所述输出和所述第一前一输出相连，以为所述一系列采样提供一个正比于所述表示该符号的频率处的DTFT值的一个DTFT信号。

10．如权利要求9的符号检测器进一步包括一个信号调节器，该信号调节器提供所述一系列采样以限制所述输出的幅度。

11．如权利要求9的符号检测器，其中所述循环结构和所述组合器用一个数字信号处理器来实现。

12．如权利要求9的符号检测器，进一步包括一个与所述组合器相连并且能够形成所述DTFT信号幅度的幅度选择器，所述循环结构和所述组合器进一步能够为与一第二符号相应的一第二频率形成一第二DTFT信号，所述幅度选择器进一步形成所述第二DTFT信号的一第二幅度并且当所述幅度大于所述第二幅度时选取该符号。

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