CN118117905A - 六边形固态变压器拓扑、控制方法和装置 - Google Patents

六边形固态变压器拓扑、控制方法和装置 Download PDF

Info

Publication number
CN118117905A
CN118117905A CN202410241351.5A CN202410241351A CN118117905A CN 118117905 A CN118117905 A CN 118117905A CN 202410241351 A CN202410241351 A CN 202410241351A CN 118117905 A CN118117905 A CN 118117905A
Authority
CN
China
Prior art keywords
sub
bridge arm
hexagonal
voltage
port
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN202410241351.5A
Other languages
English (en)
Inventor
孙毅超
鄢寅宇
王益霖
姜昊
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Nanjing Normal University
Original Assignee
Nanjing Normal University
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Nanjing Normal University filed Critical Nanjing Normal University
Priority to CN202410241351.5A priority Critical patent/CN118117905A/zh
Publication of CN118117905A publication Critical patent/CN118117905A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • HELECTRICITY
    • H02GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02MAPPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

本发明公开了一种六边形固态变压器拓扑、控制方法和装置,所述拓扑包括:六边形变换器、中压直流端口和交流端口,其中:六边形变换器,包括并联的第一主桥臂和第二主桥臂;第一主桥臂包括串联的三个子桥臂;第二主桥臂包括串联的三个子桥臂;所述中压直流端口,分别与第一主桥臂和第二主桥臂之间的并联点连接;所述交流端口,由子桥臂之间的串联点两两配对形成。采用上述技术方案,将高压侧的能量以高频功率的形式,经高频流通路径引入高频变换器并传送至低压侧,从而使得中(高)压侧输入级和中间侧隔离级的传输功率复合;同时各端口频率解耦无需借助额外的选频网络,减少元件数量,进一步提高固态变压器的功率密度,降低体积和成本。

Description

六边形固态变压器拓扑、控制方法和装置
技术领域
本发明涉及固态变压器技术领域,尤其涉及一种六边形固态变压器拓扑、控制方法和装置。
背景技术
随着新能源发电、储能设备及各种直流负荷的快速发展和应用,交直流混合配电网成为未来电网发展的重要方向之一。固态变压器(Solid-State Transformer,SST),又称电力电子变压器(Power Electronics Transformer,PET),具有高效率、高可靠性、允许多电压等级接入、控制灵活等优点,是交直流混合配电网的关键设备。
然而现有SST仍存在功率变换级数多,模块数量多等问题,极大程度限制了SST系统功率密度的提升。对此,国内外已有诸多研究团队试图从减少功率变换级数、减小模块单元个数的角度改善这些问题,其中,最具代表性的是基于开关元件复用思想构造的混频SST。混频SST通过直接将隔离级中(高)频变压器集成到输入级变换器的桥臂上,省去中间的电能转换环节,被认为能有效提高SST的功率密度、转换效率和经济性。
但是现有混频SST几乎都引入了额外的电感、电容元件作为选频网络来实现端口间频率解耦,这些选频网络在一定程度上增加了装置成本、体积,有违混频思想初衷。此外,现有的混频SST均为基于模块化多电平换流器MMC拓扑本身的改进,受限于MMC拓扑模块数量多、桥臂对称性等因素,功率密度提升和端口扩展均存在局限性。
发明内容
发明目的:本发明提供一种六边形固态变压器拓扑、控制方法和装置,旨在解决现有技术中存在的,固态变压器中因设置了电能转换和选频网络,而导致增加了装置成本、体积,降低了功率密度的技术问题。
技术方案:本发明提供一种六边形固态变压器拓扑,包括:六边形变换器、中压直流端口和交流端口,其中:所述六边形变换器,包括第一主桥臂和第二主桥臂,第一主桥臂和第二桥臂并联,并联点为第一并联点和第二并联点;第一主桥臂包括三个子桥臂,三个子桥臂串联,串联点为端点P1和端点P2;第二主桥臂包括三个子桥臂,三个子桥臂串联,串联点为端点Q1和端点Q2;第一主桥臂的三个子桥臂,和第二主桥臂的三个子桥臂上,均包括子模块;所述中压直流端口,分别与第一并联点和第二并联点连接;所述交流端口,包括第一交流端口和第二交流端口,端点P1和端点Q2配对形成第一交流端口,端点P2和端点Q1配对形成第二交流端口。
具体的,第一交流端口和第二交流端口中的一个,配置为高频交流端口,另一个配置为低频交流端口。
具体的,还包括中间侧变换器,所述中间侧变换器包括单相变压器和整流器,单相变压器原边与对应的交流端口连接,单相变压器副边与整流器的输入端连接。
具体的,所述单相变压器原边与高频交流端口连接。
具体的,还包括低压侧逆变器,所述低压侧逆变器的输入端与单相变压器副边连接。
具体的,所述子模块包括开关管和电容;在电压不含直流分量的子桥臂上,子模块的结构为全桥结构。
具体的,所述第一主桥臂中的子桥臂按照位置顺序依次为子桥臂Pu、子桥臂Pm和子桥臂Pl,所述第二主桥臂中的子桥臂按照位置顺序依次为子桥臂Qu、子桥臂Qm和子桥臂Ql,其中,子桥臂Pu上靠近第一并联点侧设置有电感,子桥臂Pl上靠近端点P2侧设置有电感,子桥臂Qu上靠近端点Q1侧设置有电感,子桥臂Ql上靠近第二并联点侧设置有电感。
本发明还提供一种六边形固态变压器拓扑控制方法,对于本发明提供的任一项的六边形固态变压器拓扑,电容电压平衡控制包括:基于六边形变换器的子模块总电容电压平衡,通过对应的PI控制器输出并控制直流端口电流参考值;基于六边形变换器环流注入的子桥臂间电容电压平衡,输出环流电流参考值;基于单个子桥臂的电容电压平衡,通过对应的PI控制器输出并控制子桥臂的电容电压修正分量;基于单个子模块的电容电压平衡,通过对应的PI控制器输出并控制子模块的电容电压修正分量;通过向六边形变换器,注入直流端口电流参考值和环流电流参考值,并通过子桥臂的电容电压修正分量和子模块的电容电压修正分量,对子桥臂的电容电压进行偏差修正。
具体的,基于六边形变换器环流注入的子桥臂间电容电压平衡,输出环流电流参考值,包括:计算第一主桥臂中子桥臂中的电容电压平均值,得到第一平均值,计算第二主桥臂中子桥臂的电容电压平均值,得到第二平均值,第一平均值和第二平均值做差,通过对应的PI控制器输出并控制直流环流的电流参考值;对于交流端口的频率,筛选对应频率下参与功率交换的特定子桥臂,将特定子桥臂中子模块的电容电压实际平均值,和第一主桥臂或第二主桥臂的电压参考平均值做差,通过对应的PI控制器输出并控制对应频率的交流环流的电流参考值;基于交流环流的方向确定正负极性后,叠加各频率的交流环流的电流参考值,之后再叠加直流环流的电流参考值,得到环流电流参考值。
本发明还提供一种六边形固态变压器拓扑控制装置,包括:子模块总电容电压平衡单元、基于环流注入的子桥臂间电容电压平衡单元、单个子桥臂电容电压平衡单元、单个子模块电容电压平衡单元和控制单元,其中,对于本发明提供的任一项的六边形固态变压器拓扑:所述子模块总电容电压平衡单元,用于基于六边形变换器的子模块总电容电压平衡,通过对应的PI控制器输出并控制直流端口电流参考值;所述基于环流注入的子桥臂间电容电压平衡单元,用于基于六边形变换器环流注入的子桥臂间电容电压平衡,输出环流电流参考值;所述单个子桥臂电容电压平衡单元,用于基于单个子桥臂的电容电压平衡,通过对应的PI控制器输出并控制子桥臂的电容电压修正分量;所述单个子模块电容电压平衡单元,用于基于单个子模块的电容电压平衡,通过对应的PI控制器输出并控制子模块的电容电压修正分量;所述控制单元,用于通过向六边形变换器,注入直流端口电流参考值和环流电流参考值,并通过子桥臂的电容电压修正分量和子模块的电容电压修正分量,对子桥臂的电容电压进行偏差修正。
有益效果:与现有技术相比,本发明具有如下显著优点:将高压侧的能量以高频功率的形式,经高频流通路径引入高频变换器并传送至低压侧,从而使得中(高)压侧输入级和中间侧隔离级的传输功率复合;同时各端口频率解耦无需借助额外的选频网络,减少元件数量,进一步提高固态变压器的功率密度,降低体积和成本。
附图说明
图1为本发明提供的六边形固态变压器拓扑的结构示意图;
图2为本发明提供的子桥臂的结构示意图;
图3(a)为本发明提供的六边形固态变压器拓扑的混频调制示意图;图3(b)为本发明提供的子桥臂中子模块电容电压平衡控制图及桥臂配置构造示意图;
图4为本发明提供的六边形固态变压器拓扑的环流示意图;
图5为本发明提供的六边形固态变压器拓扑的总电容电压平衡控制示意图;
图6为本发明提供的六边形固态变压器拓扑的直流环流控制示意图;
图7(a)和图7(b)分别为本发明提供的频率f1和频率f2交流环流控制示意图;
图8(a)、图8(b)、图8(c)和图8(d)分别为四种本发明提供的基于环流注入的六边形固态变压器拓扑的功率补给举例示意图;
图9(a)和图9(b)分别为本发明提供的左右主桥臂电容电压平衡控制示意图和子模块电容电压平衡控制示意图;
图10(a)和图10(b)分别为第一交流端口和第二交流端口的输出电压和输出电流的仿真示意图,图10(c)为本发明提供的六边形固态变压器拓扑的上下子桥臂的电容电压仿真示意图,图10(d)为本发明提供的六边形固态变压器拓扑的中间子桥臂的电容电压仿真示意图;
图11(a)、图11(b)和图11(c)分别为本发明提供的六边形固态变压器拓扑的左主桥臂的上、中、下子桥臂的电容电压示意图;
图12(a)、图12(b)和图12(c)分别为本发明提供的六边形固态变压器拓扑的直流端口、低频交流端口和高频交流端口的电流示意图;
图13(a)、图13(b)和图13(c)分别为本发明提供的六边形固态变压器拓扑的右主桥臂的上、中、下子桥臂的电容电压示意图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明的技术方案作进一步说明。
参阅图1,其为本发明提供的六边形固态变压器拓扑的结构示意图。
本发明提供一种六边形固态变压器拓扑,包括:六边形变换器、中压直流端口和交流端口,其中:所述六边形变换器,包括第一主桥臂和第二主桥臂,第一主桥臂和第二桥臂并联,并联点为第一并联点和第二并联点;第一主桥臂包括三个子桥臂,三个子桥臂串联,串联点为端点P1和端点P2;第二主桥臂包括三个子桥臂,三个子桥臂串联,串联点为端点Q1和端点Q2;第一主桥臂的三个子桥臂,和第二主桥臂的三个子桥臂上,均包括子模块;所述中压直流端口,分别与第一并联点和第二并联点连接;所述交流端口,包括第一交流端口和第二交流端口,端点P1和端点Q2配对形成第一交流端口,端点P2和端点Q1配对形成第二交流端口。
本发明实施例中,所述第一主桥臂中的子桥臂按照位置顺序依次为子桥臂Pu、子桥臂Pm和子桥臂Pl,其中串联点依次为端点P1和端点P2,所述第二主桥臂中的子桥臂按照位置顺序依次为子桥臂Qu、子桥臂Qm和子桥臂Ql,其中串联点依次为端点Q1和端点Q2,其中,子桥臂Pu上靠近第一并联点侧设置有电感,子桥臂Pl上靠近端点P2侧设置有电感,子桥臂Qu上靠近端点Q1侧设置有电感,子桥臂Ql上靠近第二并联点侧设置有电感。
在具体实施中,第一并联点与中压直流端口的正极相连,第二并联点与中压直流端口的负极相连。
在具体实施中,六边形变换器关于中压直流端口左右对称,根据其平面位置定义两个六边形变换器的主桥臂,分别为左桥臂(p相)和右桥臂(q相);所述两个主桥臂分别包括三个子桥臂,根据平面位置,由上到下依次为子桥臂Pu(上子桥臂)、子桥臂Pm(中间子桥臂)和子桥臂Pl(下子桥臂),以及子桥臂Qu(上子桥臂)、子桥臂Qm(中间子桥臂)和子桥臂Ql(下子桥臂)。
本发明实施例中,第一交流端口和第二交流端口中的一个,配置为高频交流端口,另一个配置为低(基)频交流端口。举例进行说明,若第一交流端口被配置为高频交流端口,那么第二交流端口被配置为低(基)频交流端口。
在具体实施中,本发明提供的六边形固态变压器拓扑同时具有直流、基频交流以及高频交流三种不同类型的端口,可实现多种形式的电能变换,与传统的六边形变换器相比,集成了三种不同类型的端口,同时具有结构紧凑、功率密度高等优点,有更广阔的应用场景。
本发明实施例中,六边形固态变压器拓扑还包括中间侧变换器,所述中间侧变换器包括单相变压器和整流器,单相变压器原边与对应的交流端口连接,单相变压器副边与整流器的输入端连接。
本发明实施例中,所述中间侧变换器的单相变压器原边与高频交流端口连接。
本发明实施例中,六边形固态变压器拓扑还包括低压侧逆变器,所述低压侧逆变器的输入端与单相变压器副边连接。
在具体实施中,单相变压器输出的电压电流含有直流、低频交流和高频交流,所以对于单相变压器副边来说,可以对这三部分分别进行运用,比如需要将直流量变成交流量就需要外接逆变器,如果需要将交流量变成直流量就需要外接整流器。
在具体实施中,本发明中涉及的低压、中压、高压、基频、中频和高频等,是通过电压或者频率之间的范围区别,来区分本发明提供的拓扑结构中不同的端口,而并不是对电压或频率范围进行限定。一般而言,1kV及以下为低压,1kV以上、20kV及以下为中压,20kV以上为高压,基频频率为低于50Hz,高频频率为高于10kHz,但这并不是一定的,在某些情况下,高频或者中频的范围是0.4kHZ~20kHz之间,那么基频将会是在400Hz以下。
参阅图2,其为本发明提供的子桥臂的结构示意图,如图所示,在六边形变换器的子桥臂上设置有级联的多个子模块。图3(a)为本发明提供的六边形固态变压器拓扑的混频调制示意图;图3(b)为本发明提供的子桥臂中子模块电容电压平衡控制图及桥臂配置构造示意图,其中,uref_Pu(1),uref_Pu(2),...uref_Pu(N)分别表示P相上桥臂N个子模块的电容电压参考值,uref_Pm(1),uref_Pm(2),...uref_Pm(N)分别表示P相中间桥臂N个子模块的电容电压参考值,uref_Pl(1),uref_Pl(2),...uref_Pl(N)分别表示P相下桥臂个子模块的电容电压参考值,uref_Qu(1),uref_Qu(2),...uref_Qu(N)分别表示Q相上桥臂N个子模块的电容电压参考值,uref_Qm(1),uref_Qm(2),...uref_Qm(N)分别表示Q相中间桥臂N个子模块的电容电压参考值,uref_Ql(1),uref_Ql(2),...uref_Ql(N)分别表示Q相下桥臂N个子模块的电容电压参考值。
本发明实施例中,所述子模块包括开关管和电容;在电压不含直流分量的子桥臂上,子模块的结构为全桥结构。
在具体实施中,子模块(变换器)用于直流电和交流电之间的转换,子模块变换器可以是全桥或半桥结构,当子桥臂电压不含直流成分时,必须使用全桥等具有正、负双极性的子模块,而子桥臂电压含有直流成分时可根据经济性等原则选取半桥结构,但若直流电压需要在较大范围内可调(如故障穿越情形),含直流成分的桥臂也可选择全桥结构。
参阅图4,其为本发明提供的六边形固态变压器拓扑的环流示意图,其中,Udc表示直流电压,Pu、Pm、Pl分别表示P相的上、中、下三个桥臂,Qu、Qm、Ql分别表示Q相的上、中、下三个桥臂,iPu、iPm、iPl分别表示P相上、中、下三个桥臂的桥臂电流,iQu、iQm、iQl分别表示Q相上、中、下三个桥臂的桥臂电流,idc_cir表示拓扑内部的直流电流环流,icir表示拓扑内部的电流环流,uo1、uo2表示两个交流端口的输出电压。
在具体实施中,本发明提供的六边形变换器中含有三个端口,输出直流、基频和高频三种频率分量,可以根据基于共模、差模的频率解耦原理,得到六边形拓扑的配组方案。将六边形拓扑的首、尾两端(第一并联点和第二并联点)定义为该拓扑的直流端口,为保证端口具备直流电压输出能力,至少一个桥臂中需含有直流分量,由于与直流端口相邻的子桥臂支路仅含有一种频率分量,为保证存在有功功率交换时的桥臂能量守恒,相邻的两个子桥臂必须配置直流分量。再根据其他子桥臂是否含有直流分量,六边形拓扑有两种典型的构造方式,依据子桥臂是否含有直流分量,可以将子桥臂划分为含直流子桥臂(单极性)和不含直流子桥臂(双极性)两类。
在具体实施中,对上子桥臂和下子桥臂均分直流电压,左桥臂右桥臂均分直流电流的拓扑构造,如下公式为SST桥臂电压和桥臂电流的数学表达式:
其中,uo1、uo2分别表示两个交流端口的输出电压,io1、io2分别表示两个交流端口的输出电流,a、b、c和d分别为桥臂电压分配系数,λ和β分别为桥臂电流分配系数。
SST两个交流端口的输出电压、输出电流表达式在如下公式中给出:
其中,U1和U2分别表示两个交流端口输出电压的幅值,I1和I2分别表示两个交流端口输出电流的幅值,ω1和ω2分别表示两个交流端口输出电压的角频率,和θ分别表示两个交流端口输出电压电流的相位差。
进一步的,得到SST每个子桥臂的瞬时有功功率表达式:
SST在稳定运行时,桥臂瞬时有功功率分量应该保持为0,因此可对上述公式进行简化,得到:
其中,k为两个交流端口的有功功率比值,
另外,SST的正常运行还需要满足整体功率平衡,整体功率平衡表达式:
得到该拓扑的功率平衡条件中有7个未知数,但只存在5个独立方程,因此需要确定其中的两个未知数才能得到一组解。此外,在这个方程组中,还可以得到一些结论:
(1)电流分配系数λ和β之间存在数学联系,即确定其中一个值,另一个的值也确定,在两个交流端口的有功功率比值k不等于-1时,电流分配系数λ和β之间的关系如下公式:
(2)当k等于1时,此时电压分配系数a和d可以确定,b和c则和电流分配系数相关,具体表达式:
(3)当k等于-1时,此时方程组只存在4个独立方程,还需要再确定两个参数的值才能求出方程的解,可用在直流端口短路故障工况下,此时各系数的表达式:
在具体实施中,根据上述公式,可以计算得到六边形固态变压器拓扑的数学模型。
在具体实施中,本发明所提出的六边形拓扑的控制包含整体能量控制、桥臂电流控制、环流控制以及桥臂电容电压平衡控制四部分。
在具体实施中,针对桥臂电流控制,根据六边形三端口SST的电压电流表达式,可得到拓扑的数学模型,如下公式所示:
其中,uP1n、uP2n、uQ1n和uQ2n分别表示的是节点P1、P2、Q1和Q2的对地电压,L表示P相和Q相中的上桥臂和下桥臂上的桥臂电感。
在具体实施中,在六边形三端口SST拓扑中,仅在上、下桥臂配置了电感,因此对Pu、Pl、Qu和Ql这四个桥臂的桥臂电流进行控制,可分别得到桥臂电压调制信号。
在具体实施中,对环流控制,在六边形三端口SST中,环流仅在拓扑内部流动,实现桥臂间的功率交换,不会对端口电流产生影响。桥臂的电压、电流由电压分配系数和电流分配系数决定,因此需要先确定一组参数,才能对环流进行分析。如下公式给出了一组符合功率平衡条件的桥臂电压、电流表达式:
在具体实施中,图4所示,六边形三端口SST环流示意图中箭头方向为环流正方向,因此,对于P相桥臂电流而言,环流为正相叠加;对于Q相桥臂电流而言,环流为反相叠加。环流的作用在于实现桥臂的功率交换,在同一相中,流过上、中、下三个桥臂的环流相同,只有差模电压分量(电压极性相反)才能通过环流实现相内桥臂能量交换;在P相和Q相之间,环流的方向相反,只有共模电压分量(电压极性相同)才能通过环流实现相间桥臂能量交换。因此,需要根据上述公式给出的桥臂电压表达式来确定各个频率分量的环流。
本发明还提供一种六边形固态变压器拓扑控制方法,对于本发明提供的任一项的六边形固态变压器拓扑,电容电压平衡控制包括:基于六边形变换器的子模块总电容电压平衡,通过对应的PI控制器输出并控制直流端口电流参考值;基于六边形变换器环流注入的子桥臂间电容电压平衡,输出环流电流参考值;基于单个子桥臂的电容电压平衡,通过对应的PI控制器输出并控制子桥臂的电容电压修正分量;基于单个子模块的电容电压平衡,通过对应的PI控制器输出并控制子模块的电容电压修正分量;通过向六边形变换器,注入直流端口电流参考值和环流电流参考值,并通过子桥臂的电容电压修正分量和子模块的电容电压修正分量,对子桥臂的电容电压进行偏差修正。
参阅图5,其为本发明提供的六边形固态变压器拓扑的总电容电压平衡控制示意图,其中,Uct_ref为六边形变换器中所有子模块的总电容电压参考值,uc_total为六边形变换器中所有子模块的总电容电压实际值。
在具体实施中,基于六边形变换器的子模块总电容电压平衡(整体能量平衡控制),旨在使六边形变换器中所有子模块的总电容电压维持在额定值,在正六边形三端口SST中,采用PI控制器对其进行控制,得到直流输入电流参考值Idc_ref
参阅图6,其为本发明提供的六边形固态变压器拓扑的直流环流控制示意图,其中,ucP_ave和ucQ_ave分别表示P和Q两相电容电压的平均值,Idc_cir表示直流环流,LP-Filter为低通滤波器。
在具体实施中,桥臂直流电压属于共模分量,因此当P相和Q相的平均电容电压不一致时(因为P相和Q相配置的子模块的个数并不相同,因此只能通过电容电压平均值去产生直流环流),可通过直流环流实现P相和Q相间的能量交换。
本发明实施例中,基于六边形变换器环流注入的子桥臂间电容电压平衡,计算第一主桥臂中子桥臂中的电容电压平均值,得到第一平均值,计算第二主桥臂中子桥臂的电容电压平均值,得到第二平均值,第一平均值和第二平均值做差,通过对应的PI控制器输出并控制直流环流的电流参考值;对于交流端口的频率,筛选对应频率下参与功率交换的特定子桥臂,将特定子桥臂中子模块的电容电压实际平均值,和第一主桥臂或第二主桥臂的电压参考平均值做差,通过对应的PI控制器输出并控制对应频率的交流环流的电流参考值;基于交流环流的方向确定正负极性后,叠加各频率的交流环流的电流参考值,之后再叠加直流环流的电流参考值,得到环流电流参考值。
参阅图7(a)和图7(b),分别为本发明提供的频率f1和频率f2交流环流控制示意图,ucPu、ucPm和ucPl分别表示P相上、中和下桥臂的桥臂电容电压,ucQu、ucQl和ucQl分别表示Q相上、中和下桥臂的桥臂电容电压,Npu、Npm和Npl分别表示P相上、中和下桥臂的子模块个数,NQu、NQm和NQl分别表示Q相上、下桥臂子模块个数,ucPu_ave表示P相上桥臂电容电压的平均值,ucQm_ave表示Q相中间桥臂的电容电压平均值,uPu_f1表示在f1频率下P相上桥臂电压,io1_cir表示在f1频率下的交流环流,uQm_f2表示在f2频率下Q相中间桥臂电压,io2_cir表示在f2频率下的交流环流。
在具体实施中,表1给出了各桥臂f1频率(第一交流端口电压频率)电压分量的幅值,从表中可以看出,Pu桥臂f1频率电压分量与Pm和Pl桥臂的f1频率电压分量互为差模分量,与Qu和Ql桥臂的f1频率电压分量互为共模分量,注入f1频率的环流,可以实现Pu桥臂与Pm、Pl、Qu和Ql桥臂的能量交换,环流的作用为实现桥臂Pu、Pm、Pl、Qu和Ql的能量平衡。
表1(各桥臂f1频率(第一交流端口电压频率)电压分量):
Pu -7/5 Qu -7/30
Pm 1/3 Qm 2/3
Pl 7/30 Ql -13/30
在具体实施中,表2给出了各桥臂f2频率(第二交流端口电压频率)电压分量的幅值,从表中可以看出,Qm桥臂f2频率电压分量与Qu和Ql桥臂的f2频率电压分量互为差模分量,与Pu桥臂的f2频率电压分量互为共模分量,注入f2频率的环流,可以实现Qm桥臂与Pu、Qu和Ql桥臂的能量交换,环流的作用为实现桥臂Pu、Qu、Qm和Ql的能量平衡。
表2(各桥臂f2频率(第二交流端口电压频率)电压分量):
Pu -7/5 Qu 3/5
Pm 1 Qm -2
Pl 2/5 Ql 7/5
在具体实施中,在得到各个频率的环流分量后,交流环流的方向确定正负极性后,可以得到六边形三端口SST的总环流icir
icir=Idc_cir+io1_cir-io2_cir
其中,Idc_cir表示直流环流大小,io1_cir表示频率为f1时的交流环流大小,io2_cir表示频率为f2时的交流环流大小。
在具体实施中,在环流控制中,通过注入三种频率的循环电流,实现桥臂间的能量交换。通过对桥臂Pu和Qm的电容电压进行闭环控制,得到两种频率的环流。因此,可在其余四个桥臂中加入比例控制,对桥臂电容电压的偏差进行修正。
参阅图8(a)、图8(b)、图8(c)和图8(d),其分别为四种本发明提供的基于环流注入的六边形固态变压器拓扑的功率补给举例示意图。
在具体实施中,图8(a)至图8(d),其为基于“有用”环流注入的六边形拓扑功率补给方式举例。在六边形三端口SST中,环流仅在拓扑内部流动,实现桥臂间的功率交换,不会对端口电流产生影响
参阅图9(a)和图9(b),其分别为本发明提供的左右主桥臂(P相和Q相)电容电压平衡控制示意图和子模块电容电压平衡控制示意图,其中,Udc表示直流电压,Uref表示桥臂电容电压的参考值,Uc_ave表示桥臂电容电压的平均值,uref_j表示桥臂第j相电压的参考值,ucjki表示桥臂第j、k或i相的电容电压,uref_(x),x=i,j,k表示桥臂第j、k或i相电压的参考值,icj、i*cj分别表示桥臂第j相的电容电流以及其调制信号大小,iju、ijl分别表示第j相的上、下桥臂的桥臂电流。
在具体实施中,左右主桥臂(p相和q相)电容电压平衡控制(单个子桥臂的电容电压平衡),桥臂电容电压的参考值与实际测到的电容电压平均值进行做差,输入对应的PI控制器,可以得到电容电压的修正分量(桥臂j相电容电压参考值);子模块电容电压平衡控制,桥臂电容电压的参考值与实际测到的j、k或i相的电容电压进行做差,输入对应的PI控制器,可以得到电容电压的修正分量(桥臂j相电容电压参考值)。
在具体实施中,控制部分包含左右桥臂平衡控制以及子模块平衡控制,调制策略采用具有较高等效开关频率的共载波调制技术来产生各个子模块的开关信号。在该调制技术下,各个子模块开关频率相同,有利于均衡各个子模块的开关损耗。
在具体实施中,子模块的电容电压修正分量,以及子桥臂的电容电压修正分量,还可以进行归一化处理,桥臂电压表达式是占空比的表达式幅值的Udc/2倍。
参阅图10(a)和图10(b),其分别为第一交流端口和第二交流端口的输出电压和输出电流的仿真示意图,参阅图10(c),其为本发明提供的六边形固态变压器拓扑的上下子桥臂的电容电压仿真示意图,参阅图10(d),其为本发明提供的六边形固态变压器拓扑的中间子桥臂的电容电压仿真示意图。
在具体实施中,按本发明所述的拓扑结构搭建仿真,得到六边形三端口拓扑输出同频交流电压仿真波形。结果表明,当两个交流端口同时输出基频交流电压,且相位不同时,加入上述所提的电容电压平衡控制的效果表明,上、中、下桥臂电容电压均能稳定在额定值,有利验证了本发明提供的拓扑及其控制方案的可行性。
参阅图11(a)、图11(b)和图11(c),其分别为本发明提供的六边形固态变压器拓扑的左主桥臂的上、中、下子桥臂的电容电压示意图。
参阅图12(a)、图12(b)和图12(c),其分别为本发明提供的六边形固态变压器拓扑的直流端口、低频交流端口和高频交流端口的电流示意图
参阅图13(a)、图13(b)和图13(c),其分别为本发明提供的六边形固态变压器拓扑的右主桥臂的上、中、下子桥臂的电容电压示意图。
使用上述公式给出的参数对六边形三端口SST进行了仿真验证,将两交流端口输出电压的幅值设置为1500,f1=50Hz,f2=500Hz,io1幅值设置为450,io2幅值设置为300。
本发明还提供一种六边形固态变压器拓扑控制装置,包括:子模块总电容电压平衡单元、基于环流注入的子桥臂间电容电压平衡单元、单个子桥臂电容电压平衡单元、单个子模块电容电压平衡单元和控制单元,其中,对于本发明提供的任一项的六边形固态变压器拓扑:所述子模块总电容电压平衡单元,用于基于六边形变换器的子模块总电容电压平衡,通过对应的PI控制器输出并控制直流端口电流参考值;所述基于环流注入的子桥臂间电容电压平衡单元,用于基于六边形变换器环流注入的子桥臂间电容电压平衡,输出环流电流参考值;所述单个子桥臂电容电压平衡单元,用于基于单个子桥臂的电容电压平衡,通过对应的PI控制器输出并控制子桥臂的电容电压修正分量;所述单个子模块电容电压平衡单元,用于基于单个子模块的电容电压平衡,通过对应的PI控制器输出并控制子模块的电容电压修正分量;所述控制单元,用于通过向六边形变换器,注入直流端口电流参考值和环流电流参考值,并通过子桥臂的电容电压修正分量和子模块的电容电压修正分量,对子桥臂的电容电压进行偏差修正。
在具体实施中,六边形固态变压器拓扑控制装置中的单元模块,执行的方法、步骤或功能,可以参考六边形固态变压器拓扑控制方法中的方法、步骤或功能。

Claims (10)

1.一种六边形固态变压器拓扑,其特征在于,包括:六边形变换器、中压直流端口和交流端口,其中:
所述六边形变换器,包括第一主桥臂和第二主桥臂,第一主桥臂和第二桥臂并联,并联点为第一并联点和第二并联点;第一主桥臂包括三个子桥臂,三个子桥臂串联,串联点为端点P1和端点P2;第二主桥臂包括三个子桥臂,三个子桥臂串联,串联点为端点Q1和端点Q2;第一主桥臂的三个子桥臂,和第二主桥臂的三个子桥臂上,均包括子模块;
所述中压直流端口,分别与第一并联点和第二并联点连接;
所述交流端口,包括第一交流端口和第二交流端口,端点P1和端点Q2配对形成第一交流端口,端点P2和端点Q1配对形成第二交流端口。
2.根据权利要求1所述的六边形固态变压器拓扑,其特征在于,第一交流端口和第二交流端口中的一个,配置为高频交流端口,另一个配置为低频交流端口。
3.根据权利要求2所述的六边形固态变压器拓扑,其特征在于,还包括中间侧变换器,所述中间侧变换器包括单相变压器和整流器,单相变压器原边与对应的交流端口连接,单相变压器副边与整流器的输入端连接。
4.根据权利要求3所述的六边形固态变压器拓扑,其特征在于,所述单相变压器原边与高频交流端口连接。
5.根据权利要求3所述的六边形固态变压器拓扑,其特征在于,还包括低压侧逆变器,所述低压侧逆变器的输入端与单相变压器副边连接。
6.根据权利要求5所述的六边形固态变压器拓扑,其特征在于,所述子模块包括开关管和电容;在电压不含直流分量的子桥臂上,子模块的结构为全桥结构。
7.根据权利要求1所述的六边形固态变压器拓扑,其特征在于,所述第一主桥臂中的子桥臂按照位置顺序依次为子桥臂Pu、子桥臂Pm和子桥臂Pl,所述第二主桥臂中的子桥臂按照位置顺序依次为子桥臂Qu、子桥臂Qm和子桥臂Ql,其中,子桥臂Pu上靠近第一并联点侧设置有电感,子桥臂Pl上靠近端点P2侧设置有电感,子桥臂Qu上靠近端点Q1侧设置有电感,子桥臂Ql上靠近第二并联点侧设置有电感。
8.一种六边形固态变压器拓扑控制方法,其特征在于,对于根据权利要求1至7任一项所述的六边形固态变压器拓扑,电容电压平衡控制包括:基于六边形变换器的子模块总电容电压平衡,通过对应的PI控制器输出并控制直流端口电流参考值;基于六边形变换器环流注入的子桥臂间电容电压平衡,输出环流电流参考值;基于单个子桥臂的电容电压平衡,通过对应的PI控制器输出并控制子桥臂的电容电压修正分量;基于单个子模块的电容电压平衡,通过对应的PI控制器输出并控制子模块的电容电压修正分量;
通过向六边形变换器,注入直流端口电流参考值和环流电流参考值,并通过子桥臂的电容电压修正分量和子模块的电容电压修正分量,对子桥臂的电容电压进行偏差修正。
9.根据权利要求8所述的六边形固态变压器拓扑控制方法,其特征在于,所述基于六边形变换器环流注入的子桥臂间电容电压平衡,输出环流电流参考值,包括:
计算第一主桥臂中子桥臂中的电容电压平均值,得到第一平均值,计算第二主桥臂中子桥臂的电容电压平均值,得到第二平均值,第一平均值和第二平均值做差,通过对应的PI控制器输出并控制直流环流的电流参考值;
对于交流端口的频率,筛选对应频率下参与功率交换的特定子桥臂,将特定子桥臂中子模块的电容电压实际平均值,和第一主桥臂或第二主桥臂的电压参考平均值做差,通过对应的PI控制器输出并控制对应频率的交流环流的电流参考值;
基于交流环流的方向确定正负极性后,叠加各频率的交流环流的电流参考值,之后再叠加直流环流的电流参考值,得到环流电流参考值。
10.一种六边形固态变压器拓扑控制装置,其特征在于,包括:子模块总电容电压平衡单元、基于环流注入的子桥臂间电容电压平衡单元、单个子桥臂电容电压平衡单元、单个子模块电容电压平衡单元和控制单元,其中,对于根据权利要求1至7任一项所述的六边形固态变压器拓扑:
所述子模块总电容电压平衡单元,用于基于六边形变换器的子模块总电容电压平衡,通过对应的PI控制器输出并控制直流端口电流参考值;
所述基于环流注入的子桥臂间电容电压平衡单元,用于基于六边形变换器环流注入的子桥臂间电容电压平衡,输出环流电流参考值;
所述单个子桥臂电容电压平衡单元,用于基于单个子桥臂的电容电压平衡,通过对应的PI控制器输出并控制子桥臂的电容电压修正分量;
所述单个子模块电容电压平衡单元,用于基于单个子模块的电容电压平衡,通过对应的PI控制器输出并控制子模块的电容电压修正分量;
所述控制单元,用于通过向六边形变换器,注入直流端口电流参考值和环流电流参考值,并通过子桥臂的电容电压修正分量和子模块的电容电压修正分量,对子桥臂的电容电压进行偏差修正。
CN202410241351.5A 2024-03-04 2024-03-04 六边形固态变压器拓扑、控制方法和装置 Pending CN118117905A (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202410241351.5A CN118117905A (zh) 2024-03-04 2024-03-04 六边形固态变压器拓扑、控制方法和装置

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202410241351.5A CN118117905A (zh) 2024-03-04 2024-03-04 六边形固态变压器拓扑、控制方法和装置

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN118117905A true CN118117905A (zh) 2024-05-31

Family

ID=91211813

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202410241351.5A Pending CN118117905A (zh) 2024-03-04 2024-03-04 六边形固态变压器拓扑、控制方法和装置

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN118117905A (zh)

Similar Documents

Publication Publication Date Title
Qanbari et al. Single-source three-phase multilevel inverter assembled by three-phase two-level inverter and two single-phase cascaded H-bridge inverters
Prieto-Araujo et al. Control design of Modular Multilevel Converters in normal and AC fault conditions for HVDC grids
Li et al. DC/DC converter for bipolar LVdc system with integrated voltage balance capability
CN113364311B (zh) 一种多中压交流端口固态变压器及其控制方法
Li et al. Design and implementation of four-port megawatt-level high-frequency-bus based power electronic transformer
Chen et al. Low-frequency common-mode voltage control for systems interconnected with power converters
Chivite-Zabalza et al. A large power, low-switching-frequency voltage source converter for FACTS applications with low effects on the transmission line
Xia et al. Modeling and analysis of circulating currents among input-parallel output-parallel nonisolated converters
CN111416529A (zh) 模块化多电平固态变压器及其子模块功率均衡控制方法
CN113346764B (zh) 一种基于高频磁耦合模块的中压变流器拓扑结构
CN109980948A (zh) 一种三相间耦合五端口电力电子变压器
CN105305843A (zh) 一种三相串联半h桥型模块化多电平直流换流器及其控制方法
Liu et al. Current discrepancy mitigation of input-parallel output-parallel dual-active-bridge converters using coupled inductors
CN111817599A (zh) 多端口电能路由器及其控制方法
CN110022077B (zh) 面向交直流混合配电网的功率复合型模块化多电平固态变压器拓扑结构
CN112953254A (zh) 一种三相电力电子变压器拓扑及其控制方法
Kish et al. A comparison of modular multilevel energy conversion processes: DC/AC versus DC/DC
Phukan et al. Design and optimization of a highly integrated modular filter building block for three-level grid tied converters
Pan et al. Decoupling capacitor minimization of an MMC-based photovoltaic system with three-winding power channel
Teng et al. Common high-frequency bus-based cascaded multilevel solid-state transformer with ripple and unbalance power decoupling channel
Acero et al. Dc-MMC for the interconnection of HVDC grids with different line topologies
CN110829845A (zh) 具有功率自平衡能力的电力电子变压器拓扑及其控制方法
Lai et al. Isolated Bipolar Modular Multilevel DC-DC Converter with Self-balancing Capability for Interconnection of MVDC and LVDC Grids
Li et al. Comparative study on the operating area of M 3 C and B2B MMC for soft open point application
Pirouz et al. New transformerless STATCOM topology for compensating unbalanced medium-voltage loads

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination