CN118056141A - 具有采样的架构的金属检测器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及磁检测技术领域。特别地，本发明涉及一种用于检测暴露于磁检测场的至少一个金属物体的金属检测器(100)。本发明提供了一种使用具有采样架构的接收器的金属检测器。特别地，在这种类型的架构中，采样操作与量化和编码操作分开。相比之下，在常规架构中，通常在模数转换器(ADC)上并行执行这三个操作。在采样架构的上下文中，对接收信号直接执行采样，并且在离散时间中执行大多数信号处理(例如，通过使用具有用于切换目的的MOS开关的开关电容器系统)。

Description

具有采样的架构的金属检测器

技术领域

本发明涉及磁检测的技术领域。特别地，本发明涉及一种用于检测暴露于检测磁场的至少一个金属物体的金属检测器。

背景技术

金属检测器主要用于安全领域，用于机场以检测隐藏在飞机乘客身上的武器，用于军事领域以进行扫雷，用于休闲以搜索各种掩埋物体，或用于考古学以搜索古董。

在最广泛的金属检测器系列中，存在所谓的“无源”金属检测器和所谓的“有源”金属检测器。

无源金属检测器感测并评估地球磁场的变形，而有源金属检测器在其传输阶段生成在金属中感应涡电流的电磁场。

在描述作为本发明的主题的有源检测器的示例之前，我们将简要描述无源金属检测器的示例。

磁力计是不传输任何信号的无源检测器。特别地，考虑到地球的磁场本质上是均匀的，它检测均匀性的断裂。因此，被地球场磁化的任何金属颗粒根据其尺寸、其位置及其冶金属性，而或多或少地强烈破坏这种均匀性。磁力计的基本原理是基于两个线圈，这两个线圈对磁场敏感并且以相反的相位安装，以便给出磁场的零电测量。如果这些线圈中的一个遇到击穿场(disruptive field)，则差停止为零，这生成电压，使得可能定位和辨别金属物体。

有源检测器特别地包括拍频振荡器(BFO)、感应平衡(IB)和脉冲感应(PI)检测器。

在BFO检测器中，使用振荡器，其是谐振电路，其中传感器的线圈作为电感。金属物体的存在改变电感并因此改变振荡器的频率。通过与相邻频率混合来分析该频率使得可能指示金属的存在。在这种情况下，传感器的线圈同时用作发送器和接收器。

在检测器1B中，使用至少两个线圈。一个被称为发送器，并且由重复发电机供电，而另一个是接收器。这两个线圈被布置成使得它们的互耦(它们的互感)为零(或尽可能低)。与被布置成使得两个线圈(初级和次级)之间的耦接处于最大值的电力变压器不同，当发射线圈操作时，接收线圈理想地不传递信号。感应平衡的构造基于由线圈感应的磁场的对称属性。一旦金属物体浸入该磁场中，平衡就被破坏，并且接收线圈传递信号。该信号相对于激励场是异相的。对其相位和/或其增益的分析使得可能检测金属物体的存在和性质。该检测器由于其有益的特征而被非常普遍地使用。它通常在贵金属的寻找者中、在沙滩拾荒者中、以及在建筑行业中当搜索埋设的管道或电缆通道时发现。

最后，PI检测器操作两次。在第一阶段中，感应出脉冲磁场。这通常是实脉冲(狄拉克)的近似。由场包围的金属部分是涡电流的轨迹。一旦激励结束，涡电流就松弛(随时间减小以达到零值)。这些涡电流感应磁场，次级或反向感应场，其由检测器在称为收听阶段的第二阶段期间测量。在该阶段期间，线圈的端子两端感应的电压极低，通常为几mV至小于1μV。通常，检测器实现平均机制，其在几个脉冲上累积信号以提高信噪比。检测器通过音频信号转录该平均值。该检测器的特征在于对铁磁体(只要它们是不良导体，例如氧化铁)的灵敏度非常低，并且对其他具有更好的灵敏度。单个线圈可以用作发送器和接收器，或者它们可以是分开的。用于读取和解释信号的外围电路的增加的复杂性使得该传感器的成本更高。这种检测器的应用包括淘金和扫雷。

换句话说，为了定位和辨别给定监视区域中的金属物体，有源金属检测器使用利用磁感应的物理现象的发送器-接收器系统(具有一个或多个线圈)。

实际上，发送器被配置为通过发送器线圈在监视区域中发射时间相关的初级磁场。然后，接收器被配置为通过接收器线圈测量次级磁场，该次级磁场由存在于所述初级磁场的影响区域中的任何金属物体中感应的涡电流产生(也使用术语“剩余磁化”)。

由于该系统，监视区域内的次级磁场的检测指示监视区域内存在至少一个金属物体。

实际上，检测操作包括在接收器处对实际接收信号进行滤波、放大、解调和辨别，该实际接收信号作为时间的函数而变化，并且接收器线圈接收该实际接收信号。

通常，解调操作可以在频域中(然后使用术语频域或FD检测器)或在时域中(然后使用术语时域或TD检测器)进行以用于辨别。

在FD检测器的特殊情况下，发送器通常用一个或多个正弦交流电流为发送器线圈供电，以建立在一个或多个传输频率上传输的一个或多个磁场(然后使用术语正弦检测器或CW(连续波)检测器)。因此，FD检测器接收器通过辨别基本上等于传输频率的一个或多个检测频率的幅度和相位，来执行解调操作。

CW接收器可以在检测信道或几个检测信道上接收接收信号。

术语“检测信道”应理解为意指电磁波的频率范围。

以已知的方式，每个检测信道具有特定的检测频率f_D(也已知为载波频率)，其对应于检测信道的频率范围的中心频率。

在第一示例中，从VLF(甚低频)频带中选择一个或多个检测频率。

术语“VLF信号”是所谓的甚低频带，即大约在3kHz和30kHz之间。

在第二示例中，从eVLF(扩展甚低频)频带中选择一个或多个检测频率。

术语“eVLF信号”应当被理解为意指被称为扩展甚低频的频率，即大约在20Hz和200kHz之间。

通常，检测信道的“带宽”是指包含在最小频率和最大频率之间的检测信道的频率范围的宽度。

实际上，检测信道的带宽被称为“窄”，因为与接收信号的带宽相比，检测信道的中心频率非常高。例如，在金属检测器的领域中，检测信道的带宽由目标相对于检测器的相对位移速度确定，并且很少超过100Hz。

图1示出了由金属检测器的接收器线圈接收的实际接收信号s(t)的接收频谱。在图1的示例中，接收信号s(t)通过十个信道CH1到CH10信道接收。特别地，每个信道CH1到CH10具有第一对应检测频率f_d1到f_d10和对应带宽B₁到B₁₀。实际上，带宽B₁到B₁₀相等。

实际上，为了便于解调操作，进行布置以获得具有两个单独信道的接收信号(然后使用术语“IQ信号”，I是同相分量，Q是正交分量)。这种信号形式的优点之一是它代表接收信号的整个频谱而没有信息丢失。此外，在检测器中，I和Q分量可以用于确定金属物体的电抗部分和电阻部分，并且其方式使得能够识别构成金属物体的金属。

在示例中，IQ信号的两个信道是相位正交的。在实践中，IQ信号是以以下数学形式表示的复信号：

[数学式1]

IQ信号＝A*exp(j*α)

A是其振幅并且α是其相位。

然后可以将公式[数学式1]分解如下：

[数学式2]

IQ信号＝A*cos(α)+j*A*sin(α)

然后，公式[数学式2]可以简化如下：

[数学式3]

IQ信号＝I+jQ

其中I＝A*cos(α)并且Q＝A*cos(α)。

最后，利用由公式[数学式3]表示的IQ信号，可以容易地恢复振幅和相位。

具体地，使用以下公式获得振幅：

[数学式4]

此外，可以使用下式之一获得相位：

[数学式5]

其中[·]是模函数；

[数学式6]

α＝arg(I+j*Q)＝atani2(I，Q)

其中atan2(·)是返回两个变量x和y的比率的反正切的已知函数，以弧度表示，在-π和π之间(包括端值)。

当然，还可以设想使用不同于正交分离的另一双射基础，特别是使用不同于的相位分离。

在现有技术的CW检测器的示例中，单频实接收信号s(t)采用以下数学形式：

[数学式7]

s(t)＝A(t)*cos(2×π×f_D×t+α(t))，

其中A是其振幅，f_D是其检测频率，t是时间，并且α是其相位。

在多频接收信号的情况下，这对应于几个单频接收信号s(t)的总和。

为了简化公式[数学式7]，通常将2×π×f_D压缩成ω，ω对应于信号的角脉冲，其几乎是时间不变的。在这种情况下，公式[数学式7]可以重写如下：

[数学式8]

s(t)＝A(t)*cos(ω*t+α(t))

接下来，分开提取s(t)的通道I和Q。

为了提取信道I，执行以下操作：

[数学式9]

然后，将低通滤波器应用于公式[数学式9]的结果，该低通滤波器抑制该频率2×f_D处的信号以获得

为了提取通道Q，执行以下操作：

[数学式10]

然后，将低通滤波器应用于公式[数学式10]的结果，该低通滤波器抑制该频率2×f_D处的信号以获得：

以已知的方式，为了简化数字系统中的计算，将函数cos(·)和sin(·)可以采用的不同值存储在存储器中。然后使用混频器执行乘法。然而，这样的架构消耗大量的存储器和计算能力。

因此，需要提供一种不消耗大量存储器和计算能力的替代解调解决方案。

发明内容

本发明旨在至少部分地满足这些需求。

本发明特别涉及一种用于检测暴露于检测磁场的至少一个金属物体的金属检测器。

特别地，该金属检测器包括：

-至少一个接收线圈，所述至少一个接收线圈被布置成接收称为接收信号s(t)的磁场信号，所述接收信号s(t)表示所述检测磁场在所述金属物体的影响下的至少一个修改，所述接收信号s(t)包括给定带宽的至少一个检测信道，每个检测信道与单独的检测频率f_D相关联，以及

-至少一个采样架构接收器，其耦接到接收线圈，

其中，

-所述采样架构接收器包括被称为第一采样器的非量化类型的第一采样设备，其被配置为以遵守奈奎斯特-香农带宽采样定理的第一采样频率f1，对接收信号s(t)或作为接收信号的导数的信号|s(t)|、|s(t)^*|、|s’[t]|、|s′[t]^*|、|s′₊[t]|进行采样，使得

-传递被称为第一采样信号s[t]的离散时间信号，该第一采样信号在频谱域中对应于接收信号s(t)的复制信号或作为接收信号的导数的信号s′[t]的复制信号，以及

-将所述接收信号s(t)频率变换到小于所述检测频率f_D的第一中频。

在第一实施例中，采样架构接收器还包括实数-复数转换设备，该实数-复数转换设备耦接在第一采样器的下游，并且该实数-复数转换设备被配置为将第一采样信号s[t]、s”[t]转换为具有同相分量I[t]和正交分量Q[t]的复信号s[t]^*、s”[t]^*。

在该第一实施例的实施方式中，第一采样频率f1遵循以下关系：

其中f_D是接收信号s(t)的检测信道的检测频率，n是自然整数和f1是第一采样频率。

此外，在该第一实施例的实施方式中，所述实数-复数转换设备包括第一离散时间混频器、第二离散时间混频器、离散时间低通滤波器，所述离散时间低通滤波器被耦接：

-在所述第一离散时间混频器的下游，以便传递所述同相分量I[t]，以及

-在所述第二离散时间混频器的下游，以便传递所述正交分量Q[t]。

在第二实施例中，所述采样架构接收器还包括耦接在第一采样器上游的连续时间抗混叠滤波器，该连续时间抗混叠滤波器具有这样的带宽，该带宽被配置为以与接收信号s(t)相关联的检测频率中的至少任何一个检测频率为中心，以便将接收信号s(t)的带宽限制在所述检测频率中的至少任何一个检测频率周围，并传递滤波后的接收信号|s(t)|。

在第三实施例中，所述采样架构接收器还包括，

-非量化类型的第二采样设备，其耦接在所述第一采样器的上游，以及

-离散时间抗混叠滤波器，其耦接在所述第一采样器和所述第二采样器之间。

此外，在该第三实施例中，

-所述第二采样器被配置为以遵循奈奎斯特-香农带宽采样定理的第二采样频率f2对所述接收信号s(t)进行采样，以便传递被称为第二采样信号s′[t]的作为所述接收信号的导数的信号，所述第二采样信号在频谱域中对应于所述接收信号s(t)的复制信号，以及

-所述离散时间抗混叠滤波器具有这样的带宽，该带宽被配置为以与接收信号s(t)相关联的检测频率中的至少任何一个检测频率为中心，以便将第二采样信号s′[t]的带宽限制在所述检测频率中的至少任何一个检测频率周围，并且传递采样和滤波后的接收信号|s’[t]|。

最后，在该第三实施例中，第二采样频率f2还被配置为将接收信号s(t)频率变换到大于第一中频并且小于或等于检测频率f_D的第二中频。

在第三实施例的实施方式中，所述金属检测器还包括耦接在第二采样器和离散时间抗混叠滤波器之间的非量化类型的过采样设备，称为过采样器。

在第二实施例和第三实施例的特定实施方式中，所述连续时间抗混叠滤波器和/或离散时间抗混叠滤波器是复带通类型的滤波器，其被配置为将接收信号s(t)或作为接收信号的导数的信号s′[t]转换为具有同相分量I[t]和正交分量Q[t]的经滤波的复信号|s(t)^*|、|s′[t]^*|。

在第四实施例中，所述采样架构接收器还包括量化器和编码器，所述量化器以这样的方式量化第一采样信号s[t]和/或第二采样信号s′[t]以传递量化信号，所述编码器被配置为以这样的方式编码所量化的信号以传递数字信号。

在第五实施例中，从VLF频带和eVLF频带中选择一个或多个检测频率。

在第六实施例中，所述金属检测器还包括布置为生成所述检测磁场的至少一个发射线圈。

在第七实施例中，所述金属检测器还包括若干采样架构接收器，其中每个采样架构接收器被配置为以特定检测频率f_D处理接收信号s(t)。

在第八实施例中，所述金属检测器还包括用于自动地或在用户的命令下选择一个或多个检测频率的部件。

在第九实施例中，所述金属检测器还包括，

-支撑杆，

-检测头，所述检测头设置在所述支撑杆的一端，并且被配置为容纳所述接收线圈和/或所述发射线圈，以及

-至少一个处理器，所述至少一个处理器耦接到所述检测头，并且被配置为管理所述检测头的操作并利用来自所述检测头的信息。

附图说明

通过阅读以下描述并参考附图，将更好地理解本发明的其他特征和优点，附图通过说明而非限制的方式给出。

[图1]图1示出了实际接收信号的两个接收频率的频谱。

[图2]图2示出了金属检测器。

[图3]图3示出了根据本发明的图2的金属检测器的接收器。

[图4]图4示出了奈奎斯特-香农带宽采样定理的图示。

[图5]图5示出了图4的接收器的实数-复数转换设备。

[图6]图6示出了图2的金属检测器的接收器的实施例。

[图7]图7示出了图6的实施例的变型。

[图8]图8示出了图2的金属检测器的接收器的另一实施例。

[图9]图9示出了图8的实施例的第一变型。

[图10]图10示出了图8的实施例的第二变型。

[图11]图11示出了图8的实施例的第三变型。

在不同的附图中，虚线和箭头指示可选的元件、步骤和顺序。

具体实施方式

本发明的目的之一是提供一种金属检测器，其提供不消耗太多存储器和计算能力的替代解调解决方案。

为此，发明人提供了一种金属检测器，其使用采样架构接收器，其中通过子采样执行频率变换，这使用奈奎斯特-香农带宽采样定理来受控地利用频谱混叠(这意味着它不寻求避免频谱混叠)。

因此，与现有技术不同，不必使用混频器(即，执行接收信号与本地振荡器的乘法)来执行频率变换。

然而，已知的是，在接收器架构中使用混频器消耗大量的存储器和/或计算能力。

特别地，在采样架构接收器中，采样操作与量化和编码操作分开。相比之下，在常规架构中，这三个操作通常在模数转换器(或ADC)中并行执行。

在采样架构的上下文中，直接对接收信号执行采样，并且信号的大部分处理在离散时间内进行(例如，使用具有用于切换的MOS开关的开关电容器系统)。

术语“离散时间”是指表示由有限时间窗口中的可数集定义的时间的值的字段。为了简化对本文档的理解，将认为离散时间周期是固定的。

在本说明书中，根据本发明的金属检测器将被认为是FD检测器。

因此，本发明涉及一种用于检测至少一个金属物体的金属检测器。

在本发明中，所述金属物体暴露于检测磁场，例如由金属检测器的发射线圈生成的检测磁场。

特别地，所述检测磁场使得可能磁化金属物体。

在本发明中，所述金属检测器包括至少一个接收线圈和耦接到接收线圈的至少一个接收器。

因此，本发明还覆盖一种金属检测器，其包括两个或更多个接收线圈和/或两个或更多个接收器。

当然，本发明还包括多信道系统(即，多频率)，该系统包括根据本发明的几个接收机。

因此，本发明覆盖使用两个、三个、四个、五个或更多个检测频率的多信道金属检测器。

图2示出了金属检测器100，其包括接收线圈110和采样架构接收器120。

特别地，已知类型的接收线圈110被布置为接收磁场信号，称为接收信号。

特别地，接收线圈110被配置为在发射线圈(未示出)磁化金属物体之后感测金属物体的剩余磁化。

图2示出了接收线圈110，其接收接收信号s(t)，其中t表示时间。

实际上，接收信号s(t)是连续时间实模拟信号。

术语“连续时间”应理解为表示由有限时间窗口中的不可数集定义的时间的值的字段。

此外，接收信号s(t)表示检测磁场在金属物体的影响下的至少一个修改。

换句话说，金属物体修改检测磁场，并且接收信号s(t)调制磁场的这种修改。

以已知的方式，在将放大的接收信号传递到采样架构接收器120之前，用低噪声放大器(LNA)放大接收信号s(t)。

在本发明中，采样架构接收器120包括非量化器类型的第一采样设备，称为第一采样器。

图3示出了包括第一采样器121的采样架构接收器120。

实际上，第一采样器121是已知类型的采样设备，但不一定包括量化操作或编码操作。

例如，第一采样器121可以是没有量化操作和编码操作的采样和保持电路。

在本发明中，第一采样器121被配置为以第一采样频率对接收信号s(t)进行采样，该第一采样频率遵循奈奎斯特-香农带宽采样定理(也已知为带通采样或欠采样或子采样或下采样或亚奈奎斯特或超奈奎斯特或谐波采样)。

提醒一下，奈奎斯特-香农带宽采样定理是应用于窄带信号的“经典”奈奎斯特-香农定理的扩展。即，作为带宽的函数而不是作为接收信号s(t)的最大频率的函数，来执行采样。

图4示出了用于界定在f_L和f_H之间的带宽信号的这个定理。

实际上，该定理表明，如果信号的采样频率f_S至少等于信号带宽的宽度的两倍(即，f_L与f_H之间的频带)，则可能重构信号。因此，根据这个定理，可以有意地对信号进行频谱混叠，使得其频谱混叠中的至少一个然后被变换到中频或基带中。在实践中，有用信号被变换到基带和采样频率的一半(即，)之间的中频F_i。

换句话说，奈奎斯特-香农带宽采样定理使得可能在采样频率大于实信号的信号带宽的至少两倍和复信号的带宽的至少一倍的条件下，通过以比给定频率更低的频率进行采样，在给定频率周围变换或解调窄带信号。这是因为发现这种采样信号的频谱在采样频率的倍数周围是重复的而没有叠加。在这些混叠中，位于基带中或靠近基带的混叠使得可能在不使用混频器的情况下执行带宽信号的解调。

通过扩展，注意，在本发明使用奈奎斯特-香农带宽采样定理的情况下，采样频率f_S必须小于检测频率f_D用于复制品经历频率变换。

在第一特定实施方式中，遵守以下条件：f_S≤2×f_D.

在第一特定实施方式的第一方面，遵守以下条件：f_S≤f_D.

在第一特定实施方式的第二方面，遵守以下条件：f_S＜f_D

在第二特定实施方式中，遵守以下条件：量的值不是整数。

在第二特定实施方式的一个方面，遵守以下条件：量的值不是整数。

因此，实际上，在本发明中，必须遵守奈奎斯特-香农带宽采样定理，但最重要的是，不能遵守“经典的”奈奎斯特-香农采样定理。这是因为，如果遵守“经典的”奈奎斯特-香农采样定理，则不可能具有频率变换。

在本发明的上下文中，图3示出了使用采样频率的第一采样器121，选择该采样频率f1以便遵守如上所述的用于实信号的奈奎斯特-香农带宽采样定理。

特别地，第一采样频率f1的选择允许第一采样器121传递离散时间信号，称为第一采样信号，其在频谱域中对应于接收信号s(t)的复制信号。

为此，在本发明中，采样频率f1严格小于检测频率f_D。

实际上，复制信号包括接收信号s(t)的频谱复制。

图3示出了第一采样器121，其响应于接收信号s(t)的接收并作为第一采样频率f1的函数，来传递第一采样信号s[t]。

实际上，第一采样信号s[t]是离散时间模拟采样信号。如上所述，这样的信号尚未被量化，而是仅被采样。相比之下，在常规架构中，模拟信号保持在连续时间基础上，直到在模数转换器中被量化。

此外，对于每个检测信道，第一采样频率f1的选择允许第一采样器121将接收信号s(t)频率变换到小于检测信道的检测频率f_D的第一中频。

实际上，可以在基带中找到该第一中频。

在本发明的第一特定实施方式中，使用灵活且可配置的第一采样信号s[t]的信号处理技术可能是有利的。

为此，采样架构接收器120还包括使用离散时间模拟信号处理技术的第一采样信号s[t]的处理部件(未示出)。

例如，可以使用具有用于切换的MOS开关的开关电容器系统。

在本发明的第二特定实施方式中，例如用处理器对第一采样信号s[t]进行数字处理可能是有利的。

为此，采样架构接收器120还包括量化器(未示出)和编码器(未示出)。

特别地，耦接在第一采样器121下游的量化器被配置为以这样的方式量化第一采样信号s[t]，以便传递量化信号。此外，耦接在量化器下游的编码器被配置为以这样的方式对量化信号进行编码，以便传递数字信号。

当然，可以设想将量化器和编码器组合在单个设备中，并且这样做不需要对本发明进行任何实质性修改。

在本发明的第三特定实施方式中，将第一采样信号s[t]转换为IQ信号类型的复信号是有利的，并且这样做是为了简化其处理。在这种情况下，采样信号s[t]将优选地处于中频。

为此，如图3所示，采样架构接收器120还包括耦接在第一采样器121下游的实数-复数转换设备122。

特别地，实数-复数转换设备122被配置为将作为实信号的第一采样信号s[t]转换为如上所述IQ信号类型的复信号。

在图3中，实数-复数转换设备122响应于第一采样信号s[t]的接收而传递复信号s[t]^*。特别地，复信号s[t]^*包括同相分量I[t]和正交分量Q[t]。

当然，可以规定实数-复数转换设备122仅传递同相分量I[t]并省略正交分量Q[t]。

在本发明的第三特定实施方式的实施例中，对于实数-复数转换设备122使用简单且有效的结构可能是有利的。

为此，如图5所示，实数-复数转换设备122包括第一离散时间混频器1221、第二离散时间混频器1222和至少一个离散时间低通滤波器1223。

实际上，第一离散时间混频器1221和离散时间低通滤波器1223被配置为针对第一采样信号s[t]的每个样本传递复信号s[t]^*的同相分量I[t]。而第二离散时间混频器1222和离散时间低通滤波器1223被配置为针对第一采样信号s[t]的每个样本传递复信号s[t]^*的正交分量Q[t]。

当然，可以规定使用两个低通滤波器而不是单个低通滤波器。在这种情况下，第一离散时间低通滤波器可以耦接在第一离散时间混频器1221的下游，以获得复信号s[t]^*的同相分量I[t]。此外，第二离散时间低通滤波器可以耦接在第二离散时间混频器1222的下游，以获得复信号s[t]^*的正交分量Q[t]。

此外，在本发明的第三特定实施方式的实施例中，为了减少处理器级所需的资源，优化第一采样频率f1与带宽的比率以便能够选择尽可能低的第一采样频率f1可能是有利的。

为此，优选地选择采样频率f1，使得其遵守以下关系：

[数学式11]

f_D是接收信号s(t)的检测信道的检测频率，n’是自然整数，f1是第一采样频率，并且n是自然整数。

在公式[数学式11]的第一示例中，可以使用以下关系：

[数学式12]

在这种情况下，可以使用术语“四分之一频带”配置。

在公式[数学式11]的第二示例中，可以使用以下关系：

[数学式13]

在这种情况下，可以使用术语“四分之三频带”配置。

利用根据公式[数学式11]的布置来选择采样频率f1，可以使用第一离散时间混频器和第二离散时间混频器，仅利用以下因子中的乘法系数，来获得复信号s[t]^*的同相分量I[t]和正交分量Q[t]：

-1、0和1。

此外，人们可以设想通过利用例如两个样本的零乘法因子的属性，来执行附加优化。对于某些有限响应滤波器(FIR)拓扑尤其如此。

此外，可以使用其他实数到复数转换技术，例如希尔伯特变换，而不需要对本发明进行实质性修改。

在本发明的第四特定实施方式中，在由第一采样器121执行的采样期间减少混叠噪声的量可能是有利的。此外，如果金属检测器100的发送器同时发送若干频率，则将检测信道的信号与其他检测信道隔离可能是有利的。

为此，采样架构接收器120还包括连续时间抗混叠滤波器。

图6示出了耦接在第一采样器121上游的连续时间抗混叠滤波器123。

特别地，连续时间抗混叠滤波器123被配置为响应于接收信号s(t)的接收，而传递滤波后的接收信号|s(t)|。在这种情况下，第一采样器121响应于滤波后的接收信号|s(t)|的接收而传递第一采样信号s[t]，滤波后的接收信号|s(t)|因此是接收信号s(t)的导数。

此外，连续时间抗混叠滤波器123具有这样的带宽，该带宽被配置为以与接收信号s(t)相关联的至少任何一个检测频率为中心，以便将接收信号s(t)的带宽限制在至少任何一个检测频率周围。

在本发明的第四特定实施方式的第一特定实施例(图6中未示出)中，可以规定在第一采样器121的下游添加实数-复数转换设备122，以将第一采样信号s[t]转换为IQ信号类型的复信号，并且这样做以便于其处理。

在本发明的第四特定实施方式的第二特定实施例中，可以有利地省去上述实数-复数转换设备122。

为此，可以选择连续时间抗混叠滤波器123，使其为复带通类型。因此，除了执行滤波操作之外，这样的滤波器被配置为滤除负频率。然后，由第一采样器121变换的信号可以被变换为如上所述IQ信号类型的复信号。具体地，将不存在实信号固有的负频率的任何混叠。

图7示出了复带通类型的连续时间抗混叠滤波器123，其响应于接收信号s(t)的接收而传递经滤波的复接收信号|s(t)^*|，该经滤波的复接收信号具有同相分量I(t)和正交分量Q[t]。

此外，在图7中，第一采样器121被配置为对经滤波的复接收信号|s(t)^*|进行采样，以便传递包括同相分量I(t)和正交分量Q[t]的复采样信号|s(t)^*|。

在本发明的第五特定实施例中，简化带宽滤波器的配置可能是有利的，特别是在具有可配置的检测频率f_D的系统中和/或在多信道(即，多频率)系统中。

为此，采样架构接收器120还包括非量化类型的第二采样设备、所述第二采样器和离散时间抗混叠滤波器。

图8示出了耦接在第一采样器121和第二采样器124之间的离散时间抗混叠滤波器125。

实际上，第二采样器124被配置为以遵守奈奎斯特-香农带宽采样定理的第二采样频率对接收信号s(t)进行采样，如上面参考第一采样频率f1所描述的。

在特定实施例中，在多信道(即，多频率)系统中，第二采样器124由两个接收信道共享。

图8示出了使用采样频率f2的第二采样器124，选择该采样频率f2以便遵守如上所述的奈奎斯特-香农带宽采样定理。

特别地，第二采样频率f2的选择允许第二采样器124传递离散时间信号，称为第二采样信号，其在频谱域中对应于接收信号s(t)的复制信号。

为此，在本发明中，采样频率f2遵守以下条件：f2＜2×f_D严格小于检测频率f_D。

实际上，复制信号包括接收信号s(t)的频谱复制。

图8示出了第二采样器124，其响应于接收信号s(t)的接收并作为第二采样频率f2的函数来传递第二采样信号s′[t]。

实际上，第二采样信号s′[t]是离散时间模拟采样信号，其是接收信号s(t)的导数。如上所述，这样的信号尚未被量化，而是仅被采样。相比之下，在常规架构中，模拟信号保持在连续时间基础上，直到在模数转换器中量化。

此外，对于每个检测信道，第二采样频率f2的选择允许第二采样器124将接收信号s(t)频率变换到大于第一中频且小于或等于检测频率f_D的第二中频。

此外，离散时间抗混叠滤波器125被配置为响应于第二采样信号s′[t]的接收，而传递经采样和滤波的接收信号|s’[t]|。因此，第一采样器121响应于第二采样和滤波信号|s’[t]|的接收，而传递第一采样信号s”[t]，所述第二采样和滤波信号|s’[t]|是接收信号s(t)的导数。

此外，离散时间抗混叠滤波器125具有这样的带宽，该带宽被配置为以与接收信号s(t)相关联的至少任何一个检测频率为中心，以便将第二采样信号s′[t]的带宽限制在所述至少任何一个检测频率周围。

在本发明的第五特定实施方式的第一实施例中，可能有利的是，将第一采样信号s”[t]转换成IQ信号类型的复信号，以便简化其处理。

为此，如图9所示，采样架构接收器120还包括如上关于图2所述的实数-复数转换设备122，并且其耦接在第一采样器121的下游。

特别地，实数-复数转换设备122被配置为将作为实信号的第一采样信号s”[t]转换为如上所述IQ信号类型的复信号。

在图9中，实数-复数转换设备122响应于第一采样信号s”[t]的接收而传递复信号s″[t]^*。特别地，复信号s″[t]^*包括同相分量I[t]和正交分量Q[t]。

当然，可以规定实数-复数转换设备122仅传递同相分量I(t)并省略正交分量Q[t]。

在本发明的第五特定实施方式的第二实施例中，省略上述实数-复数转换设备122可以是有利的。

为此，可以选择离散时间抗混叠滤波器125，使其为复带通类型。因此，除了执行滤波操作之外，这样的滤波器被配置为滤除负频率。然后，由第二采样器124变换的信号可以被变换为如上所述的IQ信号类型的复信号。具体地，将不存在实信号固有的负频率的混叠。

图10包括与图8相同的元件，并且示出了复带通类型的离散时间抗混叠滤波器125，其响应于第二采样信号s′[t]的接收，而传递经采样和滤波的复接收信号|s′[t]^*|，该复接收信号具有同相分量I[t]和正交分量Q[t]。

此外，在图10中，第一采样器121被配置为对经采样和滤波的复接收信号|s′[t]^*|进行采样，以便传递包括同相分量I[t]和正交分量Q[t]的复采样信号s″[t]^*。

在本发明的第五特定实施方式的第三实施例中，通过第一采样频率f1的分数而不是f1的倍数进行频率变换可能是有利的。

为此，采样架构接收器120还包括非量化类型的过采样设备，称为过采样器。

图11包括与图8相同的元件，并且示出了耦接在第二采样器124和抗混叠滤波器125之间的过采样器126。

过采样器126使得可能根据给定的过采样因子，通过内插和抽取，将第二采样信号s′[t]提升到第三采样频率。

实际上，对于过采样因子N，过采样器126在第二采样信号s′[t]的每个样本之间插入(N-1)个新样本，其值为零。因此，过采样器126在输出端传递这样的信号，其频率比第二采样信号s′[t]的频率高N倍，并且具有由输入信号的傅立叶变换的N个混叠组成的傅立叶变换。

特别地，在图11中，过采样器126(其具有过采样因子N)接收第二采样信号s′[t]，并传递第二采样信号s′[t]的过采样版本s′₊[t]。

此外，离散时间抗混叠滤波器125被配置为响应于第二采样信号s′[t]的接收，而传递经采样和滤波的接收信号|s′₊[t]|。随后，第一采样器121响应于第二采样和滤波信号|s′₊[t]|的接收，而传递第一采样信号s″₊[t]，所述第二采样和滤波信号|s′₊[t]|是接收信号s(t)的导数。

已经描述和说明了本发明。然而，本发明不限于已经描述的实施例的形式。因此，本领域技术人员在阅读说明书和附图时可以推断出其他变型和实施例。

在第一实施例中，金属检测器100还包括被布置为生成检测磁场的至少一个发射线圈。

在第二实施例中，金属检测器包括若干采样架构接收器120，其中每个采样架构接收器120被配置为以特定检测频率f_D处理接收信号s(t)。

在第二实施例的示例中，金属检测器还包括用于自动地或在用户的命令下选择一个或多个检测频率的部件。

在第三实施例中，金属检测器还包括，

-支撑杆，

-检测头，所述检测头设置在所述支撑杆的一端，并且被配置为容纳所述接收线圈和/或所述发射线圈，以及

-至少一个处理器，所述至少一个处理器耦接到所述检测头，并且被配置为管理所述检测头的操作并利用来自所述检测头的信息。

在第三实施例的第一示例中，金属检测器包括一个或更多个处理器。

在第三实施例的第二示例中，金属检测器还包括电子控制单元，以容纳处理器并且设置在支撑杆的另一端。

在第三实施例的第三示例中，金属检测器还包括操作者耳机，该操作者耳机耦接到处理器，并且被配置为向操作者发送表示检测到金属物体的检测音频信号。

本发明可以是除上述之外的许多变型和应用的主题。特别地，除非另有说明，否则上述每个实施方式的不同结构和功能特征不应被认为是彼此组合和/或紧密和/或不可分离地链接，而是相反，作为简单的并置。此外，上述不同实施例的结构和/或功能特征可以全部或部分地是任何不同并置或任何不同组合的主题。

Claims (13)

1.一种金属检测器(100)，用于检测暴露于检测磁场的至少一个金属物体，所述金属检测器(100)包括：

-至少一个接收线圈(110)，被布置成接收称为接收信号s(t)的磁场信号，所述接收信号s(t)表示所述检测磁场在所述金属物体的影响下的至少一个修改，所述接收信号s(t)包括给定带宽的至少一个检测信道，每个检测信道与单独的检测频率f_D相关联，以及

-至少一个采样架构接收器(120)，其耦接到所述接收线圈(110)，

其中，

-所述采样架构接收器(120)包括被称为第一采样器(121)的非量化类型的第一采样设备，所述第一采样器(121)被配置为以遵守奈奎斯特-香农带宽采样定理的第一采样频率f1，对接收信号s(t)或作为接收信号的导数的信号|s(t)|、|s(t)^*|、|s’[t]|、|s′[t]^*|、|s′₊[t]|进行采样，使得

-传递被称为第一采样信号s[t]的离散时间信号，该第一采样信号s[t]在频谱域中对应于所述接收信号s(t)的复制信号或作为所述接收信号的导数的信号s′[t]的复制信号，以及

-将所述接收信号s(t)频率变换到小于所述检测频率f_D的第一中频。

2.根据权利要求1所述的金属检测器(100)，其中，所述采样架构接收器(120)还包括实数-复数转换设备(122)，该实数-复数转换设备(122)耦接在第一采样器(121)的下游，并且该实数-复数转换设备(122)被配置为将所述第一采样信号s[t]、s”[t]转换为具有同相分量I[t]和正交分量Q[t]的复信号s[t]^*、s”[t]^*。

3.根据权利要求2所述的金属检测器(100)，其中所述第一采样频率f1遵循以下关系：

其中f_D是接收信号s(t)的检测信道的检测频率，n是自然整数，并且f1是第一采样频率，

并且其中，

所述实数-复数转换设备(122)包括第一离散时间混频器(1221)、第二离散时间混频器(1222)、离散时间低通滤波器(1223)，所述离散时间低通滤波器(1223)被耦接：

-在所述第一离散时间混频器(1221)的下游，以便传递所述同相分量I[t]，以及

-在所述第二离散时间混频器(1222)的下游，以便传递所述正交分量Q[t]。

4.根据权利要求1至3中任一项所述的金属检测器(100)，其中，所述采样架构接收器(120)还包括耦接在第一采样器(121)上游的连续时间抗混叠滤波器(123)，该连续时间抗混叠滤波器(123)具有这样的带宽，该带宽被配置为以与所述接收信号s(t)相关联的检测频率中的至少任何一个检测频率为中心，以便将所述接收信号s(t)的带宽限制在所述检测频率中的至少任何一个检测频率周围，并传递滤波后的接收信号|s(t)|。

5.根据权利要求1至3中任一项所述的金属检测器(100)，其中，所述采样架构接收器(120)还包括，

-非量化类型的第二采样设备，所述第二采样器(124)耦接在所述第一采样器(121)的上游，以及

-离散时间抗混叠滤波器(125)，其耦接在所述第一采样器(121)和所述第二采样器(124)之间，

其中，

-所述第二采样器(124)被配置为以遵循奈奎斯特-香农带宽采样定理的第二采样频率f2对所述接收信号s(t)进行采样，以便传递被称为第二采样信号s′[t]的作为所述接收信号的导数的信号，所述第二采样信号s′[t]在频谱域中对应于所述接收信号s(t)的复制信号，以及

-所述离散时间抗混叠滤波器(125)具有这样的带宽，该带宽被配置为以与接收信号s(t)相关联的检测频率中的至少任何一个检测频率为中心，以便将第二采样信号s′[t]的带宽限制在所述检测频率中的至少任何一个检测频率周围，并且传递采样和滤波后的接收信号|s’[t]|，

并且其中，所述第二采样频率f2还被配置为将所述接收信号s(t)频率变换到大于所述第一中频并且小于或等于所述检测频率f_D的第二中频。

6.根据权利要求5所述的金属检测器(100)，还包括被称为过采样器(126)的非量化类型的过采样设备，所述过采样器(126)耦接在所述第二采样器(124)和所述离散时间抗混叠滤波器(125)之间。

7.根据权利要求4至6中任一项所述的金属检测器(100)，其中，所述连续时间抗混叠滤波器(123)和/或所述离散时间抗混叠滤波器(125)是复带通类型的滤波器，其被配置为将接收信号s(t)或作为接收信号的导数的信号s′[t]转换为具有同相分量I[t]和正交分量Q[t]的经滤波的复信号|s(t)^*|、|s′[t]^*|。

8.根据权利要求1至7中任一项所述的金属检测器(100)，其中，所述采样架构接收器(120)还包括量化器和编码器，所述量化器以这样的方式量化所述第一采样信号s[t]和/或所述第二采样信号s′[t]以传递经量化的信号，所述编码器被配置为以这样的方式编码所述经量化的信号以传递数字信号。

9.根据权利要求1至8中任一项所述的金属检测器(100)，其中，所述一个或多个检测频率选自：VLF频带和eVLF频带。

10.根据权利要求1至9中任一项所述的金属检测器(100)，还包括至少一个发射线圈，所述至少一个发射线圈被布置为生成所述检测磁场。

11.根据权利要求1至10中任一项所述的金属检测器(100)，包括若干采样架构接收器(120)，其中每个采样架构接收器(120)被配置为以特定检测频率f_D处理所述接收信号s(t)。

12.根据权利要求11所述的金属检测器(100)，还包括用于自动地或在用户的命令下选择一个或多个检测频率的部件。

13.根据权利要求1至12中任一项所述的金属检测器(100)，还包括，

-支撑杆，

-检测头，所述检测头设置在所述支撑杆的一端，并且被配置为容纳所述接收线圈和/或所述发射线圈，以及

-至少一个处理器，所述至少一个处理器耦接到所述检测头，并且被配置为管理所述检测头的操作并利用来自所述检测头的信息。