CN118018059A - 一种基于m元循环移位的mimo扩频水声通信方法及系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于M元循环移位的MIMO扩频水声通信方法及系统。所述方法包括：在发射端，有K个发射阵元，对各发射阵元进行M元循环移位扩频编码，调制通信信息，各阵元添加相互正交的同步信号后对不同的信息流进行并行发射；在接收端，有R个接收阵元，对各接收阵元接收的信号进行滤波同步，对期望信号经过的R个信道进行信道估计，将信号转换到频域上，利用估计的信道对接收信号进行被动相位共轭均衡，对均衡后的信号解扩，进行频域能量检测解码，通过搜索能量峰值的输出位置进行原始信息恢复解码。本发明提供了一种较高速率、低复杂度、高可靠性的水声通信方案。

Description

一种基于M元循环移位的MIMO扩频水声通信方法及系统

技术领域

本发明涉及一种较高通信速率，通信性能稳健且解码复杂度低的MIMO扩频水声通信方法及系统，属于水声通信技术领域。

背景技术

水声信道存在的可用带宽有限、传播损失大、多途干扰严重等问题使得水下组网的稳健通信面临着巨大挑战。直接序列扩频通信因其具有保密性好、抗干扰能力强、性能稳健、易于实现码分多址等优势，被长期应用于军事保密和远程水声通信中。然而，有限的信道频谱范围会对扩频增益造成严重制约，直接序列扩频通信速率往往每秒只能传输几十甚至几比特，难以满足水下无线通信组网对高速率信息传输需求。因此，急需设计一种高效且稳健的扩频水声通信方法。

多进制扩频通信是一种高效的扩频通信体制，其中M元循环移位(M-ary CyclicShift Keying,MCSK)编码可利用扩频序列种类、码元相位携带更多信息。传统的MCSK解码方式有相关解码和时域能量检测解码。相关解码是将本地扩频序列与接收信号直接做相关，通过相关峰位置进行信息恢复；时域能量检测解码是将本地扩频矩阵转置后与期望基带信号相乘，对能量输出峰值位置进行并串转换解码。然而这两种方法都存在解码复杂度高的问题，会导致信息传输效率下降。为了有效提升频带利用率，国内外还先后出现并行组合扩频、码索引调制扩频、多载波扩频等，但高速率传输信息的同时也导致了接收端均衡解码复杂度大幅提升。

除了以上的方案，扩频通信也逐渐与MIMO相结合，利用多个并行传输的信道，在相同的频率范围内发送不同的用户信息，可以在带宽有限的水声信道上利用空间复用增益提升扩频通信的数据传输效率。然而MIMO水声通信存在码间干扰的同时，还存在严重的同信道间干扰。RAKE相干接收机能够有效抑制干扰，但该方法计算复杂度高，不适应于快速信号处理。

发明内容

本发明的目的是提供一种基于M元循环移位的MIMO扩频水声通信方法及系统，实现较高速率、低复杂度、高可靠性的水声通信。

为了实现以上发明目的，本发明采用如下技术方案：

第一方面，一种基于M元循环移位的MIMO扩频水声通信方法，所述方法包括：

在发射端，共有K个发射阵元，对各发射阵元进行M元循环移位扩频编码，调制通信信息，各发射阵元添加相互正交的同步信号后对不同的信息流进行并行发射，其中第k个发射阵元经M元循环移位扩频编码后的基带信号表达式为：

式中，表示从扩频序列O中选择的第M_k条扩频序列，/>为M×1的单位向量，/>表示对选择的第M_k条扩频序列进行C_k次循环移位；

在接收端，共有R个接收阵元，对各接收阵元接收的信号滤波后同步，对期望信号经过的R个信道进行信道估计，将信号转换到频域上，利用估计的信道对接收信号进行被动相位共轭均衡，对均衡后的信号解扩，进行频域能量检测解码，通过搜索能量峰值的输出位置进行原始信息恢复解码。

进一步地，扩频序列O通过以下方法得到：每个发射阵元选择不同反馈系数的M序列，将M序列与Walsh矩阵相乘得到正交组合序列，该正交组合序列作为扩频序列。

进一步地，对期望信号经过的R个信道进行信道估计包括：利用最小二乘信道估计算法对期望信号经过的R个信道进行信道估计。

进一步地，将信号转换到频域上包括：利用傅里叶变换将信号转换到频域上。

进一步地，解扩后的信号表示为：Z_k＝Y_k⊙O^*。O为扩频序列O的傅里叶变换形式，*表示共轭，⊙表示Y_k与O^*每一行对应相乘，Y_k为第k个发射信号对应的被动相位共轭均衡后的频域表示。

进一步地，进行频域能量检测解码，通过搜索能量峰值的输出位置进行原始信息恢复解码包括：

对解扩后的信号Z_k进行频域能量检测解码，并转换到时域，此时输出的能量信号为：

其中，为通信过程中产生的载波相位跳变，ρ为扩频序列的互相关函数，当且仅当a＝M_k且b＝C_k时z_k(t)的能量输出结果达到最大，Δ表示a，b取其他值的情况；

最大值输出的位置对应着扩频序列编号M_k和循环移位次数C_k，根据M_k和C_k的值恢复原始信息序列。

第二方面，一种基于M元循环移位的MIMO扩频水声通信系统，包括：

发射端，共有K个发射阵元，所述发射端的处理包括：对各发射阵元进行M元循环移位扩频编码，调制通信信息，各发射阵元添加相互正交的同步信号后对不同的信息流进行并行发射，其中第k个发射阵元经M元循环移位扩频编码后的基带信号表达式为：

式中，表示从扩频序列O中选择的第M_k条扩频序列，/>为M×1的单位向量，/>表示对选择的第M_k条扩频序列进行C_k次循环移位；

接收端，共有R个接收阵元，所述接收端的处理包括：对各接收阵元接收的信号滤波后同步，对期望信号经过的R个信道进行信道估计，将信号转换到频域上，利用估计的信道对接收信号进行被动相位共轭均衡，对均衡后的信号解扩，进行频域能量检测解码，通过搜索能量峰值的输出位置进行原始信息恢复解码。

有益效果：(1)本发明将M元循环移位扩频与MIMO通信系统相结合，利用MIMO系统的空分复用增益及MCSK编码增加信息调制维度，有效提升扩频水声通信的通信速率；(2)本发明在接收端将被动相位共轭与频域能量检测解码相结合，抑制码间干扰和同信道干扰并进行低复杂度译码，有效降低了接收端解码复杂度，提升了信息传输效率；(3)本发明在提升传输效率的同时，能够保证算法稳健性。

附图说明

为了更清晰的说明本发明实施例中的技术方案，下面对实施例描述中需要使用的附图做简单介绍。下面描述的附图中仅是本发明的一些实施例，对于本领域技术人员而言，在不付出创造性劳动的前提下，还可根据这些附图获得其他的附图，其中：

图1是本发明方法的流程图；

图2是各发射端的编码算法框图；

图3是接收端频域能量检测算法框图；

图4是三种MCSK解码方法的复杂度比较图；

图5是BELLHOP仿真生成的深海信道冲激响应图；

图6是图5仿真信道下算法性能比较图；

图7是试验中不同通信距离估计的信道冲激响应，其中(a)为10km处估计的信道冲激响应，(b)为20km处估计的信道冲激响应；

图8是频域检测能量输出结果，其中(a)为10km处能量输出结果，(b)为20km处能量输出结果。

具体实施方式

为了方便本领域技术人员理解，下面结合具体实施例与附图对本发明作进一步的说明。

本发明实施例提供一种基于M元循环移位的MIMO扩频水声通信方法，发射端共有K个发射阵元，接收端共有R个接收阵元，方法的工作流程如图1，具体实施方式如下：

第一步：各个发射阵元选择不同反馈系数的M序列，与Walsh矩阵按列相乘得到正交组合序列O，将其作为扩频序列，可解决随着调制阶数增加序列种类不够的问题，且正交组合序列O具有严格正交性，这一特性保证了能量输出解码时峰值位置不受其他扩频序列的影响。M序列是扩频通信中常用的一种扩频序列，Walsh矩阵也是一种常用矩阵，如图2，本发明实施例中通过扩频序列发生器生成M序列，利用Walsh序列发生器生成Walsh矩阵，二者按列相乘得到正交组合序列O作为发射端的扩频序列。其中M的取值根据实际海试情况决定，一般使用M＝128。

第二步：各发射阵元进行M元循环移位扩频编码，以第k个发射阵元第一个信息码元周期为例，如图2所示，首先根据实际需求确定M和C的值，C是循环移位的次数，将待传输二进制数据以log₂MCbit为一组，每组数据a按log₂Mbit和log₂ Cbit分成a₁和a₂两部分，分别对应转换得十进制数据M_k和C_k，然后选择正交组合序列O中的第M_k条并对其进行循环移位C_k次，此时第k个发射阵元的基带信号表达式为：

式中，为M×1的单位向量，/>表示正交组合序列矩阵中的第M_k条扩频序列，/>表示对相乘的向量进行C_k次循环移位，则发送信息通过编码的方式映射到扩频序列的索引和循环移位次数中。

对基带信号载波调制，第k个发射阵元的通带信号可表示为：

其中g_c(t)为脉冲成型函数，ω_c为中心频率，T_c是扩频序列周期。如图1，第k个阵元第i个周期的基带信号s_bk,i，与调制载波相乘后，进入水声信道H(z)。当K个发射端同时选择M条扩频序列，且每条扩频序列能循环移位C次时，MIMO-MCSK系统的每个符号可携带K·log₂MCbit信息，相比于传统单输入单输出直接序列扩频系统每个符号只能携带1bit信息，其通信速率可大幅提升。

第三步：按照图1所示的接收端信号处理流程，发射信息由K个阵元发射后经过各自的水声信道后被R个接收阵元接收，接收端进行解调得到基带信号并做傅里叶变换将其转换到频域上，通过最小二乘(Least—Square，LS)信道估计算法对期望信号经过的R条信道进行估计。如图1，对解调后的接收信号r_K,i添加噪声b_R,i后与相乘进入估计的信道H^*(z)，估计的MIMO信道矩阵H^*表达式为：

其中，H^* _rk(f)为第k个发射阵元与第r个接收阵元之间估计信道的频率响应h_rk(t)的傅里叶变换。被动相位共轭算法对接收基带信号进行均衡，其核心思想是将接收信号向量矩阵乘上一个权向量W_k，且相当于将各信道主径对齐，可以使各有用信号分量能够同相叠加，进而聚焦期望信号，抑制干扰信号。第k个发射信号对应的被动相位共轭均衡后的频域表示式为Y_k，若信道估计结果准确，则Y_k近似于第k个发射信号S_k，实现了对码间干扰和同信道间干扰的抑制。

第四步：对均衡后的信号解扩后进行MCSK解码。本发明提出的频域解码利用时域互相关等价于频域共轭相乘的关系，将码元周期内的信号与本地正交组合扩频序列共轭相乘一次即可判断接收信号的循环移位次数C，因此总共仅需遍历M次运算，相较于时域解码，复杂度可进一步降低。根据图3所示流程进行频域能量检测解码，解扩后的信号表示为：Z_k＝Y_k⊙O^*。O为正交组合序列O的傅里叶变换形式，*表示共轭，⊙表示Y_k与O^*每一行对应相乘。频域共轭相乘可减少运算次数，降低计算复杂度。对Z_k进行频域能量检测解码，并转换到时域，此时输出的能量信号为：

其中，为通信过程中产生的载波相位跳变，经过频域能量检测器后，残留的载波相位干扰/>变为实数，不会对后续解码造成显著影响。ρ为扩频序列的互相关函数。当且仅当a＝M_k且b＝C_k时z_k(t)的能量输出结果达到最大，Δ表示a，b取其他值的情况，此时互相关值分量远小于自相关，因此可将其忽略。最大值输出的位置对应着扩频序列编号M_k和循环移位次数C_k，根据M_k和C_k的值恢复原始信息序列。

为了验证本发明所提方法的性能，申请人进行了仿真研究和现场试验。

仿真研究：

图4为码长L固定为128，M阶数固定256时，随循环移位次数C携带信息量增加，上述三种解码方式的解一个周期码元的CPU耗时变化曲线对比。结果显示，随着通信速率的提升，本发明提出的频域能量检测解码的时间复杂度几乎不变，远低于传统直接相关解码方式。且在C携带超过5bit信息时，频域解码相较于时域解码复杂度更低，即高通信速率情况下，本发明提出的频域能量检测解码方法性能最优。

图6为相同通信速率下，所提MIMO-MCSK系统与传统直接序列扩频系统和正交MCSK系统在图5所示的仿真深海信道下的性能对比，结果显示，本发明提出的方法由于具有低计算复杂度和能够在码间干扰和同信道间干扰叠加下稳健解码的能力，在三种系统中抗干扰性能最佳。

下面将结合试验数据处理结果，对本发明的优势进一步阐释。

试验数据验证：

试验海深约为4.3km，发射船与接收船相距约10km和20km。发射阵列包括两个4-7kHz的发射换能器，采样率为100kHz，布放深度为25m；接收阵列为8元自容式垂直阵，各阵元间距60m，布放深度约为288m。试验中通信参数如下：扩频序列为周期128的M元正交组合扩频序列，其中M＝64。每个发射阵元发送550bit的数据，共传输1100bit的信息，映射方式为BPSK，通信速率为257.8bps。将两个发射阵元的发射信号分别命名为信号1和信号2，图7为信号1到达8个接收阵元测得的信道冲激响应，可看到不同接收阵元间信道在幅值和时延上具有一定的差异性。

图8为第一个周期的均衡后信号与本地正交组合扩频矩阵按行做M＝64次共轭相乘后能量输出的时域表示结果，可以看到10km处频域均衡后的能量输出峰值尖锐，20km处由于的信噪比低以及多途复杂的原因，其输出峰值量级低，但并不影响解码的准确性。表1为不同接收阵列处不同阵元数均衡前后误码率对比。

表1不同接收阵列处不同阵元数均衡前后误码率

由表1可知，单阵元均衡处理对性能的提升并不明显，这是因为MIMO频域均衡是利用信道间的差异性获取空间分集增益，单阵元被动相位共轭均衡从多途结构中获取的增益不大，因此单阵元处理后的误码率没有明显降低。由表1可知，经过8阵元均衡处理后，10km通信误码率可达到3.6×10^-3。20km处由于信道间差异性大，获取的空间分集增益更多，因此可实现有限数据传输下的零误码通信，验证了本发明所提方法的有效性。

由上述结果分析可得，本实施例提出的方法在通信速率和解码性能上优于传统直接序列扩频方法，为提升扩频水声通信速率提供了一种新方案。

本发明的另一实施例提供一种基于M元循环移位的MIMO扩频水声通信系统，包括：

发射端，共有K个发射阵元，所述发射端的处理包括：对各发射阵元进行M元循环移位扩频编码，调制通信信息，各发射阵元添加相互正交的同步信号后对不同的信息流进行并行发射，其中第k个发射阵元经M元循环移位扩频编码后的基带信号表达式为：

式中，表示从扩频序列O中选择的第M_k条扩频序列，/>为M×1的单位向量，/>表示对选择的第M_k条扩频序列进行C_k次循环移位；

接收端，共有R个接收阵元，所述接收端的处理包括：对各接收阵元接收的信号滤波后同步，对期望信号经过的R个信道进行信道估计，将信号转换到频域上，利用估计的信道对接收信号进行被动相位共轭均衡，对均衡后的信号解扩，进行频域能量检测解码，通过搜索能量峰值的输出位置进行原始信息恢复解码。

所述发射端和接收端的具体处理过程同上述方法实施例中的描述，此处不再赘述。

Claims (9)

1.一种基于M元循环移位的MIMO扩频水声通信方法，其特征在于，所述方法包括：

在发射端，共有K个发射阵元，对各发射阵元进行M元循环移位扩频编码，调制通信信息，各发射阵元添加相互正交的同步信号后对不同的信息流进行并行发射，其中第k个发射阵元经M元循环移位扩频编码后的基带信号表达式为：

式中，表示从扩频序列O中选择的第M_k条扩频序列，/>为M×1的单位向量，/>表示对选择的第M_k条扩频序列进行C_k次循环移位；

在接收端，共有R个接收阵元，对各接收阵元接收的信号滤波后同步，对期望信号经过的R个信道进行信道估计，将信号转换到频域上，利用估计的信道对接收信号进行被动相位共轭均衡，对均衡后的信号解扩，进行频域能量检测解码，通过搜索能量峰值的输出位置进行原始信息恢复解码。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，扩频序列O通过以下方法得到：每个发射阵元选择不同反馈系数的M序列，将M序列与Walsh矩阵相乘得到正交组合序列，该正交组合序列作为扩频序列。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，对期望信号经过的R个信道进行信道估计包括：利用最小二乘信道估计算法对期望信号经过的R个信道进行信道估计。

4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，将信号转换到频域上包括：利用傅里叶变换将信号转换到频域上。

5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，解扩后的信号表示为：Z_k＝Y_k⊙O^*。O为扩频序列O的傅里叶变换形式，*表示共轭，⊙表示Y_k与O^*每一行对应相乘，Y_k为第k个发射信号对应的被动相位共轭均衡后的频域表示。

6.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，进行频域能量检测解码，通过搜索能量峰值的输出位置进行原始信息恢复解码包括：

对解扩后的信号Z_k进行频域能量检测解码，并转换到时域，此时输出的能量信号为：

其中，为通信过程中产生的载波相位跳变，ρ为扩频序列的互相关函数，O为扩频序列O的傅里叶变换形式，*表示共轭，⊙表示左右两侧每一行对应相乘，ifft表示傅里叶逆变换，当且仅当a＝M_k且b＝C_k时z_k(t)的能量输出结果达到最大，Δ表示a，b取其他值的情况；

最大值输出的位置对应着扩频序列编号M_k和循环移位次数C_k，根据M_k和C_k的值恢复原始信息序列。

7.一种基于M元循环移位的MIMO扩频水声通信系统，其特征在于，包括：

发射端，共有K个发射阵元，所述发射端的处理包括：对各发射阵元进行M元循环移位扩频编码，调制通信信息，各发射阵元添加相互正交的同步信号后对不同的信息流进行并行发射，其中第k个发射阵元经M元循环移位扩频编码后的基带信号表达式为：

式中，表示从扩频序列O中选择的第M_k条扩频序列，/>为M×1的单位向量，/>表示对选择的第M_k条扩频序列进行C_k次循环移位；

接收端，共有R个接收阵元，所述接收端的处理包括：对各接收阵元接收的信号滤波后同步，对期望信号经过的R个信道进行信道估计，将信号转换到频域上，利用估计的信道对接收信号进行被动相位共轭均衡，对均衡后的信号解扩，进行频域能量检测解码，通过搜索能量峰值的输出位置进行原始信息恢复解码。

8.根据权利要求7所述的系统，其特征在于，解扩后的信号表示为：Z_k＝Y_k⊙O^*。O为扩频序列O的傅里叶变换形式，*表示共轭，⊙表示Y_k与O^*每一行对应相乘，Y_k为第k个发射信号对应的被动相位共轭均衡后的频域表示。

9.根据权利要求7所述的系统，其特征在于，进行频域能量检测解码，通过搜索能量峰值的输出位置进行原始信息恢复解码包括：

对解扩后的信号Z_k进行频域能量检测解码，并转换到时域，此时输出的能量信号为：

其中，为通信过程中产生的载波相位跳变，ρ为扩频序列的互相关函数，O为扩频序列O的傅里叶变换形式，*表示共轭，⊙表示左右两侧每一行对应相乘，ifft表示傅里叶逆变换，当且仅当a＝M_k且b＝C_k时z_k(t)的能量输出结果达到最大，Δ表示a，b取其他值的情况；

最大值输出的位置对应着扩频序列编号M_k和循环移位次数C_k，根据M_k和C_k的值恢复原始信息序列。