CN117978608A - 一种载波频偏盲估计方法、装置、终端设备及存储介质 - Google Patents
一种载波频偏盲估计方法、装置、终端设备及存储介质 Download PDFInfo
- Publication number
- CN117978608A CN117978608A CN202410362768.7A CN202410362768A CN117978608A CN 117978608 A CN117978608 A CN 117978608A CN 202410362768 A CN202410362768 A CN 202410362768A CN 117978608 A CN117978608 A CN 117978608A
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- bits
- spectrum
- diversity
- modulation
- carrier signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 41
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 claims abstract description 238
- 238000013507 mapping Methods 0.000 claims abstract description 18
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 claims abstract description 11
- 230000006870 function Effects 0.000 claims description 40
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 claims description 40
- 238000010586 diagram Methods 0.000 claims description 28
- 238000004590 computer program Methods 0.000 claims description 19
- 238000005192 partition Methods 0.000 claims description 9
- 238000004422 calculation algorithm Methods 0.000 description 5
- 238000012549 training Methods 0.000 description 5
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 4
- 238000000411 transmission spectrum Methods 0.000 description 4
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 3
- 230000008569 process Effects 0.000 description 3
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 2
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 2
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 description 2
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 2
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 2
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 2
- 238000004458 analytical method Methods 0.000 description 1
- 230000009286 beneficial effect Effects 0.000 description 1
- 230000001413 cellular effect Effects 0.000 description 1
- 230000008859 change Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 1
- 238000010606 normalization Methods 0.000 description 1
- 230000003287 optical effect Effects 0.000 description 1
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/3405—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
- H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
- H04L1/0059—Convolutional codes
- H04L1/006—Trellis-coded modulation
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0024—Carrier regulation at the receiver end
- H04L2027/0026—Correction of carrier offset
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
本发明公开了一种载波频偏盲估计方法、装置、终端设备及存储介质，方法包括：将载波信号映射到不同的星座点上进行网格编码调制，得到调制后的载波信号；将调制后的载波信号的第一个OFDM符号进行零填充，得到零填充后的载波信号；将零填充后的载波信号进行离散傅里叶变换，得到零填充后的频谱；将零填充后的频谱进行分集，得到若干频谱分集，并根据预设的代价函数分别计算各频谱分集的频谱幅度之和；将频谱幅度之和最大的频谱分集作为目标频谱分集；根据所述目标频谱分集的频谱幅度之和、频谱分集的分集数量以及预设的代价函数，计算得到载波信号的频偏估计值，通过实施本发明，降低盲估计算法对于高阶调制信号的敏感度，提高频偏估计的精度。
Description
技术领域
本发明涉及通信技术领域，尤其涉及一种载波频偏盲估计方法、装置、终端设备及存储介质。
背景技术
正交频分复用（OFDM）系统对子载波的正交性较高，并且符号周期长于单载波系统，因此正交频分复用系统对于载波频率偏移以及相位噪声十分敏感。载波频率偏移主要由发端激光器和接收端的本地振荡器频率不匹配而导致，通常用正交频分复用系统子载波间隔归一化后的频偏来表示载波频率偏移。
现有技术中有根据插入的导频数据估计频偏，有通过设计训练序列来估计频偏，但是在导频和训练序列的插入时，会占用一部分有效带宽，降低了有效数据传输效率，增加系统复杂性。且现有盲估计方法只针对恒模调制，在高阶调制时对频偏更为敏感，无法用于高阶调制。
发明内容
本发明实施例提供一种载波频偏盲估计方法、装置、终端设备及存储介质，能有效解决现有技术对于高阶调制信号敏感以及频偏估计复杂的问题。
本发明一实施例提供一种载波频偏盲估计方法，包括：
将载波信号映射到不同的星座点上进行网格编码调制，得到调制后的载波信号；
将所述调制后的载波信号的第一个OFDM符号进行零填充，得到零填充后的载波信号；
将所述零填充后的载波信号进行离散傅里叶变换，得到零填充后的频谱；
将所述零填充后的频谱进行分集，得到若干频谱分集，并根据预设的代价函数分别计算各频谱分集的频谱幅度之和；
将频谱幅度之和最大的频谱分集作为目标频谱分集；根据所述目标频谱分集的频谱幅度之和、频谱分集的分集数量以及预设的代价函数，计算得到载波信号的频偏估计值。
进一步地，将载波信号映射到不同的星座点上进行网格编码调制，得到调制后的载波信号，包括：
获取载波信号的调制阶数；
将载波信号的比特按16QAM星座图上星座点所对应的比特数分为若干组，并将每组的比特拆分成第一部分、第二部分以及第三部分；将每组比特的第一部分比特、第二部分比特以及第三部分比特分别映射到第一半径、第二半径以及第三半径的星座点上；
第一半径上的第一部分比特按第一预设调制规则进行网格编码调制；第二半径上的第二部分比特按第二预设调制规则进行网格编码调制；第三半径上的第三部分比特按第一预设调制规则进行网格编码调制；得到调制后的符号；
根据调制后的符号，得到调制后的载波信号；
其中，所述16QAM星座图上星座点所对应的比特数等于log2（载波信号的调制阶数）；第一部分比特的比特数等于第三部分比特的比特数，第一部分比特的比特数与第三部分比特的比特数之和等于第二部分比特的比特数；所述第一半径小于第二半径；所述第二半径小于第三半径；所述第一预设调制规则和所述第二预设调制规则输入的比特数不同。
进一步地，所述第一预设调制规则对应的公式为：
；
；
其中，表示第n时刻的输入比特；/>表示第n-1时刻的输入比特；/>表示第n-2时刻的输入比特；/>表示第一预设调制后的第一符号；/>表示第一预设调制后的第二符号；
所述第二预设调制规则对应的公式为：
；
；
；
其中，表示第k个时刻输入的第一个比特；/>表示第k个时刻输入的第二个比特；表示第k-1个时刻输入的第二个比特；/>表示第k-2个时刻输入的第二个比特；/>表示第二预设调制后的第一符号；/>表示第二预设调制后的第二符号；/>表示第二预设码调制后的第三符号。
进一步地，根据预设的代价函数分别计算各频谱分集的频谱幅度之和，包括：
根据所述若干频谱分集，确定各频谱分集的频谱幅度；
根据各频谱分集的频谱幅度以及预设的代价函数，分别计算各频谱分集的频谱幅度之和；
所述预设的代价函数为：
；
其中，表示L个频谱分集中的第/>个频谱分集；k表示L个频谱分集中的第/>个频谱分集的第k个频谱；N表示第/>个频谱分集中的频谱数量。
进一步地，根据所述目标频谱分集的频谱幅度之和、频谱分集的分集数量以及预设的代价函数，计算得到载波信号的频偏估计值，包括：
根据所述目标频谱分集的频谱幅度之和以及预设的代价函数，计算所述目标频谱分集的频谱幅度之和的导数；
根据所述目标频谱分集的频谱幅度之和的导数、目标频谱分集的频谱幅度之和以及预设的代价函数，计算目标频谱幅度峰值；
根据所述目标频谱幅度峰值以及频谱分集的分集数量，计算载波信号的频偏估计值。
进一步地，通过以下公式计算载波信号的频偏估计值：
；
其中，表示频偏估计值；/>表示目标频谱幅度峰值；L表示频谱分集的分集数量。
作为上述方案的改进，本发明另一实施例对应提供了一种载波频偏盲估计装置，包括：
网格编码调制模块，用于将载波信号映射到不同的星座点上进行网格编码调制，得到调制后的载波信号；
符号零填充模块，用于将所述调制后的载波信号的第一个OFDM符号进行零填充，得到零填充后的载波信号；
零填充频谱确定模块，用于将所述零填充后的载波信号进行离散傅里叶变换，得到零填充后的频谱；
频谱分集模块，用于将所述零填充后的频谱进行分集，得到若干频谱分集，并根据预设的代价函数分别计算各频谱分集的频谱幅度之和；
频偏估计值计算模块，用于将频谱幅度之和最大的频谱分集作为目标频谱分集；根据所述目标频谱分集的频谱幅度之和、频谱分集的分集数量以及预设的代价函数，计算得到载波信号的频偏估计值。
进一步地，所述网格编码调制模块，将载波信号映射到不同的星座点上进行网格编码调制，得到调制后的载波信号，包括：
获取载波信号的调制阶数；
将载波信号的比特按16QAM星座图上各星座点所对应的比特数分为若干组，并将每组的比特拆分成第一部分、第二部分以及第三部分；将每组比特的第一部分比特、第二部分比特以及第三部分比特分别映射到第一半径、第二半径以及第三半径的星座点上；
第一半径上的第一部分比特按第一预设调制规则进行网格编码调制；第二半径上的第二部分比特按第二预设调制规则进行网格编码调制；第三半径上的第三部分比特按第一预设调制规则进行网格编码调制；得到调制后的符号；
根据调制后的符号，得到调制后的载波信号；
其中，所述16QAM星座图上各星座点所对应的比特数等于log2（载波信号的调制阶数）；第一部分比特的比特数等于第三部分比特的比特数，第一部分比特的比特数与第三部分比特的比特数之和等于第二部分比特的比特数；所述第一半径小于第二半径；所述第二半径小于第三半径；所述第一预设调制规则和所述第二预设调制规则输入的比特数不同。
本发明另一实施例提供了一种终端设备，包括处理器、存储器以及存储在所述存储器中且被配置为由所述处理器执行的计算机程序，所述处理器执行所述计算机程序时实现如上述实施例中所述的一种载波频偏盲估计方法。
本发明另一实施例提供了一种计算机可读存储介质，所述计算机可读存储介质包括存储的计算机程序，其中，在所述计算机程序运行时控制所述计算机可读存储介质所在设备执行上述实施例所述的一种载波频偏盲估计方法。
通过实施本发明，至少具有如下有益效果：
本发明提供一种载波频偏盲估计方法、装置、终端设备及存储介质，其方法能够将载波信号映射到不同的星座点上进行网格编码调制，得到调制后的载波信号，然后将所述调制后的载波信号的第一个OFDM符号进行零填充，得到零填充后的载波信号，将所述零填充后的载波信号进行离散傅里叶变换，得到零填充后的频谱，并将所述零填充后的频谱进行分集，得到若干频谱分集，并根据预设的代价函数分别计算各频谱分集的频谱幅度之和，然后将频谱幅度之和最大的频谱分集作为目标频谱分集；根据所述目标频谱分集的频谱幅度之和、频谱分集的分集数量以及预设的代价函数，计算得到载波信号的频偏估计值。通过实施本发明的方法，无需额外的导频信号或训练序列，通过网格编码调制对载波信号进行处理，可以降低频偏估计的复杂性以及降低盲估计算法对于高阶调制的敏感度，使得本发明的方法可以用于高阶调制；将载波信号映射到不同的星座点上进行网格编码调制，并通过对零填充后的频谱进行分集，然后计算频偏估计值，既不降低频带利用率，也不降低功率利用率，能够保障有效数据传输，提高了载波频偏估计的准确性。
附图说明
图1是本发明一实施例提供的一种载波频偏盲估计方法的流程示意图。
图2是本发明一实施例提供的一种载波频偏盲估计装置的结构示意图。
图3是本发明一实施例提供的一种载波频偏盲估计方法的16QAM星座图。
图4是本发明一实施例提供的16QAM调制的频谱示意图。
图5是本发明一实施例提供的一种载波频偏盲估计方法的网格编码调制后的频谱示意图。
图6是本发明一实施例提供的原传输频谱示意图。
图7是本发明一实施例提供的时域零填充后的频谱示意图。
图8是本发明一实施例提供的16QAM网格编码总体示意图。
图9是本发明一实施例提供的2状态QPSK TCM编码器示意图。
图10是本发明一实施例提供的4状态8PSKTCM编码器示意图。
图11是本发明一实施例提供的一种载波频偏盲估计方法的32QAM星座图。
图12是本发明一实施例提供的一种载波频偏盲估计方法的64QAM星座图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
参见图1，是本发明一实施例提供的一种载波频偏盲估计方法的流程示意图，包括：
S1、将载波信号映射到不同的星座点上进行网格编码调制，得到调制后的载波信号；
优选地，获取载波信号的调制阶数；
将载波信号的比特按16QAM星座图上星座点所对应的比特数分为若干组，并将每组的比特拆分成第一部分、第二部分以及第三部分；将每组比特的第一部分比特、第二部分比特以及第三部分比特分别映射到第一半径、第二半径以及第三半径的星座点上；
第一半径上的第一部分比特按第一预设调制规则进行网格编码调制；第二半径上的第二部分比特按第二预设调制规则进行网格编码调制；第三半径上的第三部分比特按第一预设调制规则进行网格编码调制；得到调制后的符号；
根据调制后的符号，得到调制后的载波信号；
其中，所述16QAM星座图上星座点所对应的比特数等于log2（载波信号的调制阶数）；第一部分比特的比特数等于第三部分比特的比特数，第一部分比特的比特数与第三部分比特的比特数之和等于第二部分比特的比特数；所述第一半径小于第二半径；所述第二半径小于第三半径；所述第一预设调制规则和所述第二预设调制规则输入的比特数不同。
优选地，所述第一预设调制规则对应的公式为：
；
；
其中，表示第n时刻的输入比特；/>表示第n-1时刻的输入比特；/>表示第n-2时刻的输入比特；/>表示第一预设调制后的第一符号；/>表示第一预设调制后的第二符号；
所述第二预设调制规则对应的公式为：
；
；
；
其中，表示第k个时刻输入的第一个比特；/>表示第k个时刻输入的第二个比特；表示第k-1个时刻输入的第二个比特；/>表示第k-2个时刻输入的第二个比特；/>表示第二预设调制后的第一符号；/>表示第二预设调制后的第二符号；/>表示第二预设码调制后的第三符号。
示意性地，以16QAM调制格式为例，载波信号的调制阶数为4，16QAM星座图上的每个点对应4个比特（或者说16QAM调制的一个符号对应着4个比特），共可划分为3个幅度值，如图3所示。将载波信号的比特按16QAM星座图上星座点所对应的比特数4分为若干组，假设传输的比特流长度为4N，那么就有N组，然后每组比特拆分成第一部分、第二部分以及第三部分；如图8所示，可以将N组比特串并转换为一个N*4的矩阵，即有N行，4列，也就是说每一行对应着一个16QAM调制符号，比如第一行1011，为一组，本实施例的网格编码调制（TCM），就是将其拆分成三个部分，即第1比特“1”为第一部分，第2比特“0”和第3比特“1”为第二部分，第四比特“1”为第三部分，将每组比特的第一部分比特、第二部分比特以及第三部分比特分别映射到QPSK星座图、8PSK星座图以及QPSK星座图上，即分别映射到第一半径、第二半径以及第三半径的星座点上，根据图3所示的三个不同幅度圆，第一半径为，第二半径为/>，以及第三半径为/>；第一预设调制规则为QPSK网格编码调制规则，第二预设调制规则为8PSK网格编码调制规则。QPSK网格编码调制规则是利用一个比特，输出两个比特信息，如图9；8PSK网格编码调制规则是利用两个比特，输出三个比特信息，如图10。对于单比特（即0/1状态）映射到QPSK星座图，每一时刻编码器的输入只有1比特，利用第n，n-1和n-2时刻的输入采用QPSK网格编码调制规则：/>，得到第一预设调制后的第一符号和第一预设调制后的第二符号，因为QPSK星座图有4个点，每个点对应2个比特，所以这部分的编码器是1个比特输入得到2个输出，具体编码器示意图如图9所示。对于2比特（即4状态）映射到8PSK星座图上，每一时刻编码器的输入是2比特，将k时刻输入编码器的第一个和第二个比特记为/>和/>，其中下角标对应时刻，上角标对应输入比特的位置，采用8PSK网格编码调制规则：/>，因为8PSK星座图有8个点，每个点对应3个比特，所以这部分的编码器是2个比特输入得到3个输出，具体编码器示意图如图10所示。经过上述网格编码调制后，在发送端发送长度为4N的比特序列的情况下，调制后总共要发送3N个QPSK和8PSK调制的符号，调制半径跟16QAM星座图的三个幅值半径一样。在发射信号前，将调制后得到的符号三个为一组，构成一个N*3的矩阵，第一列合并到一起，第二列合并到一起，第三列合并到一起，相当于把幅值相同的信号合并到一起，频谱可以形成一个平滑的阶梯型的幅值，如图5所示，而非图4所示的杂乱幅值。所以第一半径/>上的第一部分比特“1”按QPSK网格编码调制规则进行调制，第二半径上的第二部分比特“01”按8PSK网格编码调制规则进行调制，第三半径/>上的第三部分比特“1”按QPSK网格编码调制规则进行调制，以此在接收端根据调制方法，将半径相同的点收集到一起，避免了16QAM幅度混乱的问题。
示意性地，32QAM有5个幅值，如图11所示，64QAM有9个幅值，如图12所示，针对不同阶数的MQAM高阶调制，按照本实施例教导的方式，对不同半径上的点进行网格编码调制，将半径相同的点收集到一起，以使幅值相同的信号合并到一起，形成平滑的阶梯型幅值，然后根据调制后载波信号进行频偏计算，提高频偏估计的精确度。
在本发明一优选的实施例中，基于网格编码调制，利用大星座来传送小比特数，以此增加码字之间的距离，使得在强信道干扰的情况下，解调和译码仍能准确进行。本实施例结合了编码和调制技术，利用状态的记忆和适当的映射来增大码字序列之间的距离；如果利用幅值信息进行频偏估计，由于信号的随机性，如图4所示，接收到频谱幅值变化会非常随机，从而影响估计性能；相较于QAM调制而言，PSK调制下的接收频谱因为幅度相同，所以估计性能会更优，但PSK调制由于星座点之间的欧式距离较小，16PSK调制下的误码率要远高于16QAM调制下的误码率，所以为了解决频偏盲估计普遍对于QAM调制精度低的问题，采用网格编码调制将半径相同的点收集到一起，如图5所示，网格编码调制后的信号幅度变得很平滑；然后再进行频偏计算，就可以避免16QAM幅度混乱导致频偏估计精度低的问题。
S2、将所述调制后的载波信号的第一个OFDM符号进行零填充，得到零填充后的载波信号；
具体地，第一个OFDM符号就是接收端接收到调制后的信号中的第一个符号，比如一共传了32个OFDM符号，每个OFDM符号里面有N个子载波，第一个符号就是。零填充就是在第一个接收到的OFDM符号后面插入一堆0，把/>变为长度为LN的信号，/>，即为零填充后的载波信号。
S3、将所述零填充后的载波信号进行离散傅里叶变换，得到零填充后的频谱；
在本发明一优选的实施例中，将零填充后的载波信号进行离散傅里叶变换，得到零填充后的频谱，零填充后的频谱保留原有频谱的形状，但是具有更多的频率点，即更小的频率间隔。
S4、将所述零填充后的频谱进行分集，得到若干频谱分集，并根据预设的代价函数分别计算各频谱分集的频谱幅度之和；
具体地，每一频谱分集分别对应了不同的频偏候选值，正常的第一个OFDM符号的频谱应该是只有N个子载波，但是根据步骤S2，在第一个OFDM符号后面插零，构成了长度为LN的序列，将LN长度的信号进行离散傅里叶变换（做LN点DFT），得到的零填充后的频谱就是LN长度序列的频谱，即LN点的频谱一共可以分为L个N点的频谱分集，与原频谱相比，具有更密集的频率间隔，如果L足够大，那么理论上这L个频谱分集里就有一个对应于真正的传输频谱。
在本发明一优选的实施例中，发送的第一个QPSK调制下的OFDM符号中子载波数N=4，做完N点DFT后的频谱点数只有四个，如图6所示；在时域上这4个点后插入零，把序列补充为LN=16，即时域数据为，之后做LN点的离散傅里叶变换，会得到一个有16个点的频谱，如图7所示，这16个点的频谱对应了4个频谱分集，即，这四个频谱分集中有一个对应于真正的传输频谱，在图7中，因为频偏值为0，所以第一个频谱分集对应的是传输频谱。
优选地，根据所述若干频谱分集，确定各频谱分集的频谱幅度；
根据各频谱分集的频谱幅度以及预设的代价函数，分别计算各频谱分集的频谱幅度之和；
所述预设的代价函数为：
；
其中，表示L个频谱分集中的第/>个频谱分集；k表示L个频谱分集中的第/>个频谱分集的第k个频谱；N表示第/>个频谱分集中的频谱数量。
具体地，假设零填充后的频谱用来表示，/>，对应的L个频谱分集中的第/>个频谱分集可以表示为：；预设的代价函数可以定义为第/>个频谱分集中的幅度之和：/>。
S5、将频谱幅度之和最大的频谱分集作为目标频谱分集；根据所述目标频谱分集的频谱幅度之和、频谱分集的分集数量以及预设的代价函数，计算得到载波信号的频偏估计值。
具体地，根据所述目标频谱分集的频谱幅度之和以及预设的代价函数，计算所述目标频谱分集的频谱幅度之和的导数；
根据所述目标频谱分集的频谱幅度之和的导数、目标频谱分集的频谱幅度之和以及预设的代价函数，计算目标频谱幅度峰值；
根据所述目标频谱幅度峰值以及频谱分集的分集数量，计算载波信号的频偏估计值。
优选地，通过以下公式计算载波信号的频偏估计值：
其中，表示频偏估计值；/>表示目标频谱幅度峰值；L表示频谱分集的分集数量。
示意性地，根据步骤S5分别计算各频谱分集的频谱幅度之和，比较各频谱分集的频谱幅度之和，将频谱幅度之和最大的频谱分集作为目标频谱分集，使得最大的频谱分集为对应频偏的位置，即目标频谱分集为对应频偏的位置，/>。步骤S5中提到频谱分集的分集数量L足够大时，可以实现任意频偏估计值的计算，但是L过大会导致做LN点DFT以及L个频谱分集的频谱幅度之和的计算复杂度急剧提升，所以采用了粗粒度和细粒度的级联估计。粗粒度估计指的是，先取一个较小的L值（仿真实现结果L=8），来得到一个目标频谱分集；细粒度估计指的是，基于这个目标频谱分集，即/>，再进行进一步的计算：根据目标频谱分集的频谱幅度之和/>以及预设的代价函数/>，计算目标频谱分集的频谱幅度之和的导数/>；根据目标频谱分集的频谱幅度之和的导数/>、目标频谱分集的频谱幅度之和/>以及预设的代价函数，计算目标频谱幅度峰值/>：/> ，在目标频谱分集的频谱幅度之和的导数/>大于零的情况下，通过以下公式计算得到目标频谱幅度峰值：/> ；在目标频谱分集的频谱幅度之和的导数/>小于零的情况下，通过以下公式计算得到目标频谱幅度峰值：/> 。由于L比较小，/>并不是真正的频偏所在的位置，因此要找到/>的极大值的位置，即能使得一阶导/>的/>。如果/>，意味着真正的峰值位置 />应该在/>的右侧，反之，如果/>，真正的峰值位置/>应该在/>的左侧。根据目标频谱分集的频谱幅度之和的导数、目标频谱分集的频谱幅度之和以及预设的代价函数，计算得到目标频谱幅度峰值后，根据目标频谱幅度峰值/>以及频谱分集的分集数量/>，计算载波信号的频偏估计值/>。
在本发明一优选的实施例中，基于匹配滤波的联合估计器虽然可以实现估计性能最优，但是频谱分集以及目标频谱分集的实现过程会增加OFDM系统的复杂度，并且为保障估计精度，通常要求零填充倍数为2的指数次方，即生成一个极长的序列，再次增加了OFDM系统的复杂度。本实施例进一步在复杂度方面对频偏估计器进行优化，在保障估计性能的同时，采取粗粒度和细粒度的级联估计，应用数值分析理论中的割线法，仅用一步操作即可使得算法复杂度大幅度降低。
通过实施本实施例，将载波信号映射到不同的星座点上进行网格编码调制，得到调制后的载波信号，然后将所述调制后的载波信号的第一个OFDM符号进行零填充，得到零填充后的载波信号，将所述零填充后的载波信号进行离散傅里叶变换，得到零填充后的频谱，接着将所述零填充后的频谱进行分集，得到若干频谱分集，并根据预设的代价函数分别计算各频谱分集的频谱幅度之和，最后将频谱幅度之和最大的频谱分集作为目标频谱分集，根据所述目标频谱分集的频谱幅度之和、频谱分集的分集数量以及预设的代价函数，计算得到载波信号的频偏估计值。如果用均一幅度的调制如QPSK，16PSK，随着调制阶数的增长，虽然不影响频偏估计性能，但是误码率会比16QAM高很多，所以网格编码的目的是解决这个基于匹配滤波的频偏盲估计算法的精度对于调制格式幅值的敏感性问题，进行网格编码调制后，知道哪个位置的信号是在星座图的哪个半径的圆上，然后把位于同一个圆上具有相同半径的信号归拢到一起，把原本幅度在多个level上随机变化的频谱，变成幅度呈阶梯状的频谱，这样会使得频偏估计的精度提升；仅需一步的细估计，降低频偏估计的复杂度；通过考虑频谱幅度，可以从一定程度上过滤掉激光器相位噪声引入的相位影响，保障频偏估计性能；不需要插入导频和训练序列进行频偏估计，不会占用一部分有效带宽；对信号进行网格编码调制后，再计算频偏估计值，降低盲估计算法对于高阶调制信号的敏感度，提高频偏估计的精度。
参见图2，是本发明一实施例提供的一种载波频偏盲估计装置的结构示意图，包括：
网格编码调制模块，用于将载波信号映射到不同的星座点上进行网格编码调制，得到调制后的载波信号；
符号零填充模块，用于将所述调制后的载波信号的第一个OFDM符号进行零填充，得到零填充后的载波信号；
零填充频谱确定模块，用于将所述零填充后的载波信号进行离散傅里叶变换，得到零填充后的频谱；
频谱分集模块，用于将所述零填充后的频谱进行分集，得到若干频谱分集，并根据预设的代价函数分别计算各频谱分集的频谱幅度之和；
频偏估计值计算模块，用于将频谱幅度之和最大的频谱分集作为目标频谱分集；根据所述目标频谱分集的频谱幅度之和、频谱分集的分集数量以及预设的代价函数，计算得到载波信号的频偏估计值。
具体地，所述网格编码调制模块，将载波信号映射到不同的星座点上进行网格编码调制，得到调制后的载波信号，包括：获取载波信号的调制阶数；将载波信号的比特按16QAM星座图上各星座点所对应的比特数分为若干组，并将每组的比特拆分成第一部分、第二部分以及第三部分；将每组比特的第一部分比特、第二部分比特以及第三部分比特分别映射到第一半径、第二半径以及第三半径的星座点上；第一半径上的第一部分比特按第一预设调制规则进行网格编码调制；第二半径上的第二部分比特按第二预设调制规则进行网格编码调制；第三半径上的第三部分比特按第一预设调制规则进行网格编码调制；得到调制后的符号；根据调制后的符号，得到调制后的载波信号；其中，所述16QAM星座图上各星座点所对应的比特数等于log2（载波信号的调制阶数）；第一部分比特的比特数等于第三部分比特的比特数，第一部分比特的比特数与第三部分比特的比特数之和等于第二部分比特的比特数；所述第一半径小于第二半径；所述第二半径小于第三半径；所述第一预设调制规则和所述第二预设调制规则输入的比特数不同。
本发明提供了一种载波频偏盲估计装置，根据网格编码调制模块，将载波信号映射到不同的星座点上进行网格编码调制，得到调制后的载波信号，然后根据符号零填充模块，将所述调制后的载波信号的第一个OFDM符号进行零填充，得到零填充后的载波信号；通过零填充频谱确定模块，将所述零填充后的载波信号进行离散傅里叶变换，得到零填充后的频谱；通过频谱分集模块，将所述零填充后的频谱进行分集，得到若干频谱分集，并根据预设的代价函数分别计算各频谱分集的频谱幅度之和；最后根据频偏估计值计算模块，将频谱幅度之和最大的频谱分集作为目标频谱分集；根据所述目标频谱分集的频谱幅度之和、频谱分集的分集数量以及预设的代价函数，计算得到载波信号的频偏估计值。
通过实施本实施例，无需额外的导频信号或训练序列，通过网格编码调制对载波信号进行处理，可以降低盲估计算法对于高阶调制的敏感度，提高盲估计算法对于高阶调制的鲁棒性，使得本发明可以用于高阶调制；将载波信号映射到不同的星座点上进行网格编码调制，针对不同阶数的MQAM高阶调制，对不同半径上的点进行网格编码调制，将半径相同的点收集到一起，以使幅值相同的信号合并到一起，形成平滑的阶梯型幅值，然后根据调制后载波信号进行频偏计算，提高频偏估计的精确度。
需说明的是，以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，其中所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部模块来实现本实施例方案的目的。另外，本发明提供的装置实施例附图中，模块之间的连接关系表示它们之间具有通信连接，具体可以实现为一条或多条通信总线或信号线。本领域普通技术人员在不付出创造性劳动的情况下，即可以理解并实施。
所属领域的技术人员可以清楚地了解到，为了方便和简洁，上述描述的装置的具体工作过程，可参考前述方法实施例中对应的过程，在此不再赘述。
本发明另一实施例还提供了一种终端设备，包括处理器、存储器以及存储在所述存储器中且被配置为由所述处理器执行的计算机程序，所述处理器执行所述计算机程序时实现如上述实施例中所述的一种载波频偏盲估计方法。所述终端设备可以是桌上型计算机、笔记本、掌上电脑及云端服务器等计算设备。所述终端设备可包括，但不仅限于，处理器、存储器。
所述处理器可以是中央处理单元（Central Processing Unit，CPU），还可以是其他通用处理器、数字信号处理器 (Digital Signal Processor，DSP)、专用集成电路(Application Specific Integrated Circuit，ASIC)、现成可编程门阵列 (Field-Programmable Gate Array，FPGA) 或者其他可编程逻辑器件、分立门或者晶体管逻辑器件、分立硬件组件等。通用处理器可以是微处理器或者该处理器也可以是任何常规的处理器等，所述处理器是所述终端设备的控制中心，利用各种接口和线路连接整个终端设备的各个部分。
所述存储器可用于存储所述计算机程序，所述处理器通过运行或执行存储在所述存储器内的计算机程序，以及调用存储在存储器内的数据，实现所述终端设备的各种功能。所述存储器可主要包括存储程序区和存储数据区，其中，存储程序区可存储操作系统、至少一个功能所需的应用程序等；存储数据区可存储根据手机的使用所创建的数据等。此外，存储器可以包括高速随机存取存储器，还可以包括非易失性存储器，例如硬盘、内存、插接式硬盘，智能存储卡（Smart Media Card，SMC），安全数字（Secure Digital，SD）卡，闪存卡（Flash Card）、至少一个磁盘存储器件、闪存器件或其他易失性固态存储器件。
本发明另一实施例提供了一种计算机可读存储介质，所述计算机可读存储介质包括存储的计算机程序，其中，在所述计算机程序运行时控制所述计算机可读存储介质所在设备执行上述实施例所述的一种载波频偏盲估计方法。
所述存储介质为计算机可读存储介质，所述计算机程序存储在所述计算机可读存储介质中，该计算机程序在被处理器执行时，可实现上述各个方法实施例的步骤。其中，所述计算机程序包括计算机程序代码，所述计算机程序代码可以为源代码形式、对象代码形式、可执行文件或某些中间形式等。所述计算机可读介质可以包括：能够携带所述计算机程序代码的任何实体或装置、记录介质、U盘、移动硬盘、磁碟、光盘、计算机存储器、只读存储器（ROM，Read-Only Memory）、随机存取存储器（RAM，Random Access Memory）、电载波信号、电信信号以及软件分发介质等。
以上所述是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也视为本发明的保护范围。
Claims (10)
1.一种载波频偏盲估计方法，其特征在于，包括：
将载波信号映射到不同的星座点上进行网格编码调制，得到调制后的载波信号；
将所述调制后的载波信号的第一个OFDM符号进行零填充，得到零填充后的载波信号；
将所述零填充后的载波信号进行离散傅里叶变换，得到零填充后的频谱；
将所述零填充后的频谱进行分集，得到若干频谱分集，并根据预设的代价函数分别计算各频谱分集的频谱幅度之和；
将频谱幅度之和最大的频谱分集作为目标频谱分集；根据所述目标频谱分集的频谱幅度之和、频谱分集的分集数量以及预设的代价函数，计算得到载波信号的频偏估计值。
2.如权利要求1所述的一种载波频偏盲估计方法，其特征在于，所述将载波信号映射到不同的星座点上进行网格编码调制，得到调制后的载波信号，包括：
获取载波信号的调制阶数；
将载波信号的比特按16QAM星座图上星座点所对应的比特数分为若干组，并将每组的比特拆分成第一部分、第二部分以及第三部分；将每组比特的第一部分比特、第二部分比特以及第三部分比特分别映射到第一半径、第二半径以及第三半径的星座点上；
第一半径上的第一部分比特按第一预设调制规则进行网格编码调制；第二半径上的第二部分比特按第二预设调制规则进行网格编码调制；第三半径上的第三部分比特按第一预设调制规则进行网格编码调制；得到调制后的符号；
根据调制后的符号，得到调制后的载波信号；
其中，所述16QAM星座图上星座点所对应的比特数等于log2（载波信号的调制阶数）；第一部分比特的比特数等于第三部分比特的比特数，第一部分比特的比特数与第三部分比特的比特数之和等于第二部分比特的比特数；所述第一半径小于第二半径；所述第二半径小于第三半径；所述第一预设调制规则和所述第二预设调制规则输入的比特数不同。
3.如权利要求2所述的一种载波频偏盲估计方法，其特征在于，
所述第一预设调制规则对应的公式为：
；
；
其中，表示第n时刻的输入比特；/>表示第n-1时刻的输入比特；/>表示第n-2时刻的输入比特；/>表示第一预设调制后的第一符号；/>表示第一预设调制后的第二符号；
所述第二预设调制规则对应的公式为：
；
；
；
其中，表示第k个时刻输入的第一个比特；/>表示第k个时刻输入的第二个比特；/>表示第k-1个时刻输入的第二个比特；/>表示第k-2个时刻输入的第二个比特；/>表示第二预设调制后的第一符号；/>表示第二预设调制后的第二符号；/>表示第二预设码调制后的第三符号。
4.如权利要求1所述的一种载波频偏盲估计方法，其特征在于，所述根据预设的代价函数分别计算各频谱分集的频谱幅度之和，包括：
根据所述若干频谱分集，确定各频谱分集的频谱幅度；
根据各频谱分集的频谱幅度以及预设的代价函数，分别计算各频谱分集的频谱幅度之和；
所述预设的代价函数为：
；
其中，表示L个频谱分集中的第/>个频谱分集；k表示L个频谱分集中的第/>个频谱分集的第k个频谱；N表示第/>个频谱分集中的频谱数量。
5.如权利要求1所述的一种载波频偏盲估计方法，其特征在于，所述根据所述目标频谱分集的频谱幅度之和、频谱分集的分集数量以及预设的代价函数，计算得到载波信号的频偏估计值，包括：
根据所述目标频谱分集的频谱幅度之和以及预设的代价函数，计算所述目标频谱分集的频谱幅度之和的导数；
根据所述目标频谱分集的频谱幅度之和的导数、目标频谱分集的频谱幅度之和以及预设的代价函数，计算目标频谱幅度峰值；
根据所述目标频谱幅度峰值以及频谱分集的分集数量，计算载波信号的频偏估计值。
6.如权利要求5所述的一种载波频偏盲估计方法，其特征在于，通过以下公式计算载波信号的频偏估计值：
其中，表示频偏估计值；/>表示目标频谱幅度峰值；L表示频谱分集的分集数量。
7.一种载波频偏盲估计装置，其特征在于，包括：
网格编码调制模块，用于将载波信号映射到不同的星座点上进行网格编码调制，得到调制后的载波信号；
符号零填充模块，用于将所述调制后的载波信号的第一个OFDM符号进行零填充，得到零填充后的载波信号；
零填充频谱确定模块，用于将所述零填充后的载波信号进行离散傅里叶变换，得到零填充后的频谱；
频谱分集模块，用于将所述零填充后的频谱进行分集，得到若干频谱分集，并根据预设的代价函数分别计算各频谱分集的频谱幅度之和；
频偏估计值计算模块，用于将频谱幅度之和最大的频谱分集作为目标频谱分集；根据所述目标频谱分集的频谱幅度之和、频谱分集的分集数量以及预设的代价函数，计算得到载波信号的频偏估计值。
8.如权利要求7所述的一种载波频偏盲估计装置，其特征在于，所述网格编码调制模块，将载波信号映射到不同的星座点上进行网格编码调制，得到调制后的载波信号，包括：
获取载波信号的调制阶数；
将载波信号的比特按16QAM星座图上各星座点所对应的比特数分为若干组，并将每组的比特拆分成第一部分、第二部分以及第三部分；将每组比特的第一部分比特、第二部分比特以及第三部分比特分别映射到第一半径、第二半径以及第三半径的星座点上；
第一半径上的第一部分比特按第一预设调制规则进行网格编码调制；第二半径上的第二部分比特按第二预设调制规则进行网格编码调制；第三半径上的第三部分比特按第一预设调制规则进行网格编码调制；得到调制后的符号；
根据调制后的符号，得到调制后的载波信号；
其中，所述16QAM星座图上各星座点所对应的比特数等于log2（载波信号的调制阶数）；第一部分比特的比特数等于第三部分比特的比特数，第一部分比特的比特数与第三部分比特的比特数之和等于第二部分比特的比特数；所述第一半径小于第二半径；所述第二半径小于第三半径；所述第一预设调制规则和所述第二预设调制规则输入的比特数不同。
9.一种终端设备，其特征在于，包括处理器、存储器以及存储在所述存储器中且被配置为由所述处理器执行的计算机程序，所述处理器执行所述计算机程序时实现如权利要求1至6中任意一项所述的一种载波频偏盲估计方法。
10.一种计算机可读存储介质，其特征在于，所述计算机可读存储介质包括存储的计算机程序，其中，在所述计算机程序运行时控制所述计算机可读存储介质所在设备执行如权利要求1至6中任意一项所述的一种载波频偏盲估计方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202410362768.7A CN117978608B (zh) | 2024-03-28 | 2024-03-28 | 一种载波频偏盲估计方法、装置、终端设备及存储介质 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202410362768.7A CN117978608B (zh) | 2024-03-28 | 2024-03-28 | 一种载波频偏盲估计方法、装置、终端设备及存储介质 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN117978608A true CN117978608A (zh) | 2024-05-03 |
| CN117978608B CN117978608B (zh) | 2024-06-07 |
Family
ID=90855628
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN202410362768.7A Active CN117978608B (zh) | 2024-03-28 | 2024-03-28 | 一种载波频偏盲估计方法、装置、终端设备及存储介质 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN117978608B (zh) |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN105429729A (zh) * | 2015-11-03 | 2016-03-23 | 西安烽火电子科技有限责任公司 | 一种超短波的连续相位网格编码调制相干解调方法 |
| US20170244588A1 (en) * | 2001-02-01 | 2017-08-24 | Qualcomm Incorporated | Coding scheme for a wireless communication system |
-
2024
- 2024-03-28 CN CN202410362768.7A patent/CN117978608B/zh active Active
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20170244588A1 (en) * | 2001-02-01 | 2017-08-24 | Qualcomm Incorporated | Coding scheme for a wireless communication system |
| CN105429729A (zh) * | 2015-11-03 | 2016-03-23 | 西安烽火电子科技有限责任公司 | 一种超短波的连续相位网格编码调制相干解调方法 |
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| 彭涛;肖悦;叶敏;李少谦;: "SCM-OFDM系统中一种新型的盲频偏估计方法", 电子与信息学报, no. 01, 15 January 2013 (2013-01-15) * |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN117978608B (zh) | 2024-06-07 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CN100588193C (zh) | 计算用于移动通信系统的接收机中的解码的对数似然比的方法和装置 | |
| US20150117866A1 (en) | Quadrature amplitude modulation symbol mapping | |
| CN105531975A (zh) | 用于发送具有恒定包络的信号的方法和装置 | |
| CN110418220B (zh) | 一种广义频分复用系统、光纤信号的生成方法及装置 | |
| CN102932289A (zh) | Ofdm系统中基于循环移位估计移位个数及信道响应的方法 | |
| CN102946372B (zh) | Ofdm系统中频偏和时偏的联合估计方法 | |
| CN107135174A (zh) | 信号发送装置、载波相位恢复装置及方法 | |
| CN117240673B (zh) | 一种多路载波索引差分混沌移位键控调制解调器及方法 | |
| JP2015122803A (ja) | 動作方法、移動通信装置及び記憶媒体 | |
| CN111865862A (zh) | 一种基于cordic算法的ofdm基带信号生成及解调方法 | |
| KR20140096559A (ko) | 무선 통신 시스템에서 주파수-직각 진폭 변조된 신호의 복호 매트릭 생성 방법 및 장치 | |
| WO2021258975A1 (zh) | 数据调制方法、装置、设备和存储介质 | |
| CN117978608B (zh) | 一种载波频偏盲估计方法、装置、终端设备及存储介质 | |
| US10277448B1 (en) | Method for hierarchical modulation with vector processing | |
| CN103560861A (zh) | 星座映射方法 | |
| CN103516658A (zh) | 一种降低光正交频分复用系统中高峰均值功率比的方法 | |
| JPWO2021003054A5 (zh) | ||
| CN112866159B (zh) | 一种基带信号生成方法及相关装置 | |
| CN111092663A (zh) | 一种基于比特加权分布的光正交频分复用系统和通信方法 | |
| US20240340210A1 (en) | Signal modulation method and device, and storage medium | |
| CN115733713B (zh) | 一种频偏估计方法、装置及存储介质 | |
| Ngo et al. | Enhancing diversity of OFDM with joint spread spectrum and subcarrier index modulations | |
| US20100142639A1 (en) | Data communication system, data decoding apparatus and method therefor | |
| Effendi et al. | Performance evaluation of wavelet packet modulation for wireless digital communications | |
| CN117176535A (zh) | 信号的生成方法、装置、存储介质和计算机设备 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| GR01 | Patent grant |