CN117856614A - 电压转换电路与充电器 - Google Patents

Abstract

本申请公开了一种电压转换电路与充电器，涉及电子电路技术领域，电压转换电路包括输入端、输出端、第一储能支路、第二储能支路、第三储能支路与控制支路。控制支路用于控制第一储能支路、第二储能支路、第三储能支路中的开关的导通与关断，以使输入端与输出端的电压比值为2N：1。其中，在每个开关周期中，第三储能支路中的第十开关晚于第三储能支路中至少一个与其同相的开关导通。通过上述方式，能够通过控制电压转换电路中开关的导通顺序来降低电压转换电路中部分开关导通时的漏源电压差，甚至实现零电压开关，从而降低开关在导通过程中发生热载流子注入的可能性，有利于提高开关器件的可靠性和寿命，以及提升电压转换电路的效率。

Description

电压转换电路与充电器

技术领域

本申请涉及电子电路技术领域，特别是涉及一种电压转换电路与充电器。

背景技术

随着手机快速充电的普及，电荷泵电压变换电路凭借其高功率转换效率逐渐得到越来越广泛的应用。单节电池的快充功率也从最初的25W提升到今天的65W。对应的USB适配器的速出电压也从最初的10V提升到20V。最基本的2：1电荷泵已经不能满足20V USB适配器输入电压给单节电池快充的需求。4：1电荷泵并兼容2：1功能取而代之，用以20V到5V的4：1电压转换。

在相关技术中，电荷泵电路中的部分开关在导通的瞬间其漏极与源极之间的电压差（即漏源电压差）较高，甚至能够达到输入电压的3/4，在该种情况下，不但会导致这部分开关的开关损耗较高，同时还会增加这部分开关因为过压而损坏的风险。

发明内容

本申请实施例旨在提供一种电压转换电路、控制方法与充电器，能够通过控制电压转换电路中开关的导通顺序来降低电压转换电路中部分开关导通时的漏源电压差，甚至实现零电压开关，从而降低开关在导通过程中发生热载流子注入的可能性，有利于提高开关器件的可靠性和寿命，以及提升电压转换电路的效率。

为实现上述目的，第一方面，本申请提供一种电压转换电路，包括：

输入端、输出端、第一储能支路、第二储能支路、第三储能支路与控制支路；

所述第一储能支路包括第一电容、第一开关、第二开关与第三开关，所述第一开关的第三端与所述第一电容的第一端连接，所述第一开关的第二端与所述第二开关的第三端连接于所述输出端，所述第二开关的第二端与所述第三开关的第三端、所述第一电容的第二端连接于所述第一储能支路的第一端，所述第三开关的第二端接地；

所述第二储能支路包括第二电容、第四开关、第五开关与第六开关，所述第四开关的第三端与所述第二电容的第一端连接，所述第四开关的第二端与所述第五开关的第三端连接于所述输出端，所述第五开关的第二端与所述第六开关的第三端、所述第二电容的第二端连接于所述第二储能支路的第一端，所述第六开关的第二端接地；

所述第三储能支路包括第三电容、第七开关、第八开关、第九开关与第十开关，所述第七开关的第三端与所述第九开关的第二端及所述第三电容的第一端连接，所述第三电容的第二端与所述第十开关的第三端及所述第八开关的第二端连接，所述第八开关的第三端与所述输入端连接，所述第七开关的第二端接地，所述第九开关的第三端与所述第一开关的第三端连接，所述第十开关的第二端与所述第四开关的第三端连接；

所述控制支路分别与所述第一储能支路、所述第二储能支路以及所述第三储能支路中的各开关的第一端连接，所述控制支路用于控制所述各开关分两相交替周期性地导通与关断，以使所述输入端的电压与所述输出端的电压的比值为2N：1，其中，N为大于１的整数；

其中，在每个开关周期中，所述第十开关晚于所述第三储能支路中至少一个与其同相的开关导通。

在一种可选的方式中，所述控制支路进一步用于：

在一个工作周期的前半周期，控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关、所述第八开关和所述第九开关保持关断，并控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关、所述第七开关和所述第十开关导通，其中，所述第七开关早于所述第十开关导通；

在一个工作周期的后半周期，控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关、所述第八开关和所述第九开关导通，并控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关、所述第七开关和所述第十开关保持关断；

其中，所述输入端的电压与所述输出端的电压的比值为4：1。

在一种可选的方式中，所述控制支路进一步用于：

在一个工作周期的前半周期，控制所述第一开关、所述第三开关和所述第五开关中的至少一个早于所述第十开关导通；

在一个工作周期的后半周期，控制所述第四开关和所述第六开关中的至少一个早于同相的其他开关导通；

其中，所述输入端的电压与所述输出端的电压的比值为4：1。

在一种可选的方式中，所述第一储能支路还包括第十二开关与第四电容，所述第二储能支路还包括第十三开关与第五电容；

所述第十二开关的第二端与所述第一开关的第三端连接，所述第十二开关的第三端与所述第四电容的第一端及所述第九开关的第三端连接，所述第四电容的第二端与所述第二储能支路的第一端连接；

所述第十三开关的第二端与所述第四开关的第三端连接，所述第十三开关的第三端与所述第五电容的第一端及所述第十开关的第二端连接，所述第五电容的第二端与所述第一储能支路的第一端连接；

其中，所述控制支路分别与所述第十二开关的第一端及所述第十三开关的第一端连接。

在一种可选的方式中，所述控制支路进一步用于：

在一个工作周期的前半周期，控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关、所述第八开关、所述第九开关和所述第十三开关保持关断，并控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关、所述第七开关、所述第十开关和所述第十二开关导通，其中，所述第七开关早于所述第十开关导通；

在一个工作周期的后半周期，控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关、所述第八开关、所述第九开关和所述第十三开关导通，并控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关、所述第七开关、所述第十开关和所述第十二开关保持关断；

其中，所述输入端的电压与所述输出端的电压的比值为6：1。

在一种可选的方式中，所述控制支路进一步用于：

在一个工作周期的前半周期，控制所述第二开关和所述第六开关中的至少一个早于所述第十开关导通；

在一个工作周期的后半周期，控制所述第一开关和所述第三开关中的至少一个早于同相的其他开关导通；

其中，所述电压转换电路的所述输入端的电压与所述输出端的电压的比值为6：1。

在一种可选的方式中，所述第一储能支路还包括第十四开关与第六电容，所述第二储能支路还包括第十五开关与第七电容；

所述第十四开关的第二端与所述第十二开关的第三端连接，所述第十四开关的第三端与所述第六电容的第一端及所述第九开关的第三端连接，所述第六电容的第二端与所述第一储能支路的第一端连接；

所述第十五开关的第二端与所述第十三开关的第三端连接，所述第十五开关的第三端、所述第七电容的第一端与所述第十开关的第二端连接，所述第七电容的第二端与所述第二储能支路的第一端连接；

其中，所述控制支路分别与所述第十四开关的第一端及所述第十五开关的第一端连接。

在一种可选的方式中，所述控制支路进一步用于：

在一个工作周期的前半周期，控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关、所述第十二开关、所述第十五开关、所述第八开关和所述第九开关保持关断，并控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关、所述第七开关、所述第十三开关、所述第十四开关和所述第十开关导通，其中，所述第七开关早于所述第十开关导通；

在一个工作周期的后半周期，控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关、所述第八开关、所述第十二开关、所述第十五开关和所述第九开关导通，并控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关、所述第七开关、所述第十三开关、所述第十四开关和所述第十开关保持关断；

其中，所述输入端的电压与所述输出端的电压的比值为8：1。

在一种可选的方式中，所述控制支路进一步用于：

在一个工作周期的前半周期，控制所述第三开关和所述第五开关中的至少一个早于所述第十开关导通；

在一个工作周期的后半周期，控制所述第四开关和所述第六开关中的至少一个早于同相的其他开关导通；

其中，所述输入端的电压与所述输出端的电压的比值为8：1。

在一种可选的方式中，所述第三储能支路还包括第八电容、第十六开关、第十七开关、第十八开关与第十九开关；

所述第十六开关的第三端与所述第十八开关的第二端及所述第八电容的第一端连接，所述第八电容的第二端与所述第十九开关的第三端及所述第十七开关的第二端连接，所述第十七开关的第三端与所述输入端连接，所述第十六开关的第二端接地，所述第十八开关的第三端与所述第四开关的第三端连接，所述第十九开关的第二端与所述第一开关的第三端连接；

其中，所述控制支路与所述第十六开关的第一端、所述第十七开关的第一端、所述第十八开关的第一端及所述第十九开关的第一端连接。

在一种可选的方式中，所述控制支路进一步用于：

在一个工作周期的前半周期，控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关、所述第八开关、所述第九开关、所述第十六开关和所述第十九开关保持关断，并控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关、所述第七开关、所述第十开关、所述第十七开关和所述第十八开关导通，其中，所述第七开关和所述第十七开关中的至少一个早于所述第十开关导通；

在一个工作周期的后半周期，控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关、所述第七开关、所述第十开关、所述第十七开关和所述第十八开关保持关断，并控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关、所述第八开关、所述第九开关、所述第十六开关和所述第十九开关导通，其中，所述第八开关和所述第十六开关中的至少一个早于所述第十九开关导通；

其中，所述输入端的电压与所述输出端的电压的比值为4：1。

在一种可选的方式中，所述控制支路进一步用于：

在一个工作周期的前半周期，控制所述第一开关和所述第三开关之中的至少一个早于所述第七开关导通；

在一个工作周期的后半周期，控制所述第二开关和所述第六开关之中的至少一个早于所述第十六开关导通。

在一种可选的方式中，所述控制支路进一步用于：

控制所述第八开关与所述第十七开关导通，并控制所述第七开关与所述第十六开关关断；

在一个工作周期的前半周期，控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关、所述第十八开关和所述第十九开关关断，并控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关、所述第九开关和所述第十开关导通；

在一个工作周期的后半周期，控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关、所述第十八开关和所述第十九开关导通，并控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关、所述第九开关和所述第十开关关断；

其中，所述输入端的电压与所述输出端的电压的比值为2：1。

在一种可选的方式中，所述第一储能支路还包括第二十开关与第九电容，所述第二储能支路还包括第二十一开关与第十电容；

所述第二十开关的第二端与所述第一开关的第三端连接，所述第二十开关的第三端与所述第九电容的第一端及所述第九开关的第三端连接，所述第九电容的第二端与所述第二电容的第一端或所述第二电容的第二端连接；

所述第二十一开关的第二端与所述第四开关的第三端连接，所述第二十一开关的第三端与所述第十电容的第一端及所述第十开关的第二端连接，所述第十电容的第二端与所述第一电容的第一端或所述第一电容的第二端连接；

其中，所述控制支路分别与所述第二十开关的第一端及所述第二十一开关的第一端连接。

在一种可选的方式中，所述控制支路进一步用于：

在一个工作周期的前半周期，控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关、所述第八开关、所述第九开关、所述第十六开关、所述第十九开关和所述第二十一开关保持关断，并控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关、所述第七开关、所述第十开关、所述第十七开关、所述第十八开关和所述第二十开关导通，其中，所述第七开关和所述第十七开关中的至少一个早于所述第十开关导通；

在一个工作周期的后半周期，控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关、所述第七开关、所述第十开关、所述第十七开关、所述第十八开关和所述第二十开关保持关断，并控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关、所述第八开关、所述第九开关、所述第十六开关、所述第十九开关和所述第二十一开关导通，其中，所述第八开关和所述第十六开关中的至少一个早于所述第十九开关导通；

其中，所述输入端的电压与所述输出端的电压的比值为6：1。

在一种可选的方式中，所述控制支路进一步用于：

在一个工作周期的前半周期，控制所述第二开关和所述第六开关中的至少一个早于所述第七开关导通；

在一个工作周期的后半周期，控制所述第一开关和所述第三开关中的至少一个早于所述第十六开关导通。

在一种可选的方式中，所述控制支路进一步用于：

控制所述第八开关与所述第十七开关导通，并控制所述第七开关与所述第十六开关关断；

在一个工作周期的前半周期，控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关、所述第十八开关、所述第十九开关和所述第二十一开关关断，并控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关、所述第九开关、所述第十开关和所述第二十开关导通；

在一个工作周期的后半周期，控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关、所述第十八开关、所述第十九开关和所述第二十一开关导通，并控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关、所述第九开关、所述第十开关和所述第二十开关关断；

其中，所述输入端的电压与所述输出端的电压的比值为3：1。

在一种可选的方式中，所述第一储能支路还包括第二十二开关与第十一电容，所述第二储能支路还包括第二十三开关与第十二电容；

所述第二十二开关的第二端与所述第二十开关的第三端连接，所述第二十二开关的第三端与所述第十一电容的第一端及所述第九开关的第三端连接，当所述第九电容的第二端与所述第二电容的第二端连接时，所述第十一电容的第二端与所述第一电容的第二端连接，当所述第九电容的第二端与所述第二电容的第一端连接时，所述第十一电容的第二端与所述第十电容的第一端连接；

所述第二十三开关的第二端与所述第二十一开关的第三端连接，所述第二十三开关的第三端与所述第十二电容的第一端及所述第十开关的第二端连接，当所述第十电容的第二端与所述第一电容的第二端连接时,所述第十二电容的第二端与所述第二电容的第二端连接，当所述第十电容的第二端与所述第一电容的第一端连接时，所述第十二电容的第二端与所述第九电容的第一端连接；

其中，所述控制支路分别与所述第二十二开关的第一端及所述第二十三开关的第一端连接。

在一种可选的方式中，所述控制支路进一步用于：

在一个工作周期的前半周期，控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关、所述第八开关、所述第九开关、所述第十六开关、所述第十九开关、所述第二十开关和所述第二十三开关保持关断，并控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关、所述第七开关、所述第十开关、所述第十七开关、所述第十八开关、所述第二十一开关和所述第二十二开关导通，其中，所述第七开关和所述第十七开关中的至少一个早于所述第十开关导通；

在一个工作周期的后半周期，控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关、所述第七开关、所述第十开关、所述第十七开关、所述第十八开关、所述第二十一开关和所述第二十二开关保持关断，并控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关、所述第八开关、所述第九开关、所述第十六开关、所述第十九开关、所述第二十开关和所述第二十三开关导通，其中，所述第八开关和所述第十六开关中的至少一个早于所述第十九开关导通；

其中，所述输入端的电压与所述输出端的电压的比值为8：1。

在一种可选的方式中，所述控制支路进一步用于：

在一个工作周期的前半周期，控制所述第一开关和所述第三开关中的至少一个早于所述第七开关导通；

在一个工作周期的后半周期，控制所述第二开关和所述第六开关中的至少一个早于所述第十六开关导通。

第二方面，本申请提供一种充电器，该充电器包括如上所述的电压转换电路。

本申请实施例的有益效果是：本申请提供的电压转换电路包括输入端、输出端、第一储能支路、第二储能支路、第三储能支路与控制支路。第一储能支路包括第一电容、第一开关、第二开关与第三开关，第一开关的第三端与第一电容的第一端连接，第一开关的第二端与第二开关的第三端连接于输出端，第二开关的第二端与第三开关的第三端、第一电容的第二端连接于第一储能支路的第一端，第三开关的第二端接地。第二储能支路包括第二电容、第四开关、第五开关与第六开关，第四开关的第三端与第二电容的第一端连接，第四开关的第二端与第五开关的第三端连接于输出端，第五开关的第二端与第六开关的第三端、第二电容的第二端连接于第二储能支路的第一端，第六开关的第二端接地。第三储能支路包括第三电容、第七开关、第八开关、第九开关与第十开关，第七开关的第三端与第九开关的第二端及第三电容的第一端连接，第三电容的第二端与第十开关的第三端及第八开关的第二端连接，第八开关的第三端与输入端连接，第七开关的第二端接地，第九开关的第三端与第一开关的第三端连接，第十开关的第二端与第四开关的第三端连接。控制支路分别与第一储能支路、第二储能支路以及第三储能支路中的各开关的第一端连接，控制支路用于控制各开关分两相交替周期性地导通与关断，以使输入端的电压与输出端的电压的比值为2N：1，其中，N为大于１的整数。其中，在每个开关周期中，第十开关晚于第三储能支路中至少一个与其同相的开关而导通。相对于相关技术而言，通过将第十开关晚于第三储能支路中至少一个与其同相的开关，可以有效的降低第十开关在导通瞬间的漏源电压差，从而降低因为第十开关在高漏源电压下导通而可能造成的热载流子注入而失效的风险，有利于提高第十开关的可靠性和寿命，以及提升电压转换电路的效率。

附图说明

一个或多个实施例通过与之对应的附图中的图片进行示例性说明，这些示例性说明并不构成对实施例的限定，附图中具有相同参考数字标号的元件表示为类似的元件，除非有特别申明，附图中的图不构成比例限制。

图1为本申请实施例一提供的电压转换电路的电路结构示意图；

图2为相关技术中在图1中的电压转换电路的输入端的电压与输出端的电压为4:1时各信号的示意图；

图3为本申请实施例一提供的图1中的电压转换电路在第一种控制方法下运行且输入端的电压与输出端的电压为4:1时各信号的示意图；

图4为本申请实施例一提供的图1中的电压转换电路在第二种控制方法下运行且输入端的电压与输出端的电压为4:1时各信号的示意图；

图5为本申请实施例二提供的电压转换电路的电路结构示意图；

图6为本申请实施例三提供的电压转换电路的电路结构示意图；

图7为本申请实施例四提供的电压转换电路的电路结构示意图；

图8为本申请实施例一提供的图7中的电压转换电路在第一种控制方法下运行且输入端的电压与输出端的电压为4:1时各信号的示意图；

图9为本申请实施例一提供的图7中的电压转换电路在第二种控制方法下运行且输入端的电压与输出端的电压为4:1时各信号的示意图；

图10为本申请实施例一提供的图7中的电压转换电路在第三种控制方法下运行且输入端的电压与输出端的电压为4:1时各信号的示意图；

图11为本申请实施例五提供的电压转换电路的电路结构示意图；

图12为本申请实施例六提供的电压转换电路的电路结构示意图；

图13为本申请实施例七提供的电压转换电路的电路结构示意图；

图14为本申请实施例八提供的电压转换电路的电路结构示意图。

具体实施方式

为使本申请实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。

请参照图1，图1为本申请实施例提供的电压转换电路的结构示意图。如图1所示，该电压转换电路包括输入端VIN、输出端VOUT、第一储能支路10、第二储能支路20、第三储能支路30与控制支路（图未示）。其中，第一储能支路10包括第一电容C1、第一开关Q1、第二开关Q2与第三开关Q3，第二储能支路20包括第二电容C2、第四开关Q4、第五开关Q5与第六开关Q6，第三储能支路30包括第三电容C3、第七开关Q7、第八开关Q8、第九开关Q9与第十开关Q10。

第一开关Q1的第三端与第一电容C1的第一端连接，第一开关Q1的第二端与第二开关Q2的第三端连接于输出端VOUT，第二开关Q2的第二端与第三开关Q3的第三端、第一电容C1的第二端连接于第一储能支路10的第一端，第三开关Q3的第二端接地GND。

第四开关Q4的第三端与第二电容C2的第一端连接，第四开关Q4的第二端与第五开关Q5的第三端连接于输出端VOUT，第五开关Q5的第二端与第六开关Q6的第三端、第二电容C2的第二端连接于第二储能支路20的第一端，第六开关Q6的第二端接地GND。

第七开关Q7的第三端与第九开关Q9的第二端及第三电容C3的第一端连接，第三电容C3的第二端与第十开关Q10的第三端及第八开关Q8的第二端连接，第八开关Q8的第三端与输入端VIN连接，第七开关Q7的第二端接地GND，第九开关Q9的第三端与第一开关Q1的第三端连接，第十开关Q10的第二端与第四开关Q4的第三端连接。

控制支路与第一储能支路10、第二储能支路20以及第三储能支路30中的各开关（包括第一开关Q1、第二开关Q2、第三开关Q3、第四开关Q4、第五开关Q5、第六开关Q6、第七开关Q7、第八开关Q8、第九开关Q9与第十开关Q10）的第一端连接。

控制支路用于控制各开关分两相交替周期性地导通与关断，以使输入端VIN的电压（VI）与输出端VOUT的电压（VO）的比值为2N：1，其中，N为正整数。其中，在同一个时间段（包括一个工作周期的前半周期或后半周期）内导通或关断的多个开关属于同一相，比如在一实施方式中，在一个工作周期的前半周期，第七开关Q7与第十开关Q10均被驱动导通（可以同时导通，也可以不同时导通），则第七开关Q7与第十开关Q10属于同一相。由于将工作周期分成前半周期与后半周期，则各开关分两相导通。

在此实施例中，仅需10个开关管（包括第一开关Q1、第二开关Q2、第三开关Q3、第四开关Q4、第五开关Q5、第六开关Q6、第七开关Q7、第八开关Q8、第九开关Q9与第十开关Q10）与三个飞跨电容（包括第一电容C1、第二电容C2与第三电容C3）即可实现使输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压的比值为4：1。

需要说明的是，在本申请的实施例中，以各开关均为MOS管为例。而在其他的实施例中，各开关还可以是任何可控开关，诸如绝缘栅双极晶体管（IGBT）器件，集成门极换流晶闸管（IGCT）设备，可关断晶闸管（GTO）装置，硅控整流器（SCR）设备，结型栅场效应晶体管(JFET)器件、MOS控制晶闸管(MCT)器件、氮化镓(GaN)基功率器件、碳化硅(SiC)基功率器件等。本申请实施例对比不做限制。

同时，以第一开关Q1为例，当第一开关Q1选用MOS管时，MOS管的栅极为第一开关Q1的第一端，MOS管的源极为第一开关Q1的第二端，MOS管的漏极为第一开关Q1的第三端。其他开关与第一开关Q1的应用情况相同，其在本领域技术人员容易理解的范围内，这里不再赘述。

在一实施例中，电压转换电路还可包括第一滤波电容CT1与第二滤波电容CT2。其中，第一滤波电容CT1的第一端与输出端VOUT连接，第一滤波电容CT1的第二端接地GND。第二滤波电容CT2的第一端与输入端VIN连接，第二滤波电容CT2的第二端接地GND。

在相关技术中，针对图1所示的电路结构的一种控制方式具体将图2所示的各曲线进行说明。请一并结合图1与图2，其中，曲线L32为第二开关Q2、第四开关Q4、第六开关Q6、第八开关Q8与第九开关Q9的控制信号的示意图；曲线L31为第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5、第七开关Q7与第十开关Q10的控制信号的示意图；时长T3表示一个工作周期；时长T31表示一个工作周期中的前半周期；时长T32表示一个工作周期中的后半周期，而T3M时刻为一个工作周期的中间时刻。应理解，本申请任一实施例中的控制信号均由控制支路输出。

应理解，在本申请的实施例中，附图中的曲线的高电平表示控制对应的开关导通，低电平表示控制对应的开关关断。例如，曲线L32在时长T31内为高电平信号，此时，控制第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5、第七开关Q7与第十开关Q10导通。

在此实施例中，控制支路进一步用于：由曲线L31可知，在一个工作周期的开始时刻（时刻T3S，即时长T31开始的时刻），控制第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5、第七开关Q7与第十开关Q10导通，并控制其他开关关断。即在该工作周期的前半周期中，保持第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5、第七开关Q7与第十开关Q10导通,并保持其他开关关断。

在一个工作周期的中间时刻（时刻T3M，即时长T32开始的时刻），控制第二开关Q2、第四开关Q4、第六开关Q6、第八开关Q8与第九开关Q9导通，并控制其他开关关断。即在该工作周期的后半周期中，保持第二开关Q2、第四开关Q4、第六开关Q6、第八开关Q8与第九开关Q9导通,并保持其他开关关断。

具体地，在一个工作周期的前半周期，第二电容C2和第一滤波电容CT1串联后与第三电容C3并联。则第三电容C3上的平均电压等于第二电容C2和第一滤波电容CT1上的平均电压之和，也就是输出端VOUT上的电压的两倍。与此同时，第一电容C1通过第一开关Q1与第三开关Q3对第一滤波电容CT1充电并为输出端VOUT供电。因为第一电容C1与第一滤波电容CT1并联，所以第一电容C1上的平均电压等于输出端VOUT上的电压。在一个工作周期的后半周期，第三电容C3、第一电容C1与第一滤波电容CT1串联。第三电容C3、第一电容C1与第一滤波电容CT1上的平均电压之和等于输入端VIN上的电压。与此同时，第二电容C2通过第四开关Q4和第六开关Q6对第一滤波电容CT1充电并为输出端VOUT供电。因为第二电容C2与第一滤波电容CT1并联，所以第二电容C2上的平均电压等于输出端VOUT上的电压。

且如前所述，第一电容C1、第三电容C3与第一滤波电容CT1上的平均电压之和等于输入端VIN上的电压，可得第三电容C3上的平均电压等于输入端VIN上的电压的一半。

通过上述方式，当各开关的开关频率足够快时，第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3和第一滤波电容CT1两端的电压均会在一个平均值的附近波动。其中，第三电容C3上的平均电压等于输入端VIN上的电压的一半。第一电容C1、第二电容C2和第一滤波电容CT1上的平均电压等于输出端VOUT上的电压，从而，输出端VOUT上的电压为第一滤波电容CT1上的平均电压，也为第三电容C3上的平均电压的一半，即为输入端VIN上的电压的四分之一。亦即，实现了输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压的比值为4：1。

可见，在此实施例中，第一开关Q1、第二开关Q2、第三开关Q3、第四开关Q4、第五开关Q5、第六开关Q6、第七开关Q7、第八开关Q8、第九开关Q9与第十开关Q10均以50%的占空比交替导通与关断，以使输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压的比值为4：1。

其中，当图１中所示电压转换电路工作在4:1的降压模式下时，第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5、第七开关Q7与第十开关Q10为电压转换电路的一相，在开关周期的前半周期内导通。第二开关Q2、第四开关Q4、第六开关Q6、第八开关Q8与第九开关Q9为电压转换电路的另一相，在开关周期的后半周期内导通。需要注意的是，同一相电路里的开关虽然都在同一个半周期之内导通，但他们的导通时刻不一定相同，可以通过配置同一相电路里各开关的导通先后顺序对电压转换电路的工作进行优化。

例如，在实际应用中，由于可能存在较短的死区时间，则会导致第一开关Q1、第二开关Q2、第三开关Q3、第四开关Q4、第五开关Q5、第六开关Q6、第七开关Q7、第八开关Q8、第九开关Q9与第十开关Q10均以接近50%（通常在(49%，50%)的区间内）的占空比交替导通与关断，比如49.5%。

然而，相关技术中针对各开关的控制会带来一个问题，如图2中所示，曲线L33为第十开关Q10的第三端（漏极）的电压信号的示意图；曲线L34为第十开关Q10的第二端（源极）的电压信号的示意图；曲线L35为第十开关Q10的漏源电压差的示意图。可以看到，在一个工作周期的前半周期(如时长T31)，第十开关Q10导通，其漏极和源极的电压皆为输入端VIN上电压VI的一半。在一个工作周期的后半周期(如时长T32)，第十开关Q10关断，由于第八开关Q8导通，第十开关Q10第三端（漏极）的电压为输入端VIN上电压VI，而第十开关Q10第二端（源极）的电压为输出端VOUT上的电压VO，即输入端VIN上电压VI的1/4。也就是说在每个工作周期的后半周期内，第十开关Q10的漏源电压差为输入端VIN上电压VI的3/4。所以在电路设计的时候，第十开关Q10至少需要选取耐压为3VI/4的开关器件。同时可以看到，当每个工作周期开始时刻（如时刻T3S和时刻T3E）之前，即在第十开关Q10导通前，第十开关Q10漏源电压差也为3VI/4。即使第十开关Q10可以承受3VI/4的稳态电压，在这样一个较高漏源电压下导通第十开关Q10很容易造成第十开关Q10晶体管中在载流子在高电压下加速，并与半导体材料中的晶格原子发生碰撞导致晶体结构损伤，这种现象被称为热载流子注入。随着时间的推移，热载流子注入的反复发生可能导致半导体材料的损伤，导致开关器件性能下降，漏电流增加最终导致器件（如第十开关Q10）失效。

基于此，本申请实施例提供一种新的针对图1所示的电压转换电路的控制方式。该控制方式能够降低第十开关Q10在导通前的漏源电压差以避免第十开关Q10在高漏源电压差条件下导通，从而降低热载流子注入发生的可能性，既能够提高第十开关Q10的可靠性和寿命，又能够提升电压转换电路的效率。

具体的，在每个开关周期中，可以通过控制第三储能支路30中至少一个与第十开关Q10同相的开关（如第七开关Q7）先于第十开关Q10导通的方法来避免第十开关Q10在高漏源电压差条件下导通。例如，在图1所示实施例中，通过将第七开关Q7早于第十开关Q10第一预设时间导通，可以使第十开关Q10在导通时其第三端和第二端之间的电压差不大于输入端电压VIN的一半，从而有效地降低第十开关Q10在导通瞬间的漏源电压差，有利于提高第十开关Q10的可靠性和寿命，以及提升电压转换电路的效率。

需要说明的是，在本申请的实施例中，在一个工作周期的前半周期或后半周期控制任一开关管导通，指的是该开关管在对应的时间段内导通过即可（换言之，该开关管在对应的时间段内不一直保持关断）。比如，在一个工作周期的前半周期控制第七开关Q7与第十开关Q10导通，表示在前半周期的任一时刻控制第七开关Q7与第十开关Q10导通即可（例如可以在前半周期的开始时刻控制第七开关Q7与第十开关Q10同时导通，也可以在前半周期的开始时刻控制第七开关Q7导通并在第七开关Q7导通之后控制第十开关Q10导通）。

请一并参照图1与图3，图3示出了采用第一种控制方式控制图1所示的电压转换电路时，电压转换电路中各信号的示意图。其中，在图3中，曲线L42为第二开关Q2、第四开关Q4、第六开关Q6、第八开关Q8和第九开关Q9的控制信号的示意图；曲线L41为第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5与第十开关Q10的控制信号的示意图；曲线L40为第七开关Q7的控制信号的示意图；曲线L43为第十开关Q10的第三端（即漏极）上的电压波形示意图；曲线L44为第十开关Q10的第二端（即源极）上的电压波形示意图；曲线L45为第十开关Q10的漏源电压差的波形示意图；时长T4表示一个工作周期；时长T41表示一个工作周期中的前半周期；时长T42表示一个工作周期中的后半周期；时刻t41表示时长T41内的任一时刻，且时刻t41既不为时长T41开始的时刻，也不为时长T41结束的时刻；时刻T4S表示工作周期的开始时刻；时刻T4M为工作周期的中间时刻即时长T41的结束时刻和时长T42的开始时刻；时刻T4E为时长T4和时长T42的结束时刻。

在此实施例中，控制支路进一步用于：在一个工作周期的开始时刻（即T4S时刻），控制第七开关Q7导通，并控制第一开关Q1、第二开关Q2，第三开关Q3、第四开关Q4、第五开关Q5、第六开关Q6、第八开关Q8、第九开关Q9与第十开关Q10关断。

在一个工作周期开始时刻经过第一预设时长的时刻，即在一个工作周期的开始时刻T4S与中间时刻T4M之间的任一时刻（即时刻t41），控制第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5与第十开关Q10导通，同时保持第七开关Q7导通，以及保持第二开关Q2，第四开关Q4、第六开关Q6、第八开关Q8、第九开关Q9关断。

综上可得，在一个工作周期的前半周期（T4S时刻至T4M时刻之间的时间段），控制第二开关Q2，第四开关Q4、第六开关Q6、第八开关Q8、第九开关Q9保持关断，并控制第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5、第七开关Q7与第十开关Q10导通，其中，第七开关Q7早于第十开关Q10导通。

在一个工作周期的中间时刻T4M（即时长T42开始的时刻），控制第二开关Q2，第四开关Q4、第六开关Q6、第八开关Q8、第九开关Q9导通，并控制第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5、第七开关Q7与第十开关Q10关断。

综上可得，在一个工作周期的后半周期（T4M时刻至T4E时刻之间的时间段），控制第二开关Q2，第四开关Q4、第六开关Q6、第八开关Q8、第九开关Q9保持导通，并控制第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5、第七开关Q7与第十开关Q10保持关断。

其中，在该实施例中，第二开关Q2、第四开关Q4、第六开关Q6、第七开关Q7、第八开关Q8与第九开关Q9均以50%的占空比交替导通与关断，第一开关Q1与第三开关Q3、第五开关Q5和第十开关Q10以小于50%的占空比交替导通，以使输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压的比值为4：1。

可以理解的是，在实际应用中，由于可能存在较短的死区时间，则会导致第二开关Q2、第四开关Q4、第六开关Q6、第七开关Q7、第八开关Q8与第九开关Q9均以接近50%（通常在(49%，50%)的区间内）的占空比交替导通与关断。

具体的，从图3中可以看出，在一个工作周期（即时长T4）的开始时刻T4S之前，第十开关Q10的漏极电压维持在上一个工作周期结束时的电压，即第十开关Q10的漏极电压为输入端VIN的电压VI。而第十开关Q10的源极电压维持在上一个工作周期结束时的电压，即第十开关Q10的源极电压为VOUT端的电压VO（为输入端VIN的电压VI的四分之一，即VI/4）。可见，第十开关Q10的漏源电压差就是3VI/4。虽然第十开关Q10在关断状态下可以承受3VI/4的漏源电压，但是，如果在这个时刻导通第十开关Q10，较高的漏源电压在第十开关Q10导通的过程中就很有可能会将载流子加速以产生热载流子，并注入栅极对其造成不可逆的损伤。所以，在此实施例中，在每个工作周期的开始时刻T4S，第七开关Q7在其他开关都关断时先导通，并在第一预设时长∆t之后，再在时刻t41导通第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5和第十开关Q10。

这样操作的优势在于，当第七开关Q7导通后，第三电容C3的第一端（即第七开关Q7的漏极）电压被拉低到地电势。由于此时第三电容C3两端的电压差为VI/2，第三电容C3的第二端（即第十开关Q10的漏极）的电压也随之被从VI拉低到VI/2。同时，第十开关Q10的源极电压维持在VI/4。这样一来，在时刻t40，第十开关Q10的漏源电压就从3VI/4拉低到VI/4，直至时刻t41，第十开关Q10导通的时候。这样一来，第十开关Q10在更低的漏源电压差状态下导通，可以显著地降低热载流子注入的风险。

在此实施例中，第一预设时长∆t的取值只要确保足够将第十开关Q10的漏极电压拉低即可。由于第七开关Q7导通的时候第八开关Q8、第九开关Q9和第十开关Q10都处于关断状态，拉低第十开关Q10漏极的电压只需要将第七开关Q7第三端上对地的寄生电容放电即可，所以第一预设时长可以很短。在一些可选的实施例中，第一预设时长∆t可以小于电压转换电路中开关切换的死区时间。在另一些可选的实施例中，第七开关Q7的提前导通可以在死区时间内完成。

总之，在上述实施例中，通过提前导通第七开关Q7可以有效地降低第十开关Q10在导通过程中造成热载流子注入的风险，延长开关器件寿命和提高电压转换电路的可靠性。这一点对于图1所示的电压转换电路尤为重要。因为在图1中的电压转换拓扑结构中，第十开关Q10在稳态时所需要承受的漏源电压是所有开关中最高的，也是最容易受热载流子注入影响而失效的。提高了第十开关Q10的可靠性也就提高了整个电压转换电路的可靠性。

在另一种可选的实施例中，可以进一步改变图1所示电压转换电路的控制时序，来进一步降低第十开关Q10和/或第一开关Q1在导通前的漏源电压差，使其实现零电压开关（ZVS），从而降低开关损耗，提高电压转换电路的效率。

请一并参照图1与图4，图4示出了采用第二种控制方式控制图2所示的电压转换电路时，电压转换电路中各信号的示意图。其中，在图4中，曲线L52为第二开关Q2和第六开关Q6的控制信号的示意图；曲线L51为第一开关Q1与第十开关Q10的控制信号的示意图；曲线L50为第三开关Q3、第五开关Q5与第七开关Q7的控制信号的示意图；曲线L56为第四开关Q4、第八开关Q8和第九开关Q9的控制信号的示意图；曲线L53为第十开关Q10的第三端（即漏极）上的电压波形示意图；曲线L54为第十开关Q10的第二端（即源极）上的电压波形示意图；曲线L55为第十开关Q10的漏源电压差的波形示意图；曲线L57为第一开关Q1的漏源电压差的波形示意图；曲线L58为第四开关Q4的漏源电压差的波形示意图；时长T5表示一个工作周期；时长T51表示一个工作周期中的前半周期；时长T52表示一个工作周期中的后半周期；时刻t51表示时长T51内的任一时刻，且时刻t51既不为时长T51开始的时刻，也不为时长T51结束的时刻；时刻T5S表示工作周期的开始时刻；时刻T5M为工作周期的中间时刻即时长T51的结束时刻和时长T52的开始时刻；时刻T5E为时长T5和时长T52的结束时刻。

在此实施例中，控制支路进一步用于：在一个工作周期的开始时刻（即T5S时刻），控制第七开关Q7导通，同时控制第三开关Q3与第五开关Q5均导通，并控制其他开关关断。

在一个工作周期的开始时刻经过第一预设时长的时刻，即在一个工作周期的开始时刻T5S与中间时刻T5M之间的任一时刻（即时刻t51），控制第一开关Q1和第十开关Q10导通，同时保持第七开关Q7、第三开关Q3、第五开关Q5导通，以及保持第二开关Q2，第四开关Q4、第六开关Q6、第八开关Q8、第九开关Q9关断。

综上可得，在一个工作周期的前半周期（T5S时刻至T5M时刻之间的时间段），控制第二开关Q2，第四开关Q4、第六开关Q6、第八开关Q8、第九开关Q9保持关断，并控制第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5、第七开关Q7与第十开关Q10导通，其中，第三开关Q3、第五开关Q5与第七开关Q7早于第十开关Q10导通。当然，在其他实施例中，也可以控制第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5与第七开关Q7中的至少一个早于第十开关Q10导通。

在一个工作周期的中间时刻T5M（即时长T52开始的时刻），控制第六开关Q6导通，并控制其他开关关断。

在一个工作周期的中间时刻经过第一预设时长的时刻，即在一个工作周期的中间时刻T5S与结束时刻T5E之间的任一时刻（即时刻t53），控制第四开关Q4、第二开关Q2、第八开关Q8与第九开关Q9导通，同时保持第六开关Q6导通，保持第一开关Q1，第三开关Q3、第五开关Q5、第七开关Q7、第十开关Q10关断。

综上可得，在一个工作周期的后半周期（T5M时刻至T5E时刻之间的时间段），控制第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5、第七开关Q7与第十开关Q10保持关断，并控制第二开关Q2，第四开关Q4、第六开关Q6、第八开关Q8、第九开关Q9保持导通，其中，第六开关Q6早于同相的其他开关导通。当然，在其他实施例中，也可以控制第四开关Q4与第六开关Q6中的至少一个早于同相的其他开关导通。

其中，在该实施例中，第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5、第七开关Q7第十开关Q10为图1所示电压转换电路的一相，在开关周期的前半周期内导通。第二开关Q2、第四开关Q4、第六开关Q6、第八开关Q8和第九开关Q9为电压转换电路的另一相，在开关周期的后半周期内导通。控制支路配置两相电路周期性的交替导通与关断，以使输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压的比值为4：1。

同样地，可以理解的是，在实际应用中，由于可能存在较短的死区时间，则会导致第一开关Q1、第三开关Q3、第四开关Q4、第五开关Q5、第六开关Q6和第七开关Q7均以接近50%（通常在(49%，50%)的区间内）的占空比交替导通与关断。

具体的，从图4中可以看出，在一个工作周期（即时长T5）的开始时刻T5S之前，第十开关Q10的漏极电压维持在上一个工作周期结束时的电压，即第十开关Q10的漏极电压为输入端VIN的电压VI，而第十开关Q10的源极电压维持在上一个工作周期结束时的电压，即第十开关Q10的源极电压为VOUT端的电压VO（为输入端VIN的电压VI的四分之一，即VI/4）。这样，第十开关Q10的漏源电压差就是3VI/4。在图3所示实施例的基础上，在此实施例中，在每个工作周期的开始时刻T5S，第七开关Q7以及第三开关Q3和/或第五开关Q5在其他开关都关断时先导通，并在第一预设时长∆t之后，再在时刻t51导通第一开关Q1和第十开关Q10。在图5所示实施例中以第三开关Q3、第五开关Q5以及第七开关Q7提前导通为例。

这样操作的优势在于，当第七开关Q7导通后，第三电容C3的第一端（即第七开关Q7的漏极）电压被拉低到地电势。由于此时第三电容C3两端的电压差为VI/2，第三电容C3的第二端（即第十开关Q10的漏极）的电压也随之被从VI拉低到VI/2。同时，当第五开关Q5导通后，第二电容的第二端（即第五开关Q5的源极）电压被拉高到输出端VOUT电压VO（此时为VI/4）。由于此时第二电容C2两端的电压差为VI/4，第二电容C2的第一端（即第十开关Q10的源极）的电压也随之被从VI/4拉高到VI/2。这样一来，在时刻t50，第十开关Q10的漏源电压差就从3VI/4拉低到0。直至时刻t51，第十开关Q10导通的时候，可以实现零电压导通（ZVS），在显著降低热载流子注入风险的同时，也降低了第十开关Q10的开关损耗。

同理，由于第三开关Q3提前于第一开关Q1的导通而导通，则第一电容C1的第二端（即第三开关Q3的漏极）电压被拉低到地电势。此时第一电容C1两端的电压差为VI/4，第一电容C1的第一端（即第一开关Q1的漏极）的电压也随之被从VI/2拉低到VI/4。同时，第一开关Q1的源极电压始终保持为输出端VOUT电压VO（此时为VI/4）。这样一来，在时刻t50，第一开关Q1的漏源电压就从VI/4拉低到0。直至时刻t51，第一开关Q1导通的时候，可以实现零电压导通（ZVS），降低了第一开关Q1的开关损耗。

需要说明的是，在第七开关Q7提前导通的基础上分别提前导通第五开关Q5和/或第三开关Q3可以分别实现第十开关Q10和/或第一开关Q1的零电压导通（ZVS），具体的提前导通开关的组合可以根据应用的实际需要选择。

同理，在一个工作周期T5的中间时刻T5M，由于第六开关Q6提前于第四开关Q4的导通而导通，则第二电容C2的第二端（即第六开关Q6的漏极）电压被拉低到地电势。此时第二电容C2两端的电压差为VI/4，第二电容C2的第一端（即第四开关Q4的漏极）的电压也随之被从VI/2拉低到VI/4。同时，第四开关Q4的源极的电压始终保持为输出端VOUT电压VO（此时为VI/4）。这样一来，在时刻t52，第四开关Q4的漏源电压就从VI/4拉低到0。直至时刻t53，第四开关Q4导通的时候，可以实现零电压导通（ZVS），降低了第四开关Q4的开关损耗。

可选的，在一个工作周期T5的中间时刻T5M，也可以选择控制第四开关Q4提前于第六开关Q6的导通而导通，则第二电容C2的第一端（即第四开关Q4的漏极）电压被拉低到输出端VOUT的电压（即VI/4）。此时第二电容C2两端的电压差为VI/4，第二电容C2的第二端（即第六开关Q6的漏极）的电压也随之被从VI/4推低到地电势。同时，第六开关Q6的源极接地。这样一来，在时刻t52，第六开关Q6的漏源电压就从VI/4拉低到0。直至时刻t53，第六开关Q6导通的时候，可以实现零电压导通（ZVS），降低了第六开关Q6的开关损耗。

在此实施例中，第一预设时长∆t的取值只要足够将第十开关Q10的漏极电压拉低即可。第一预设时长∆t可以小于电压转换电路中开关切换的死区时间。在另一些可选的实施例中，第七开关Q7的提前导通可以在死区时间内完成。

此外，需要说明的是，在本申请的实施例中，各开关提前导通的时长均设置为第一预设时长，但不同开关提供导通的对应的第一预设时长可以相同也可以不同，本申请实施例对此不作具体限制。例如第七开关Q7先于第十开关Q10导通的具体时长与第六开关Q6先于第四开关Q4导通的具体时长可以相同，也可以不同。

在一实施例中，如图5所示，第一储能支路10还包括第十二开关Q12与第四电容C4，第二储能支路20还包括第十三开关Q13与第五电容C5。

第十二开关Q12的第二端与第一开关Q1的第三端连接，第十二开关Q12的第三端与第四电容C4的第一端及第九开关Q9的第三端连接，第四电容C4的第二端与第二储能支路20的第一端连接。

第十三开关Q13的第二端与第四开关Q4的第三端连接，第十三开关Q13的第三端与第五电容C5的第一端及第十开关Q10的第二端连接，第五电容C5的第二端与第一储能支路10的第一端连接。

其中，控制支路分别与第十二开关Q12的第一端及第十三开关Q13的第一端连接。

在一实施例中，针对于图5所示的电路结构的第一种控制方式为，控制支路进一步用于：在一个工作周期的前半周期，控制第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5、第八开关Q8、第九开关Q9、第十三开关Q13保持关断，并控制第二开关Q2、第四开关Q4、第六开关Q6、第七开关Q7、第十开关Q10、第十二开关Q12导通，其中，第七开关Q7早于第十开关Q10导通。在一个工作周期的后半周期，控制第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5、第八开关Q8、第九开关Q9、第十三开关Q13导通，并控制第二开关Q2、第四开关Q4、第六开关Q6、第七开关Q7、第十开关Q10、第十二开关Q12保持关断。

在一具体的实施方式中，上述控制方式可实现为，控制支路进一步用于：在一个工作周期的开始时刻，控制第七开关Q7导通，并控制其他开关关断。在一个工作周期开始时刻经过第一预设时长的时刻，控制第二开关Q2、第四开关Q4、第六开关Q6、第十开关Q10、第十二开关Q12导通，并保持第七开关Q7导通，同时控制其他开关关断。在一个工作周期的中间时刻，控制第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5、第八开关Q8、第九开关Q9、第十三开关Q13导通，并控制其他开关关断。

其中，第二开关Q2、第四开关Q4、第六开关Q6、第七开关Q7、第十开关Q10与第十二开关Q12为图5所示电压转换电路的一相，在开关周期的前半周期内导通。第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5、第八开关Q8、第九开关Q9与第十三开关Q13为电压转换电路的另一相，在开关周期的后半周期内导通。控制支路配置两相电路周期性的交替导通与关断，以使输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压的比值为6：1。

需要注意的是，同一相电路里的开关虽然都在同一个半周期之内导通，但他们的导通时刻不一定相同，可以通过类似图3所示方法配置同一相电路里各开关的导通先后顺序对电压转换电路的工作进行优化。

具体的，在每个开关周期中，可以通过控制第三储能支路30中至少一个与其同相的开关（如第七开关Q7）先于第十开关Q10导通的方法来避免第十开关Q10在高漏源电压差条件下导通。例如，在图５所示实施例中，通过将第七开关Q7早于第十开关Q10第一预设时间导通，可以使第十开关Q10在导通时其第三端和第二端之间的电压差不大于输入端VIN电压的一半，从而有效地降低第十开关Q10在导通瞬间的漏源电压差，有利于提高第十开关Q10的可靠性和寿命，以及提升电压转换电路的效率。具体原理与图３所示控制方法的类似，这里不再赘述。

在另一实施例中，针对于图5所示的电路结构的第二种控制方式为，控制支路进一步用于：在一个工作周期的前半周期，控制第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5、第十三开关Q13、第八开关Q8与第九开关Q9保持关断，并控制第二开关Q2、第四开关Q4、第六开关Q6、第七开关Q7、第十二开关Q12与第十开关Q10导通，其中，第七开关Q7、第二开关Q2和第六开关Q6中的至少一个早于第十开关Q10导通。在一个工作周期的后半周期，控制第二开关Q2、第四开关Q4、第六开关Q6、第七开关Q7、第十二开关Q12与第十开关Q10保持关断，并控制第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5、第十三开关Q13、第八开关Q8与第九开关Q9导通，其中，第一开关Q1和第三开关Q3中的至少一个早于同相的其他开关导通。

在一具体的实施方式中，上述控制方式可实现为，控制支路进一步用于：在一个工作周期的开始时刻，控制第七开关Q7导通，同时控制第二开关Q2与第六开关Q6中的至少一个导通，并控制其他开关关断。在一个工作周期开始后经过第一预设时长的时刻，控制第二开关Q2、第四开关Q4、第六开关Q6、第十二开关Q12与第十开关Q10导通，并保持第七开关Q7导通，同时控制其他开关关断。在一个工作周期的中间时刻，控制第三开关Q3和第五开关Q5中的至少一个导通，并控制其他开关关断。在一个工作周期的中间时刻经过第一预设时长的时刻，控制第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5、第十三开关Q13、第八开关Q8与第九开关Q9导通，并控制其他开关关断。

其中，第二开关Q2、第四开关Q4、第六开关Q6、第七开关Q7、第十开关Q10与第十二开关Q12为图5所示电压转换电路的一相，在开关周期的前半周期内导通。第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5、第八开关Q8、第九开关Q9与第十三开关Q13为电压转换电路的另一相，在开关周期的后半周期内导通。控制支路配置两相电路周期性的交替导通与关断，以使输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压的比值为6：1。

同样地，可以理解的是，在实际应用中，由于可能存在较短的死区时间，则会导致第二开关Q2、第三开关Q3、第五开关Q5、第六开关Q6和第七开关Q7均以接近50%（通常在(49%，50%)的区间内）的占空比交替导通与关断。

与图４所示的控制方法类似，在开关周期的前半周期提前导通第七开关Q7的基础上提前导通第二开关Q2，可以使第十开关Q10实现零电压导通（ZVS），而提前导通第六开关Q6则可以实现第四开关Q4和第12开关Q12的零电压导通（ZVS），从而提高电压转换效率。同理，在开关周期的后半周期提前导通第一开关Q1，可以使第三开关Q3实现零电压导通（ZVS），而提前导通第三开关Q3则可以实现第一开关Q1的零电压导通（ZVS），从而提高电压转换效率。具体原理与图4所示控制方法的类似，这里不再赘述。需要说明的是，在开关周期的后半周期，如果选择提前导通第五开关Q5虽然可以实现第十三开关Q13的零电压导通（ZVS），但是同时也会导致第九开关Q9在导通前的漏源电压差增加，提高了其热载流子注入和过压的风险。所以在图5所示的电路结构中不适宜提前于同相的其他开关导通第五开关Q5。

在一实施例中，如图6所示，第一储能支路10还包括第十四开关Q14与第六电容C6，第二储能支路20还包括第十五开关Q15与第七电容C7。

其中，第十四开关Q14的第二端与第十二开关Q12的第三端连接，第十四开关Q14的第三端与第六电容C6的第一端及第九开关Q9的第三端连接，第六电容C6的第二端与第一储能支路10的第一端连接。

第十五开关Q15的第二端与第十三开关Q13的第三端连接，第十五开关Q15的第三端、第七电容C7的第一端与第十开关Q10的第二端连接，第七电容C7的第二端与第二储能支路20的第一端连接。

其中，控制支路分别与第十四开关Q14的第一端及第十五开关Q15的第一端连接。

在一实施例中，针对于图6所示的电路结构的第一种控制方式为，控制支路进一步用于：在一个工作周期的前半周期，控制第二开关Q2、第四开关Q4、第六开关Q6、第八开关Q8、第九开关Q9、第十二开关Q12与第十五开关Q15保持关断，并控制第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5、第七开关Q7、第十开关Q10、第十三开关Q13和第十四开关Q14导通，其中，第七开关Q7早于第十开关Q10导通。在一个工作周期的后半周期，控制第二开关Q2、第四开关Q4、第六开关Q6、第八开关Q8、第九开关Q9、第十二开关Q12与第十五开关Q15导通，并控制第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5、第七开关Q7、第十开关Q10、第十三开关Q13和第十四开关Q14保持关断。

在一具体的实施方式中，上述控制方式可实现为，控制支路进一步用于：在一个工作周期的开始时刻，控制第七开关Q7导通，并控制其他开关关断。在一个工作周期的开始时刻经过第一预设时长的时刻，控制第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5、第十开关Q10、第十三开关Q13和第十四开关Q14导通，并保持第七开关Q7导通，同时控制其他开关关断。在一个工作周期的中间时刻，控制第二开关Q2、第四开关Q4、第六开关Q6、第八开关Q8、第九开关Q9、第十二开关Q12与第十五开关Q15导通，并控制其他开关关断。

其中，第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5、第七开关Q7、第十开关Q10、第十三开关Q13与第十四开关Q14为图6所示电压转换电路的一相，在开关周期的前半周期内导通。第二开关Q2、第四开关Q4、第六开关Q6、第八开关Q8、第九开关Q9、第十二开关Q12与第十五开关Q15为电压转换电路的另一相，在开关周期的后半周期内导通。控制支路配置两相电路周期性的交替导通与关断，以使输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压的比值为8：1。

具体的，在每个开关周期中，可以通过控制所述第三储能支路中至少一个与其同相的开关（如第七开关Q7）先于第十开关Q10导通的方法来避免第十开关Q10在高漏源电压差条件下导通。例如，在图６所示实施例中，通过将第七开关Q7早于第十开关Q10第一预设时间导通，可以使第十开关Q10在导通时其第三端和第二端之间的电压差不大于输入端VIN电压的一半，从而有效地降低第十开关Q10在导通瞬间的漏源电压差，有利于提高第十开关Q10的可靠性和寿命，以及提升电压转换电路的效率。具体原理与图３所示控制方法的类似，这里不再赘述。

在另一实施例中，针对于图6所示的电路结构的第二种控制方式为，控制支路进一步用于：在一个工作周期的前半周期，控制第二开关Q2、第四开关Q4、第六开关Q6、第八开关Q8、第九开关Q9、第十二开关Q12与第十五开关Q15保持关断，并控制第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5、第七开关Q7、第十开关Q10、第十三开关Q13和第十四开关Q14导通，其中，第三开关Q3、第五开关Q5、第七开关Q7中的至少一个早于第十开关Q10导通。在一个工作周期的后半周期，控制第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5、第七开关Q7、第十开关Q10、第十三开关Q13和第十四开关Q14保持关断，并控制第二开关Q2、第四开关Q4、第六开关Q6、第八开关Q8、第九开关Q9、第十二开关Q12与第十五开关Q15导通，其中，第四开关Q4和第六开关Q6中的至少一个早于同相的其他开关导通。

在一具体的实施方式中，上述控制方式可实现为，控制支路进一步用于：在一个工作周期的开始时刻，控制第七开关Q7导通，同时控制第五开关Q5和第三开关Q3之中的至少一个导通，并控制其他开关关断。在一个工作周期的开始时刻经过第一预设时长的时刻，控制第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5、第十开关Q10、第十三开关Q13和第十四开关Q14导通，并保持第七开关Q7导通，同时控制其他开关关断。在一个工作周期的中间时刻，控制第二开关Q2和第六开关Q6中的至少一个导通，并控制其他开关关断。在一个工作周期的中间时刻经过第一预设时长的时刻，第二开关Q2、第四开关Q4、第六开关Q6、第八开关Q8、第九开关Q9、第十二开关Q12与第十五开关Q15导通，并控制其他开关关断。

其中，第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5、第七开关Q7、第十开关Q10、第十三开关Q13与第十四开关Q14为图6所示电压转换电路的一相，在开关周期的前半周期内导通。第二开关Q2、第四开关Q4、第六开关Q6、第八开关Q8、第九开关Q9、第十二开关Q12与第十五开关Q15为电压转换电路的另一相，在开关周期的后半周期内导通。控制支路配置两相电路周期性的交替导通与关断，以使输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压的比值为8：1。

同样地，可以理解的是，在实际应用中，由于可能存在较短的死区时间，则会导致第二开关Q2、第三开关Q3、第五开关Q5、第六开关Q6和第七开关Q7均以接近50%（通常在(49%，50%)的区间内）的占空比交替导通与关断。

综上可得，在图1所示的电路结构上，增加两个开关（包括第十二开关Q12与第十三开关Q13）与两个电容（包括第四电容C4与第五电容C5），以得到图5所示的电路结构，从而可将输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压的比值从4：1增大至6：1。

继而，在图5所示的电路结构上增加两个开关（包括第十四开关Q14与第十五开关Q15）与两个电容（包括第六电容C6与第七电容C7），可将输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压的比值从6：1增大至8：1。以此类推，若要实现输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压的比值为10：1，则应在图6所示的电路结构上增加两个开关与两个电容，并按照第十二开关Q12、第十三开关Q13、第四电容C4与第五电容C5的方式进行连接；若要实现输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压的比值为12：1，则应继续增加两个开关与两个电容，并按照第十四开关Q14、第十五开关Q15、第六电容C6与第七电容C7的方式进行连接。

因此，通过上述方式，能够实现输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压的比值为2N：1，其中，N为正整数。

同时，图5所示的电路能够按照如图3或图4所示的控制方法进行控制。例如，以类似于图4所示的控制方法进行控制时，可通过在工作周期的开始时刻提前导通第七开关Q7，且提前导通第二开关Q2和第六开关Q6中的至少一个来分别实现第十开关Q10和/或第四开关Q4的零电压导通（ZVS），以及在工作周期的后半周期开始时提前导通第三开关Q3来实现第一开关Q1的零电压导通（ZVS），从而降低电压转换电路的开关损耗，以提高效率。

需要说明的是，针对图5所示的电压转换电路，在工作周期的开始时刻控制第二开关Q2和第六开关Q6在第十二开关Q12导通之前导通，还可以将第十二开关Q12导通前的漏源电压由两倍的VOUT端电压VO（即2VO）降低到零，从而实现其零电压导通（ZVS），进而降低电压转换电路的开关损耗，以提高效率。

同样地，图6所示的电路能够按照如图3或图4所示的控制方法进行控制。例如，以类似于图4所示的控制方法进行控制时，可通过在工作周期的开始时刻提前导通第七开关Q7，且提前导通第三开关Q3和第五开关Q5中的至少一个来实现第十开关Q10和/或第一开关Q1的零电压导通（ZVS）。类似的，可以通过在工作周期的后半周期开始时提前导通第六开关Q6来实现第四开关Q4的零电压导通（ZVS），也可以通过在工作周期的后半周期开始时提前导通第四开关Q4来实现第六开关Q6的零电压导通（ZVS），从而降低电压转换电路的开关损耗，以提高效率从而降低电压转换电路的开关损耗，以提高效率。

需要说明的是，针对图6所示的电压转换电路，在工作周期的开始时刻控制第三开关Q3和第五开关Q5在第十三开关Q13和第十四开关Q14导通之前导通，还可以将第十三开关Q13和第十四开关Q14导通前的漏源电压由两倍的VOUT端电压VO（即2VO）降低到零，从而实现其零电压导通（ZVS），进而降低电压转换电路的开关损耗，以提高效率。

在一实施例中，如图7所示，第三储能支路30还包括第八电容C8、第十六开关Q16、第十七开关Q17、第十八开关Q18与第十九开关Q19。其中，第十六开关Q16的第三端与第十八开关Q18的第二端及第八电容C8的第一端连接，第八电容C8的第二端与第十九开关Q19的第三端及第十七开关Q17的第二端连接，第十七开关Q17的第三端与输入端VIN连接，第十六开关Q16的第二端接地GND，第十八开关Q18的第三端与第四开关Q4的第三端连接，第十九开关Q19的第二端与第一开关Q1的第三端连接。其中，控制支路与第十六开关Q16的第一端、第十七开关Q17的第一端、第十八开关Q18的第一端及第十九开关Q19的第一端连接。

请一并参照图7与图8，图8示出了采用第一种控制方式控制图7所示的电压转换电路时，电压转换电路中各信号的示意图。其中，在图8中，曲线L72为第十六开关Q16的控制信号的示意图；曲线L71为第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5、第十开关Q10、第十七开关Q17与第十八开关Q18的控制信号的示意图；曲线L70为第七开关Q7的控制信号的示意图；曲线L76为第二开关Q2、第四开关Q4、第六开关Q6、第八开关Q8、第九开关Q9与第十九开关Q19的控制信号的示意图；曲线L73为第十开关Q10的第三端（即漏极）上的电压波形示意图；曲线L75为第十开关Q10的漏源电压差的波形示意图；时长T7表示一个工作周期；时长T71表示一个工作周期中的前半周期；时长T72表示一个工作周期中的后半周期；时刻t71表示时长T71内的任一时刻，且时刻t71既不为时长T71开始的时刻，也不为时长T71结束的时刻；时刻T7S表示工作周期的开始时刻；时刻T7M为工作周期的中间时刻即时长T71的结束时刻和时长T72的开始时刻；时刻T7E为时长T7和时长T72的结束时刻。

在此实施例中，控制支路进一步用于：在一个工作周期的开始时刻（即T7S时刻），控制第七开关Q7导通，并控制其他开关关断。

在一个工作周期的开始时刻经过第一预设时长的时刻，即在一个工作周期的开始时刻T7S与中间时刻T7M之间的任一时刻（即时刻t71），控制第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5、第十七开关Q17、第十八开关Q18与第十开关Q10导通，并保持第七开关Q7导通，同时控制其他开关关断。

综上可得，在一个工作周期的前半周期（T7S时刻至T7M时刻之间的时间段），控制第二开关Q2，第四开关Q4、第六开关Q6、第八开关Q8、第九开关Q9、第十六开关Q16和第十九开关Q19保持关断，并控制第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5、第七开关Q7、第十开关Q10、第十七开关Q17和第十八开关Q18导通，其中，第七开关Q7早于第十开关Q10导通。当然，在其他实施例中，也可以控制第七开关Q7与第十七开关Q17中的至少一个早于第十开关Q10导通。

在一个工作周期的中间时刻T7M（即时长T72开始的时刻），控制第十六开关Q16导通，并控制其他开关关断。

在一个工作周期的中间时刻经过第一预设时长的时刻，在一个工作周期的中间时刻T7S与结束时刻T7E之间的任一时刻（即时刻t73），控制第二开关Q2、第四开关Q4、第六开关Q6、第八开关Q8、第九开关Q9、第十九开关Q19导通，并保持第十六开关Q16导通，同时控制其他开关关断。

综上可得，在一个工作周期的后半周期（T7M时刻至T7E时刻之间的时间段），控制第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5、第七开关Q7、第十开关Q10、第十七开关Q17和第十八开关Q18保持关断，并控制第二开关Q2，第四开关Q4、第六开关Q6、第八开关Q8、第九开关Q9、第十六开关Q16和第十九开关Q19导通，其中，第十六开关Q16早于第十九开关Q19导通。当然，在其他实施例中，也可以控制第八开关Q8与第十六开关Q16中的至少一个早于第十九开关Q19导通。

其中，在该实施例中，第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5、第七开关Q7、第十开关Q10、第十七开关Q17与第十八开关Q18为电压转换电路的一相，在开关周期的前半周期内导通。第二开关Q2、第四开关Q4、第六开关Q6、第八开关Q8、第九开关Q9、第十六开关Q16与第十九开关Q19为电压转换电路的另一相，在开关周期的后半周期内导通。两相开关交替导通与关断，以使输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压的比值为4：1。

需要注意的是，同一相电路里的开关虽然都在同一个半周期之内导通，但他们的导通时刻不一定相同，可以通过配置同一相电路里各开关的导通先后顺序对电压转换电路的工作进行优化。

同样地，可以理解的是，在实际应用中，由于可能存在较短的死区时间，则会导致第七开关Q7与第十六开关Q16均以接近50%（通常在(49%，50%)的区间内）的占空比交替导通与关断。

具体地，从图8中可以看出，在一个工作周期（即时长T7）的开始时刻T7S之前，第十开关Q10的漏极电压维持在上一个工作周期结束时的电压。由于上一个工作周期结束前第八开关Q8处于导通状态，即第十开关Q10的漏极电压为VIN端的电压VI。而第十开关Q10的源极电压同样维持在上一个工作周期结束时的电压，由于上一个工作周期结束前第四开关Q4处于导通状态,即第十开关Q10的源极电压为VOUT端的电压VO（VO为输入端VIN的电压VI的四分之一，即VI/4）。这样，第十开关Q10的漏源电压差就是3VI/4。虽然第十开关Q10在关断状态下可以承受3VI/4的漏源电压，但是，如果在这个时刻导通第十开关Q10，较高的漏源电压在第十开关Q10导通的过程中就很有可能会将载流子加速以产生热载流子，并注入栅极对其造成不可逆的损伤。所以，在此实施例中，在每个工作周期的开始时刻T7S，第七开关Q7在其他开关都关断时先导通，并在第一预设时长∆t之后，再在时刻t71导通第十开关Q10。

这样操作的优势在于，当第七开关Q7导通后，第三电容C3的第一端（即第七开关Q7的漏极）电压被拉低到地电势。由于此时第三电容C3两端的电压差为VI/2，第三电容C3的第二端（即第十开关Q10的漏极）的电压也随之被从VI拉低到VI/2。同时，第十开关Q10的源极电压维持在VI/4。这样一来，在时刻t70，第十开关Q10的漏源电压就从3VI/4拉低到VI/4。直至时刻t71，第十开关Q10导通的时候，更低的漏源电压可以显著地降低热载流子注入的风险。

同理，在一个工作周期（即时长T7）的中间时刻T7M之前，第十九开关Q19的漏极电压维持在前半周期结束时的电压。由于在前一半工作周期结束前第十七开关Q17处于导通状态，即第十九开关Q19的漏极电压为VIN端的电压VI。而第十九开关Q19的源极电压同样维持在前半周期结束时的电压，由于前半周期结束前第一开关Q1处于导通状态,即第十九开关Q19的源极电压为VOUT端的电压VO（VO为输入端VIN的电压VI的四分之一，即VI/4）。这样，第十九开关Q19的漏源电压差就是3VI/4。虽然第十九开关Q19在关断状态下可以承受3VI/4的漏源电压，但是，如果在这个时刻导通第十九开关Q19，较高的漏源电压在第十九开关Q19导通的过程中就很有可能会将载流子加速以产生热载流子，并注入栅极对其造成不可逆的损伤。所以，在此实施例中，在每个工作周期的中间时刻T7M，第十六开关Q16在其他开关都关断时先导通，并在第一预设时长∆t之后，再在时刻t73导通第十九开关Q19。

这样操作的优势在于，当第十六开关Q16导通后，第八电容C8的第一端（即第十六开关Q16的漏极）电压被拉低到地电势。由于此时第八电容C8两端的电压差为VI/2，第八电容C8的第二端（即第十九开关Q19的漏极）的电压也随之被从VI拉低到VI/2。同时，第十九开关Q19的源极电压维持在VI/4。这样一来，在时刻t72，第十九开关Q19的漏源电压就从3VI/4拉低到VI/4。直至时刻t73，第十九开关Q19导通的时候，更低的漏源电压可以显著地降低热载流子注入的风险。

同样地，在此实施例中，第一预设时长∆t的取值只要确保足够将第十开关Q10或第十九开关Q19的漏极电压拉低即可。在一些可选的实施例中，第一预设时长∆t可以小于电压转换电路中开关切换的死区时间。在另一些可选的实施例中，第七开关Q7和第十六开关Q16的提前导通可以在死区时间内完成。

综上，在该实施例中，通过在前半周期和后半周期分别提前导通第七开关Q7和第十六开关Q16可以有效地降低在第十开关Q10和第十九开关Q19在导通过程中造成热载流子注入的风险，延长开关器件寿命和提高电压转换电路的可靠性。

需要说明的是，在工作周期的前半周期，虽然在导通第十开关Q10前导通第七开关Q7可以有效地降低在第十开关Q10在导通时的漏源电压差，但是这样的操作也会导致在前半周期内，第七开关Q7导通后且第一开关Q1和第三开关Q3导通前，第九开关Q9所需要承受的漏源电压被提高，则提高了第九开关Q9的耐压需求。为了解决这个问题，同时兼顾减轻第十开关Q10导通时的热载流子注入风险，可以采用下面两个实施例中的控制方法。

在第二种可选的实施例中，可以优化图7所示电压转换电路的控制时序，图9示出了采用第二种控制方式控制图7所示的电压转换电路时，电压转换电路中各信号的示意图。其中，在图9中，曲线L82为第八开关Q8的控制信号的示意图；曲线L81为第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5、第七开关Q7、第十开关Q10与第十八开关Q18的控制信号的示意图；曲线L80为第十七开关Q17的控制信号的示意图；曲线L86为第二开关Q2、第四开关Q4、第六开关Q6、第九开关Q9、第十六开关Q16与第十九开关Q19的控制信号的示意图；曲线L83为第十开关Q10的第三端（即漏极）上的电压波形示意图；曲线L87为第十开关Q10的第二端（即源极）上的电压波形示意图；曲线L85为第十开关Q10的漏源电压差的波形示意图；时长T8表示一个工作周期；时长T81表示一个工作周期中的前半周期；时长T82表示一个工作周期中的后半周期；时刻t81表示时长T81内的任一时刻，且时刻t81既不为时长T81开始的时刻，也不为时长T81结束的时刻；时刻T8S表示工作周期的开始时刻；时刻T8M为工作周期的中间时刻即时长T81的结束时刻和时长T82的开始时刻；时刻T8E为时长T8和时长T82的结束时刻。

在此实施例中，控制支路进一步用于：在一个工作周期的开始时刻（即T8S时刻），控制第十七开关Q17导通，并控制其他开关关断。

在一个工作周期的开始时刻经过第一预设时长的时刻，即在一个工作周期的开始时刻T8S与中间时刻T8M之间的任一时刻（即时刻t81），控制第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5、第七开关Q7、第十八开关Q18与第十开关Q10导通，并保持第十七开关Q17导通，同时控制其他开关关断。

综上可得，在一个工作周期的前半周期（T7S时刻至T7M时刻之间的时间段），控制第二开关Q2，第四开关Q4、第六开关Q6、第八开关Q8、第九开关Q9、第十六开关Q16和第十九开关Q19保持关断，并控制第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5、第七开关Q7、第十开关Q10、第十七开关Q17和第十八开关Q18导通，其中，第十七开关Q17早于第十开关Q10导通。

在一个工作周期的中间时刻T8M（即时长T82开始的时刻），控制第八开关Q8导通，并控制其他开关关断。

在一个工作周期的中间时刻经过第一预设时长的时刻，在一个工作周期的中间时刻T8S与结束时刻T8E之间的任一时刻（即时刻t83），控制第二开关Q2、第四开关Q4、第六开关Q6、第九开关Q9、第十六开关Q16和第十九开关Q19导通，并保持第八开关Q8导通，同时控制其他开关关断。

综上可得，在一个工作周期的后半周期（T7M时刻至T7E时刻之间的时间段），控制第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5、第七开关Q7、第十开关Q10、第十七开关Q17和第十八开关Q18保持关断，并控制第二开关Q2，第四开关Q4、第六开关Q6、第八开关Q8、第九开关Q9、第十六开关Q16和第十九开关Q19导通，其中，第八开关Q8早于第十九开关Q19导通。

其中，第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5、第七开关Q7、第十开关Q10、第十七开关Q17与第十八开关Q18为电压转换电路的一相，在开关周期的前半周期内导通。第二开关Q2、第四开关Q4、第六开关Q6、第八开关Q8、第九开关Q9、第十六开关Q16与第十九开关Q19为电压转换电路的另一相，在开关周期的后半周期内导通。两相开关交替导通与关断，以使输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压的比值为4：1。

需要注意的是，同一相电路里的开关虽然都在同一个半周期之内导通，但他们的导通时刻不一定相同，可以通过配置同一相电路里各开关的导通先后顺序对电压转换电路的工作进行优化。

同样地，可以理解的是，在实际应用中，由于可能存在较短的死区时间，则会导致第八开关Q8与第十七开关Q17均以接近50%（通常在(49%，50%)的区间内）的占空比交替导通与关断。

具体地，从图9中可以看出，在一个工作周期（即时长T8）的开始时刻T8S之前，第十开关Q10的漏极电压维持在上一个工作周期结束时的电压。由于上一个工作周期结束前第八开关Q8处于导通状态，即第十开关Q10的漏极电压为VIN端的电压VI。而第十开关Q10的源极电压同样维持在上一个工作周期结束时的电压，由于上一个工作周期结束前第四开关Q4处于导通状态,即第十开关Q10的源极电压为VOUT端的电压VO（VO为输入端VIN的电压VI的四分之一，即VI/4）。这样，第十开关Q10的漏源电压差就是3VI/4。虽然第十开关Q10在关断状态下可以承受3VI/4的漏源电压，但是，如果在这个时刻导通第十开关Q10，较高的漏源电压在第十开关Q10导通的过程中就很有可能会将载流子加速以产生热载流子，并注入栅极对其造成不可逆的损伤。所以，在此实施例中，在每个工作周期的开始时刻T8S，第十七开关Q17在其他开关都关断时先导通，并在第一预设时长∆t之后，再在时刻t81导通第十开关Q10。

这样操作的优势在于，当第十七开关Q17导通后，第八电容C8的第二端（即第十七开关Q17的源极）电压被拉高到VIN端的电压VI。由于此时第八电容C8两端的电压差为VI/2，第八电容C8的第一端（即第十八开关Q18的源极）的电压也随之被从零电势拉高到VI/2。同时，由于第十开关Q10的源极（即第十八开关Q18的漏极）的电压维持在VI/4,第十八开关Q18的体二极管导通。这样一来，在时刻t80，第十开关Q10的源极电压就被拉高到接近VI/2。这时第十开关Q10的漏源电压就从3VI/4降低到VI/2。直至时刻t81，第十开关Q10导通的时候，降低后的漏源电压可以显著地降低热载流子注入的风险。

同理，在一个工作周期（即时长T8）的中间时刻T8M之前，第十九开关Q19的漏极电压维持在前半周期结束时的电压。由于在前半周期结束前第十七开关Q17处于导通状态，即第十九开关Q19的漏极电压为VIN端的电压VI。而第十九开关Q19的源极电压同样维持在前一半工作周期结束时的电压，由于前半周期结束前第一开关Q1处于导通状态,即第十九开关Q19的源极电压为VOUT端的电压VO（VO为输入端VIN的电压VI的四分之一，即VI/4）。这样，第十九开关Q19的漏源电压差就是3VI/4。虽然第十九开关Q19在关断状态下可以承受3VI/4的漏源电压，但是，如果在这个时刻导通第十九开关Q19，较高的漏源电压在第十九开关Q19导通的过程中就很有可能会将载流子加速以产生热载流子，并注入栅极对其造成不可逆的损伤。所以，在此实施例中，在每个工作周期的中间时刻T8M，第八开关Q8在其他开关都关断时先导通，并在第一预设时长∆t之后，再在时刻t83导通第十九开关Q19。

这样操作的优势在于，当第八开关Q8导通后，第三电容C3的第二端（即第八开关Q8的源极）电压被拉高到输入端VIN的电压VI。由于此时第三电容C3两端的电压差为VI/2，第三电容C3的第一端（即第九开关Q9的源极）的电压也随之被从地电势拉高到VI/2。同时，第九开关Q9的漏极电压维持在VI/4。这样一来，在时刻t82，第九开关Q9的体二极管导通，进而使得第十九开关Q19的源极电压提高到接近VI/2。这时，第十九开关Q19的漏源电压就从3VI/4降低到VI/2。直至时刻t83，第十九开关Q19导通的时候，降低的漏源电压可以显著地降低热载流子注入的风险。

同样地，在此实施例中，第一预设时长∆t的取值只要确保足够将第十开关Q10或第十九开关Q19的源极电压拉高即可。在一些可选的实施例中，第一预设时长∆t可以小于电压转换电路中开关切换的死区时间。在另一些可选的实施例中，第十七开关Q17和第八开关Q8的提前导通可以在死区时间内完成。

综上，在该实施例中，通过在前半和后半周期分别提前导通第十七开关Q17和第八开关Q8可以有效地降低在第十开关Q10和第十九开关Q19在导通过程中造成热载流子注入的风险，延长开关器件寿命和提高电压转换电路的可靠性。

需要说明的是，在工作周期的前半周期，在导通第十开关Q10前导通第十七开关Q17可以有效地降低在第十开关Q10在导通时的漏源电压差，且不会对第九开关Q9产生更高的耐压需求，但是这样的操作也会使第九开关Q9的寄生体二极管在前半周期内第十七开关Q17导通后导通一段时间，第九开关Q9被控制导通，这样会提高了第九开关Q9的损耗。为了解决这个问题，同时兼顾减轻第十开关Q10导通时的热载流子注入风险，可以尽量减小第十七开关Q17和第九开关Q9的导通时间之间的间隔。

在另一种可选的实施例中，可以通过结合前两种控制方法的优点，进一步改变图7所示电压转换电路的控制时序，来进一步降低第十开关Q10在导通前的漏源电压差，使其实现零电压开关（ZVS），从而降低开关损耗，提高电压转换电路的效率。同时避免对第九开关Q9有更高的耐压需求。

请一并参照图7与图10，图10示出了采用第三种控制方式控制图7所示的电压转换电路时，电压转换电路中各信号的示意图。其中，在图10中，曲线L90为第十七开关Q17以及第一开关Q1和第三开关Q3之中的至少一个的控制信号的示意图；曲线L91为第八开关Q8以及第四开关Q4和第六开关Q6之中的至少一个的控制信号的示意图；曲线L92为第七开关Q7与第十八开关Q18的控制信号的示意图；曲线L93为第九开关Q9和第十六开关Q16的控制信号的示意图；曲线L94为第十开关Q10和第五开关Q5的控制信号的示意图，曲线L95为第十九开关Q19和第二开关Q2的控制信号的示意图，曲线L96为第十开关Q10的第三端（即漏极）上的电压波形示意图；曲线L97为第十开关Q10的第二端（即源极）上的电压波形示意图；曲线L98为第十开关Q10的漏源电压差的波形示意图；曲线L99为第九开关Q9的漏源电压差的波形示意图；时长T9表示一个工作周期；时长T91表示一个工作周期中的前半周期；时长T92表示一个工作周期中的后半周期；时刻t90、t91表示时长T91内的任一时刻，且时刻t90早于时刻t91，时刻t91既不为时长T91开始的时刻，也不为时长T91结束的时刻；时刻T9S表示工作周期的开始时刻；时刻T9M为工作周期的中间时刻,即时长T91的结束时刻和时长T92的开始时刻；时刻T9E为时长T9和时长T92的结束时刻。

在此实施例中，控制支路进一步用于：在一个工作周期的开始时刻（即T8S时刻），控制第十七开关Q17导通，同时控制第三开关Q3与第一开关Q1中的至少一个导通（在该实施例中，以控制三开关Q3导通为例），并控制其他开关关断。

在一个工作周期的开始时刻经过第一预设时长的时刻，即在一个工作周期的开始时刻T8S与中间时刻T8M之间的任一时刻（即时刻t90），控制第一开关Q1、第七开关Q7与第十八开关Q18导通，同时控制第十七开关Q17和第三开关Q3保持导通，第二开关Q2，第四开关Q4、第六开关Q6、第八开关Q8、第九开关Q9、第十六开关Q16和第十九开关Q19保持关断。

在一个工作周期的前半周期内，在t90时刻后经过第二预设时长的时刻（即时刻t91），控制第五开关Q5、与第十开关Q10导通，并控制第十七开关Q17、第三开关Q3、第一开关Q1，第七开关Q7与第十八开关Q18保持导通，同时控制第二开关Q2，第四开关Q4、第六开关Q6、第八开关Q8、第九开关Q9、第十六开关Q16和第十九开关Q19保持关断。

在一个工作周期的中间时刻T9M（即时长T92开始的时刻），控制第八开关Q8导通，同时控制第四开关Q4和第六开关Q6中的至少一个导通（在该实施例中，以控制第六开关Q6导通为例），并控制其他开关关断。

在一个工作周期的中间时刻经过第一预设时长的时刻，即在一个工作周期的中间时刻T9S与结束时刻T9E之间的任一时刻（即时刻t92），控制第四开关Q4、第九开关Q9与第十六开关Q16导通，同时控制第八开关Q8、第六开关Q6保持导通，第一开关Q1，第三开关Q3、第五开关Q5、第七开关Q7、第十开关Q10、第十七开关Q17和第十八开关Q18保持关断。

在一个工作周期的后半周期内，在t92时刻后经过第二预设时长的时刻（即时刻t93），控制第二开关Q2、与第十九开关Q19导通，并控制第四开关Q4、第六开关Q6、第八开关Q8，第九开关Q9与第十六开关Q16保持导通，同时控制第一开关Q1，第三开关Q3、第五开关Q5、第七开关Q7、第十开关Q10、第十七开关Q17和第十八开关Q18保持关断。

其中，第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5、第七开关Q7、第十开关Q10、第十七开关Q17与第十八开关Q18为电压转换电路的一相，该相在开关周期的前半周期内导通。第二开关Q2、第四开关Q4、第六开关Q6、第八开关Q8、第九开关Q9、第十六开关Q16与第十九开关Q19为电压转换电路的另一相，该相在开关周期的后半周期内导通。两相开关交替导通与关断，以使输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压的比值为4：1。

需要注意的是，同一相电路里的开关虽然都在同一个半周期之内导通，但他们的导通时刻不一定相同，可以通过配置同一相电路里各开关的导通先后顺序对电压转换电路的工作进行优化。

同样地，可以理解的是，在实际应用中，由于可能存在较短的死区时间，则会导致第一开关Q1、第三开关Q3、第四开关Q4、第六开关Q6、第八开关Q8与第十七开关Q17均以接近50%（通常在(49%，50%)的区间内）的占空比交替导通与关断。

具体的，从图10中可以看出，在此实施例的控制方法中结合了前两种控制方法的优点，在每个工作周期的开始时刻T9S，第十七开关Q17在第十开关Q10关断时先导通，以使第十开关Q10的源极电压从VI/4提升到VI/2，从而将其漏源电压差从3VI/4降低到VI/2。接着，在第一预设时长∆t之后，在时刻t90导通第七开关Q7，以使第十开关Q10的漏极电压从VI降低到VI/2，从而将其漏源电压差从VI/2降低到0。最后,在时刻t90后再经过第二预设时长∆s, 在时刻t91导通第十开关Q10，以实现第十开关Q10的零电压导通（ZVS），从而在消除热载流子注入的风险的同时降低其开关时产生的损耗。

同时，此实施例中还将第三开关Q３与第十七开关Q17同时在每个工作周期的开始时刻T9S导通，以使第一电容C1的第二端（即第三开关Q3的漏极）接地。由于此时第一电容C1两端的电压差为VI/4，第一电容C1的第一端（即第九开关Q9的漏极）的电压也随之被从VI/2拉低到VI/4。同时，由于第九开关Q9的源极（即第七开关Q9的漏极）的电压维持在上一工作周期结束时的电压VI/2。第九开关Q9的体二极管导通。这样一来，在工作周期的开始时刻T9S，第九开关Q9的漏源电压就从0降低到-VD，其中VD为第九开关Q9的体二极管导通电压。直至时刻t90，第七开关Q7导通的时候，第九开关Q9的源极电压才被拉低到地，使得第九开关Q9的漏源电压差维持在VI/4。可以看到，在本实施例的控制方法中，在第一相电路中开关（即前半周期导通的开关）导通的过程中，第九开关Q9的漏源电压差始终保持在VI/4以下，有效地降低了其过压的风险。在一些应用中，可以选择低压的开关管来实现第九开关Q9，以实现更低的电路成本。

需要说明的时，在本实施例的控制方法中，除了第十开关Q10之外，第一开关Q1及第五开关Q5也都可以在其导通时实现零电压导通（ZVS），从而降低其开关时产生的损耗。

同理，在每个工作周期的中间时刻T9M，第八开关Q8在第十九开关Q19关断时先导通，以使第十九开关Q19的源极电压从VI/4提升到VI/2，从而将其漏源电压差从3VI/4降低到VI/2。接着，在第一预设时长∆t之后，在时刻t92导通第十六开关Q16，以使第十九开关Q19的漏极电压从VI降低到VI/2，从而将其漏源电压差从VI/2降低到0。最后,在时刻t92后再经过第二预设时长∆s,在时刻t93导通第十九开关Q19，以实现第十九开关Q19的零电压导通（ZVS），从而在消除热载流子注入的风险的同时降低其开关时产生的损耗。

同时，此实施例中还将第六开关Q6与第八开关Q8同时在每个工作周期的中间时刻T9M导通，以使第二电容C2的第二端（即第六开关Q6的漏极）接地。由于此时第二电容C2两端的电压差为VI/4，第二电容C2的第一端（即第十八开关Q18的漏极）的电压也随之被从VI/2拉低到VI/4。同时，由于第十八开关Q18的源极（即第十六开关Q16的漏极）的电压维持在前半周期结束时的电压VI/2。第十八开关Q18的体二极管导通。这样一来，在工作周期的中间时刻T9M，第十八开关Q18的漏源电压就从0降低到-VD，其中VD为第十八开关Q18的体二极管导通电压。直至时刻t92，第十六开关Q16导通的时候，第十八开关Q18的源极电压才被拉低到地，使得第十八开关Q18的漏源电压差维持在VI/4。可以看到，在本实施例的控制方法中，在第二相电路中开关（即在后半周期导通的开关）导通的过程中，第十八开关Q18的漏源电压差始终保持在VI/4以下，有效地降低了其过压的风险。在一些应用中，可以选择低压的开关管来实现第十八开关Q18，以实现更低的电路成本。

需要说明的时，在本实施例的控制方法中，除了第十九开关Q19之外，第二开关Q2及第四开关Q4也都可以在其导通时实现零电压导通（ZVS），从而降低其开关时产生的损耗。

同样地，在此实施例中，第一预设时长∆t和第二预设时长∆s的取值只要确保足够将第十开关Q10或第十九开关Q19的源极电压拉高和漏极电压拉低即可。在一些可选的实施例中，第一预设时长∆t、第二预设时长∆s可以小于电压转换电路中开关切换的死区时间。在另一些可选的实施例中，第一开关Q1、第三开关Q3、第四开关Q4、第六开关Q6、第七开关Q7、第八开关Q8、第九开关Q9、第十六开关Q16、第十七开关Q17和第十八开关Q18的提前导通可以在死区时间内完成。

综上，在该实施例中，通过在前半和后半周期分别提前导通第十七开关Q17、第七开关Q7和第十六开关Q16、第八开关Q8可以有效地降低在第十开关Q10和第十九开关Q19在导通过程中造成热载流子注入的风险，延长开关器件寿命和提高电压转换电路的可靠性。同时，在前半周期内在导通第七开关Q7之前导通第一开关Q1和第三开关Q3中的至少一个，在后半工作周期内在导通第十六开关Q16之前导通第四开关Q4和第六开关Q6中的至少一个，可以分别降低第九开关Q9和第十八开关Q18的耐压需求。

结合上述针对图7所示电路的三种控制方法可以得出，如果想降低或消除第十开关Q10在导通过程中的热载流子注入风险，需要在每个前半开关周期中，配置第十开关Q10晚于第七开关Q7和/或第十七开关Q17导通。其中，第七开关Q7和第十七开关Q17均为第三储能支路中与第十开关Q10同相的开关。而且，如果想在提前导通第七开关Q7时降低第九开关Q9的耐压需求，需要在每个前半周期中配置第一开关Q1和第三开关Q3之中的至少一个早于第七开关Q7导通。

同理，如果想降低或消除第十九开关Q19在导通过程中的热载流子注入风险，需要在每个后半周期中，配置第十九开关Q19晚于第十六开关Q16和/或第八开关Q8导通。其中，第十六开关Q16和第八开关Q8均为第三储能支路中与第十九开关Q19同相的开关。而且，如果想在提前导通第十六开关Q16时降低第十八开关Q18的耐压需求，需要在每个后半周期中配置第四开关Q4和第六开关Q6之中的至少一个早于第十六开关Q16导通。

在一些应用中，需要配置图7所示的4：1降压电路以2：1的降压比模式工作。为了同时保持前述工作时序所带来的降低第9开关Q9和第十八开关Q18的耐压需求的优势，本公开提出一种新的控制方法来实现图7所示的电路在2：1的降压模式下工作。

具体地，控制支路可以进一步用于：控制第八开关Q8与第十七开关Q17导通，并控制第七开关Q7与第十六开关Q16关断。在一个工作周期的前半周期，控制第二开关Q2、第四开关Q4、第六开关Q6、第十八开关Q18和第十九开关Q19关断，并控制第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5、第九开关Q9、第十开关Q10导通。在一个工作周期的后半周期，控制第二开关Q2、第四开关Q4、第六开关Q6、第十八开关Q18和第十九开关Q19导通，并控制第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5、第九开关Q9、第十开关Q10关断。其中，输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压的比值为2：1。

这样操作的优势在于，由于第七开关Q7始终保持关断，那么第九开关Q9的源极的电压则保持为输入端VIN的电压VI与第三电容C3两端的电压之差。而第三电容C3两端的电压在每个工作周期的前半周期内都与第二电容C2进行电荷均衡，使得第三电容C3两端的电压维持在输出端VOUT的电压VO。这样第九开关Q9的源极的电压就维持在输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压之差（即VI－VO），这样一来，无论第九开关Q9的漏极电压怎样变化，第九开关Q9的漏源电压差不会超过VO。同理，在每个工作周期的后半周期内第十八开关Q18的漏源电压差也不会超过VO。维持了这两个开关的耐压需求。

在一实施例中，如图11和图12所示，第一储能支路10还包括第二十开关Q20与第九电容C9，第二储能支路20还包括第二十一开关Q21与第十电容C10。

其中，第二十开关Q20的第二端与第一开关Q1的第三端连接，第二十开关Q20的第三端与第九电容C9的第一端及第九开关Q9的第三端连接。第九电容C9的第二端与第二电容C2的第一端连接（如图12所示），或者，第九电容C9的第二端与第二电容C2的第二端（即第二储能支路20的第一端）连接（如图11所示）。

第二十一开关Q21的第二端与第四开关Q4的第三端连接，第二十一开关Q21的第三端与第十电容Q10的第一端及第十开关Q10的第二端连接。第十电容Q10的第二端与第一电容C1的第一端连接（如图12所示），或者，第十电容Q10的第二端与第一电容C1的第二端（即第一储能支路10的第一端）连接（如图11所示）。

其中，控制支路分别与第二十开关Q20的第一端及第二十一开关Q21的第一端连接。

在一实施例中，针对于图11和图12所示的电路结构的控制方式为，控制支路进一步用于：在一个工作周期的前半周期，控制第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5、第八开关Q8、第九开关Q9、第十六开关Q16、第十九开关Q19与第二十一开关Q21保持关断，并控制第二开关Q2、第四开关Q4、第六开关Q6、第七开关Q7、第十开关Q10、第十七开关Q17、第十八开关Q18与第二十开关Q20导通。其中，第七开关Q7和第十七开关Q17中的至少一个早于第十开关Q10导通。在一个工作周期的后半周期，控制第二开关Q2、第四开关Q4、第六开关Q6、第七开关Q7、第十开关Q10、第十七开关Q17、第十八开关Q18与第二十开关Q20保持关断，并控制第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5、第八开关Q8、第九开关Q9、第十六开关Q16、第十九开关Q19与第二十一开关Q21导通，其中，第八开关Q8和第十六开关Q16中的至少一个早于第十九开关Q19导通。

在一具体的实施方式中，上述的控制方式可实现为，控制支路进一步用于：在一个工作周期的开始时刻，控制第七开关Q7导通，并控制其他开关关断。在一个工作周期的开始时刻经过第一预设时长的时刻，控制第二开关Q2、第四开关Q4、第六开关Q6、第十开关Q10、第十七开关Q17、第十八开关Q18与第二十开关Q20导通，保持第七开关Q7导通并控制其他开关关断。在一个工作周期的中间时刻，控制第十六开关Q16导通，并控制其他开关关断。在一个工作周期的中间时刻经过第一预设时长的时刻，控制第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5、第八开关Q8、第九开关Q9、第十九开关Q19与第二十一开关Q21导通，保持第十六开关Q16导通，并控制其他开关关断。

此实施例中通过在前半周期和后半周期分别提前导通第七开关Q7和第十六开关Q16可以有效地降低在第十开关Q10和第十九开关Q19在导通过程中造成热载流子注入的风险，延长开关器件寿命和提高电压转换电路的可靠性。

在另一具体的实施方式中，上述的控制方式还可实现为，控制支路进一步用于：在一个工作周期的开始时刻，控制第十七开关Q17导通，同时控制第四开关Q4与第六开关Q6中的至少一个导通，并控制其他开关关断。在一个工作周期的开始时刻经过第一预设时长的时刻，控制第七开关Q7，第十八开关Q18导通，并保持第十七开关Q17、第四开关Q4与第六开关Q6导通，并控制其他开关关断。再经过第二预设时长后，控制第二开关Q2、第十开关Q10与第二十开关Q20导通，并保持第七开关Q7，第十八开关Q18、第十七开关Q17、第四开关Q4与第六开关Q6导通，同时控制其他开关关断。在一个工作周期的中间时刻，控制第八开关Q8导通，同时控制第三开关Q3和第一开关Q1中的至少一个导通，并控制其他开关关断。在一个工作周期的中间时刻经过第一预设时长的时刻，控制第九开关Q9，第十六开关Q16导通，并保持第八开关Q8、第三开关Q3和第一开关Q1导通，并控制其他开关关断。再经过第二预设时长后，控制第五开关Q5、第二十一开关Q21与第十九开关Q19导通，并保持第九开关Q9，第十六开关Q16、第八开关Q8、第三开关Q3和第一开关Q1导通，同时控制其他开关关断。

在该实施例中，通过在前半周期和后半周期分别提前导通第十七开关Q17、第七开关Q7和第十六开关Q16、第八开关Q8可以有效地降低在第十开关Q10和第十九开关Q19在导通过程中造成热载流子注入的风险，延长开关器件寿命和提高电压转换电路的可靠性。同时，在前半周期内在导通第七开关Q7之前导通第四开关Q4和第六开关Q6中的至少一个，在后半周期内在导通第十六开关Q16之前导通第一开关Q1和第三开关Q3中的至少一个，可以分别降低第九开关Q9和第十八开关Q18的耐压需求。本实施例所提供的控制方法，还可以实现第十开关Q10、第十九开关Q19、第二十开关Q20,第二十一开关Q21、第二开关Q2和第五开关Q5的零电压导通（ZVS）,从而实现开关损耗的降低，提高电压转换电路的效率。

在上述两个实施例中，第二开关Q2、第四开关Q4、第六开关Q6、第七开关Q7、第十开关Q10、第十七开关Q17、第十八开关Q18与第二十开关Q20为电压转换电路的一相，在开关周期的前半周期内导通。第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5、第八开关Q8、第九开关Q9、第十六开关Q16、第十九开关Q19与第二十一开关Q21为电压转换电路的另一相，在开关周期的后半周期内导通。两相开关交替导通与关断，以使输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压的比值为6：1。

同样地，可以理解的是，在实际应用中，由于可能存在较短的死区时间，则会导致第一开关Q1、第三开关Q3、第四开关Q4、第六开关Q6、第八开关Q8与第十七开关Q17均以接近50%（通常在(49%，50%)的区间内）的占空比交替导通与关断。

结合上述针对图11和图12所示电路的两种控制方法可以得出，如果想降低或消除第十开关Q10在导通过程中的热载流子注入风险，需要在每个前半周期中，配置第十开关Q10晚于第七开关Q7和/或第十七开关Q17导通。其中，第七开关Q7和第十七开关Q17均为第三储能支路中与第十开关Q10同相的开关。而且，如果想在提前导通第七开关Q7时降低第九开关Q9的耐压需求，需要在每个前半周期中配置第四开关Q4和第六开关Q6之中的至少一个早于第七开关Q7导通。

同理，如果想降低或消除第十九开关Q19在导通过程中的热载流子注入风险，需要在每个后半周期中，配置第十九开关Q19晚于第十六开关Q16和/或第八开关Q8导通。其中，第十六开关Q16和第八开关Q8均为第三储能支路中与第十九开关Q19同相的开关。而且，如果想在提前导通第十六开关Q16时降低第十八开关Q18的耐压需求，需要在每个后半周期中配置之第一开关Q1和第三开关Q3中的至少一个早于第十六开关Q16导通。

需要说明的是，第九电容C9的第二端和第十电容C10的第二端的两种连接方式的区别在于：当第九电容C9的第二端连接到第二电容C2的第二端，且第十电容C10的第二端连接到第一电容C1的第二端时，在图11所示6：1降压电路工作在稳态时，第九电容C9和第十电容C10上的稳态电压均为两倍的输出端VOUT的电压（即2VO），或均为输入端VIN的电压的1/3（即1/3VI）。而当第九电容C9的第二端连接到第二电容C2的第一端，且第十电容C10的第二端连接到第一电容C1的第一端时，在图12所示6：1降压电路工作在稳态时，第九电容C9和第十电容C10上的稳态电压均为输出端VOUT的电压（即V0），或均为输入端VIN的电压的1/6（即1/6VI）。较低的电容耐压需求带来的是电容上所流过的电流的增加。设计人员可以根据具体的布线布板需求和电容的特性和成本做出最适合应用的选择。

在一些应用中，需要配置图11和图12所示6：1降压电路以3：1的降压比模式工作。为了同时保持前述的工作时序所带来的降低第9开关Q9和第十八开关Q18的耐压需求的优势，本公开提出一种新的控制方法来实现图11和图12所示电路在3：1的降压模式下工作。

具体的，控制支路可以进一步用于：控制第八开关Q8与第十七开关Q17导通，并控制第七开关Q7与第十六开关Q16关断。在一个工作周期的前半周期，控制第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5、第十八开关Q18、第十九开关Q19和第二十一开关Q21关断，并控制第二开关Q2、第四开关Q4、第六开关Q6、第九开关Q9、第十开关Q10与第二十开关Q20导通。在一个工作周期的后半周期，控制第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5、第十八开关Q18、第十九开关Q19和第二十一开关Q21导通，并控制第二开关Q2、第四开关Q4、第六开关Q6、第九开关Q9、第十开关Q10与第二十开关Q20关断。

这样操作的优势在于，由于第七开关Q7始终保持关断，那么第九开关Q9的源极的电压则保持为输入端VIN的电压VI与第三电容C3两端的电压之差。而第三电容C3两端的电压在每个周期的前半周期内都与第二电容C2串联后和第九电容C9并联以进行电荷均衡，使得其两端的电压维持在输出端VOUT的电压VO。这样第九开关Q9的源极的电压就维持在输入端VIN的电压与输出端VO的电压之差（即VI－VO），这样一来，无论第九开关Q9的漏极电压怎样变化，第九开关Q9的漏源电压差不会超过VO。同理第十八开关Q18的漏源电压差也不会超过VO。维持了这两个开关的耐压需求。

在一实施例中，如图13和图14所示，第一储能支路10还包括第二十二开关Q22与第十一电容C11，第二储能支路20还包括第二十三开关Q23与第十二电容C12。

其中，第二十二开关Q22的第二端与第二十开关Q20的第三端连接，第二十二开关Q22的第三端与第十一电容C11的第一端及第九开关Q9的第三端连接。当第九电容C9的第二端与第二电容C2的第二端连接时，第十一电容C11的第二端与第一储能支路10的第一端（即第一电容C1的第二端）连接（如图13所示）；当第九电容C9的第二端与第二电容C2的第一端连接时，第十一电容C11的第二端与第十电容C10的第一端连接（如图14所示）。

第二十三开关Q23的第二端与第二十一开关Q21的第三端连接，第二十三开关Q23的第三端与第十二电容C12的第一端及第十开关Q10的第二端连接。当第十电容C10的第二端与第一电容C1的第二端连接时,第十二电容C12的第二端与第二储能支路20的第一端(即第二电容C2的第二端)连接（如图13所示)；当第十电容C10的第二端与第一电容C1的第一端连接时，第十二电容C12的第二端与第九电容C9的第一端连接（如图14所示）。

其中，控制支路分别与第二十二开关Q22的第一端及第二十三开关Q23的第一端连接。

在一实施例中，针对于图13和图14所示的电路结构的控制方式为：

控制支路进一步用于：在一个工作周期的前半周期，控制第二开关Q2、第四开关Q4、第六开关Q6、第八开关Q8、第九开关Q9、第十六开关Q16、第十九开关Q19与第二十开关Q20与第二十三开关Q23保持关断，并控制第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5、第七开关Q7、第十开关Q10、第十七开关Q17、第十八开关Q18、第二十一开关Q21与第二十二开关Q22导通。其中，第七开关Q7和第十七开关Q17中的至少一个早于第十开关Q10导通。在一个工作周期的后半周期，控制第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5、第七开关Q7、第十开关Q10、第十七开关Q17、第十八开关Q18、第二十一开关Q21与第二十二开关Q22保持关断，并控制第二开关Q2、第四开关Q4、第六开关Q6、第八开关Q8、第九开关Q9、第十六开关Q16、第十九开关Q19与第二十开关Q20与第二十三开关Q23导通。其中，第八开关Q8和第十六开关Q16中的至少一个早于第十九开关Q19导通。

在一具体的实施方式中，上述控制方式可实现为，控制支路进一步用于：在一个工作周期的开始时刻，控制第七开关Q7导通，并控制其他开关关断。在一个工作周期的开始时刻经过第一预设时长的时刻，控制第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5、第十开关Q10、第十七开关Q17、第十八开关Q18、第二十一开关Q21与第二十二开关Q22导通，保持第七开关Q7导通并控制其他开关关断。在一个工作周期的中间时刻，控制第十六开关Q16导通，并控制其他开关关断。在一个工作周期的中间时刻经过第一预设时长的时刻，控制第二开关Q2、第四开关Q4、第六开关Q6、第八开关Q8、第九开关Q9、第十九开关Q19与第二十开关Q20与第二十三开关Q23导通，保持第十六开关Q16导通，并控制其他开关关断。

此实施例中通过在前半和后半周期分别提前导通第七开关Q7和第十六开关Q16可以有效地降低在第十开关Q10和第十九开关Q19在导通过程中造成热载流子注入的风险，延长开关器件寿命和提高电压转换电路的可靠性。

在另一具体的实施方式中，上述控制方式还可实现为，控制支路进一步用于：在一个工作周期的开始时刻，控制第十七开关Q17导通，同时控制第三开关Q3和第一开关Q1中的至少一个导通，并控制其他开关关断。在一个工作周期的开始时刻经过第一预设时长的时刻，控制第七开关Q7，第十八开关Q18导通，并保持第十七开关Q17、第三开关Q3和第一开关Q1导通，并控制其他开关关断。再经过第二预设时长后，控制第五开关Q5、第十开关Q10、第二十一开关Q21和第二十二开关Q22导通，并保持第七开关Q7，第十八开关Q18、第十七开关Q17、第三开关Q3和第一开关Q1导通，同时控制其他开关关断。在一个工作周期的中间时刻，控制第八开关Q8导通，同时控制第四开关Q4与第六开关Q6中的至少一个导通，并控制其他开关关断。在一个工作周期的中间时刻经过第一预设时长的时刻，控制第九开关Q9，第十六开关Q16导通，并保持第八开关Q8、第四开关Q4与第六开关Q6导通，并控制其他开关关断。再经过第二预设时长后，控制第二开关Q2、第十九开关Q19、第二十开关Q20与第二十三开关Q23导通，并保持第九开关Q9，第十六开关Q16、第八开关Q8、第四开关Q4与第六开关Q6导通，同时控制其他开关关断。

在该实施例中，通过在前半周期和后半周期分别提前导通第十七开关Q17、第七开关Q7和第十六开关Q16、第八开关Q8可以有效地降低在第十开关Q10和第十九开关Q19在导通过程中造成热载流子注入的风险，延长开关器件寿命和提高电压转换电路的可靠性。同时，在前半周期内在导通第七开关Q7之前导通第一开关Q1和第三开关Q3中的至少一个，在后半工作周期内在导通第十六开关Q16之前导通第四开关Q4和第六开关Q6中的至少一个，可以分别降低第九开关Q9和第十八开关Q18的耐压需求。本实施例的控制方法，还可以实现第十开关Q10、第十九开关Q19、第二十开关Q20,第二十一开关Q21、第二十二开关Q22，第二十三开关Q23，第二开关Q2和第五开关Q5的零电压导通（ZVS）,从而实现开关损耗的降低，提高电压转换电路的效率。

在上述两个实施例中，第一开关Q1、第三开关Q3、第五开关Q5、第七开关Q7、第十开关Q10、第十七开关Q17、第十八开关Q18、第二十一开关Q21与第二十二开关Q22为电压转换电路的一相，在开关周期的前半周期内导通。第二开关Q2、第四开关Q4、第六开关Q6、第八开关Q8、第九开关Q9、第十六开关Q16、第十九开关Q19、第二十开关Q20与第二十三开关Q23为电压转换电路的另一相，在开关周期的后半周期内导通。两相开关交替导通与关断，以使输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压的比值为8：1。

同样地，可以理解的是，在实际应用中，由于可能存在较短的死区时间，则会导致第一开关Q1、第三开关Q3、第四开关Q4、第六开关Q6、第八开关Q8与第十七开关Q17均以接近50%（通常在(49%，50%)的区间内）的占空比交替导通与关断。

结合上述针对图13和图14所示电路的两种控制方法可以得出，如果想降低或消除第十开关Q10在导通过程中的热载流子注入风险，需要在每个前半周期中，配置第十开关Q10晚于第七开关Q7和/或第十七开关Q17导通。其中，第七开关Q7和第十七开关Q17均为第三储能支路中与第十开关Q10同相的开关。而且，如果想在提前导通第七开关Q7时降低第九开关Q9的耐压需求，需要在每个前半周期中配置第一开关Q1和第三开关Q3之中的至少一个早于第七开关Q7导通。

同理，如果想降低或消除第十九开关Q19在导通过程中的热载流子注入风险，需要在每个后半周期中，配置第十九开关Q19晚于第十六开关Q16和/或第八开关Q8导通。其中，第十六开关Q16和第八开关Q8均为第三储能支路中与第十九开关Q19同相的开关。而且，如果想在提前导通第十六开关Q16时降低第十八开关Q18的耐压需求，需要在每个后半周期中配置第四开关Q4和第六开关Q6之中的至少一个早于第十六开关Q16导通。

需要说明的是，图13和图14中，第十一电容C11的第二端和第十二电容C12的第二端的两种连接方式的区别在于：当第十一电容C11的第二端和第十电容C10的第二端都连接到第一电容C1的第二端，且第十二电容C12的第二端和第九电容C9的第二端都连接到第二电容C2的第二端时，如图13所示8：1降压电路工作在稳态时，第十一电容C11和第十二电容C12上的稳态电压均为三倍的输出端VOUT的电压（即3VO），第九电容C9和第十电容C10上的稳态电压均为两倍的输出端VOUT的电压（即2VO），或者，均为输入端VIN的电压的1/3（即1/3VI）。当第十一电容C11的第二端和第十电容C10的第一端连接，第十电容C10的第二端与第一电容C1的第一端连接，且第十二电容C12的第二端和第九电容C9的第一端连接，第九电容C9的第二端与第二电容C2的第一端时，如图14所示8：1降压电路工作在稳态时，第九电容C9、第十电容C10、第十一电容C11和第十二电容C12上的稳态电压均为输出端VOUT的电压（即VO），或者，输入端VIN的电压的1/8（即1/8VI）。较低的电容耐压需求带来的是电容上所流过的电流的增加。设计人员可以根据具体的布线布板需求和电容的特性和成本做出最适合应用的选择。

综上可得，在图7所示的电路结构上，增加两个开关（包括第二十开关Q20与第二十一开关Q21），并分别以两种方法增加两个电容（包括第九电容C9与第十电容C10），以得到图11或图12所示的电路结构，从而可将输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压的比值从4：1增大至6：1。

继而，在图11或图12所示的电路结构上增加两个开关（包括第二十二开关Q22与第二十三开关Q23）与两个电容（包括第十一电容C11与第十二电容C12），可进而将输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压的比值从6：1增大至8：1。以此类推，若要实现输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压的比值为10：1，则应在图13或图14所示的电路结构上增加两个开关与两个电容，并按照第二十开关Q20、第二十一开关Q21、第九电容C9与第十电容C10的方式进行连接。若要实现输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压的比值为12：1，则应继续增加两个开关与两个电容，并按照第二十二开关Q22、第二十三开关Q23、第十一电容C11与第十二电容C12的方式进行连接。

因此，通过上述方式，能够实现输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压的比值为2N：1，其中，N为正整数。

其中，按照图7、图11或图13的方式对电路进行扩展时，新增的电容所需的耐压为N-1倍的输出电压Vo。例如，从8：1的降压电路结构扩展到10：1的降压电路结构时，新增加的两个电容的稳态耐压值需要至少为输出端VOUT的电压Vo的四倍。而按照图7、图12、或图14的方式对电路进行扩展时，新增的电容所需的耐压恒为输出电压Vo。但是随着降压比例的增加，原电路中电容所需要的通流能力被提高。例如从图14所示的8：1的降压电路结构扩展到10：1的降压电路结构时，第十一电容C11和第十二电容C12的稳态时的通流能力需要加倍。设计人员可以根据具体的布线布板需求和电容的特性和成本在两种电容的扩展方式中做出最适合应用的选择。

可以理解的是，在本申请的实施例中，是以实现输入端VIN的电压与输出端VOUT的电压的比值为2N：1为例。而在其他的实施例中，还可以将本申请实施例中的输入端VIN作为输出电压的一端，并将本申请实施例中的输出端VOUT作为输入电压的一端，同时采用与本申请实施例相同的控制方式，即可实现输入的电压与输出的电压的比值为1：2N。

本申请实施例还提供一种充电器，该充电器包括如上述任一实施例中的电压转换电路。

最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本申请的技术方案，而非对其限制；在本申请的思路下，以上实施例或者不同实施例中的技术特征之间也可以进行组合，步骤可以以任意顺序实现，并存在如上所述的本申请的不同方面的许多其它变化，为了简明，它们没有在细节中提供；尽管参照前述实施例对本申请进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本申请各实施例技术方案的范围。

Claims (21)

1.一种电压转换电路，其特征在于，包括：

输入端、输出端、第一储能支路、第二储能支路、第三储能支路与控制支路；

所述第一储能支路包括第一电容、第一开关、第二开关与第三开关，所述第一开关的第三端与所述第一电容的第一端连接，所述第一开关的第二端与所述第二开关的第三端连接于所述输出端，所述第二开关的第二端与所述第三开关的第三端、所述第一电容的第二端连接于所述第一储能支路的第一端，所述第三开关的第二端接地；

所述第二储能支路包括第二电容、第四开关、第五开关与第六开关，所述第四开关的第三端与所述第二电容的第一端连接，所述第四开关的第二端与所述第五开关的第三端连接于所述输出端，所述第五开关的第二端与所述第六开关的第三端、所述第二电容的第二端连接于所述第二储能支路的第一端，所述第六开关的第二端接地；

所述第三储能支路包括第三电容、第七开关、第八开关、第九开关与第十开关，所述第七开关的第三端与所述第九开关的第二端及所述第三电容的第一端连接，所述第三电容的第二端与所述第十开关的第三端及所述第八开关的第二端连接，所述第八开关的第三端与所述输入端连接，所述第七开关的第二端接地，所述第九开关的第三端与所述第一开关的第三端连接，所述第十开关的第二端与所述第四开关的第三端连接；

所述控制支路分别与所述第一储能支路、所述第二储能支路以及所述第三储能支路中的各开关的第一端连接，所述控制支路用于控制所述各开关分两相交替周期性地导通与关断，以使所述输入端的电压与所述输出端的电压的比值为2N：1，其中，N为大于1的整数；

其中，在每个开关周期中，所述第十开关晚于所述第三储能支路中至少一个与其同相的开关导通。

2.根据权利要求1所述的电压转换电路，其特征在于，所述控制支路进一步用于：

在一个工作周期的前半周期，控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关、所述第八开关和所述第九开关保持关断，并控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关、所述第七开关和所述第十开关导通，其中，所述第七开关早于所述第十开关导通；

在一个工作周期的后半周期，控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关、所述第八开关和所述第九开关导通，并控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关、所述第七开关和所述第十开关保持关断；

其中，所述输入端的电压与所述输出端的电压的比值为4：1。

3.根据权利要求2所述的电压转换电路，其特征在于，所述控制支路进一步用于：

在一个工作周期的前半周期，控制所述第一开关、所述第三开关和所述第五开关中的至少一个早于所述第十开关导通；

在一个工作周期的后半周期，控制所述第四开关和所述第六开关中的至少一个早于同相的其他开关导通；

其中，所述输入端的电压与所述输出端的电压的比值为4：1。

4.根据权利要求1所述的电压转换电路，其特征在于，所述第一储能支路还包括第十二开关与第四电容，所述第二储能支路还包括第十三开关与第五电容；

所述第十二开关的第二端与所述第一开关的第三端连接，所述第十二开关的第三端与所述第四电容的第一端及所述第九开关的第三端连接，所述第四电容的第二端与所述第二储能支路的第一端连接；

所述第十三开关的第二端与所述第四开关的第三端连接，所述第十三开关的第三端与所述第五电容的第一端及所述第十开关的第二端连接，所述第五电容的第二端与所述第一储能支路的第一端连接；

其中，所述控制支路分别与所述第十二开关的第一端及所述第十三开关的第一端连接。

5.根据权利要求4所述的电压转换电路，其特征在于，所述控制支路进一步用于：

在一个工作周期的前半周期，控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关、所述第八开关、所述第九开关和所述第十三开关保持关断，并控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关、所述第七开关、所述第十开关和所述第十二开关导通，其中，所述第七开关早于所述第十开关导通；

在一个工作周期的后半周期，控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关、所述第八开关、所述第九开关和所述第十三开关导通，并控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关、所述第七开关、所述第十开关和所述第十二开关保持关断；

其中，所述输入端的电压与所述输出端的电压的比值为6：1。

6.根据权利要求5所述的电压转换电路，其特征在于，所述控制支路进一步用于：

在一个工作周期的前半周期，控制所述第二开关和所述第六开关中的至少一个早于所述第十开关导通；

在一个工作周期的后半周期，控制所述第一开关和所述第三开关中的至少一个早于同相的其他开关导通；

其中，所述电压转换电路的所述输入端的电压与所述输出端的电压的比值为6：1。

7.根据权利要求4所述的电压转换电路，其特征在于，所述第一储能支路还包括第十四开关与第六电容，所述第二储能支路还包括第十五开关与第七电容；

所述第十四开关的第二端与所述第十二开关的第三端连接，所述第十四开关的第三端与所述第六电容的第一端及所述第九开关的第三端连接，所述第六电容的第二端与所述第一储能支路的第一端连接；

所述第十五开关的第二端与所述第十三开关的第三端连接，所述第十五开关的第三端、所述第七电容的第一端与所述第十开关的第二端连接，所述第七电容的第二端与所述第二储能支路的第一端连接；

其中，所述控制支路分别与所述第十四开关的第一端及所述第十五开关的第一端连接。

8.根据权利要求7所述的电压转换电路，其特征在于，所述控制支路进一步用于：

在一个工作周期的前半周期，控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关、所述第十二开关、所述第十五开关、所述第八开关和所述第九开关保持关断，并控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关、所述第七开关、所述第十三开关、所述第十四开关和所述第十开关导通，其中，所述第七开关早于所述第十开关导通；

在一个工作周期的后半周期，控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关、所述第八开关、所述第十二开关、所述第十五开关和所述第九开关导通，并控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关、所述第七开关、所述第十三开关、所述第十四开关和所述第十开关保持关断；

其中，所述输入端的电压与所述输出端的电压的比值为8：1。

9.根据权利要求8所述的电压转换电路，其特征在于，所述控制支路进一步用于：

在一个工作周期的前半周期，控制所述第三开关和所述第五开关中的至少一个早于所述第十开关导通；

在一个工作周期的后半周期，控制所述第四开关和所述第六开关中的至少一个早于同相的其他开关导通；

其中，所述输入端的电压与所述输出端的电压的比值为8：1。

10.根据权利要求1所述的电压转换电路，其特征在于，所述第三储能支路还包括第八电容、第十六开关、第十七开关、第十八开关与第十九开关；

所述第十六开关的第三端与所述第十八开关的第二端及所述第八电容的第一端连接，所述第八电容的第二端与所述第十九开关的第三端及所述第十七开关的第二端连接，所述第十七开关的第三端与所述输入端连接，所述第十六开关的第二端接地，所述第十八开关的第三端与所述第四开关的第三端连接，所述第十九开关的第二端与所述第一开关的第三端连接；

其中，所述控制支路与所述第十六开关的第一端、所述第十七开关的第一端、所述第十八开关的第一端及所述第十九开关的第一端连接。

11.根据权利要求10所述的电压转换电路，其特征在于，所述控制支路进一步用于：

在一个工作周期的前半周期，控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关、所述第八开关、所述第九开关、所述第十六开关和所述第十九开关保持关断，并控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关、所述第七开关、所述第十开关、所述第十七开关和所述第十八开关导通，其中，所述第七开关和所述第十七开关中的至少一个早于所述第十开关导通；

在一个工作周期的后半周期，控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关、所述第七开关、所述第十开关、所述第十七开关和所述第十八开关保持关断，并控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关、所述第八开关、所述第九开关、所述第十六开关和所述第十九开关导通，其中，所述第八开关和所述第十六开关中的至少一个早于所述第十九开关导通；

其中，所述输入端的电压与所述输出端的电压的比值为4：1。

12.根据权利要求11所述的电压转换电路，其特征在于，所述控制支路进一步用于：

在一个工作周期的前半周期，控制所述第一开关和所述第三开关之中的至少一个早于所述第七开关导通；

在一个工作周期的后半周期，控制所述第二开关和所述第六开关之中的至少一个早于所述第十六开关导通。

13.根据权利要求10所述的电压转换电路，其特征在于，所述控制支路进一步用于：

控制所述第八开关与所述第十七开关导通，并控制所述第七开关与所述第十六开关关断；

在一个工作周期的前半周期，控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关、所述第十八开关和所述第十九开关关断，并控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关、所述第九开关和所述第十开关导通；

在一个工作周期的后半周期，控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关、所述第十八开关和所述第十九开关导通，并控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关、所述第九开关和所述第十开关关断；

其中，所述输入端的电压与所述输出端的电压的比值为2：1。

14.根据权利要求10所述的电压转换电路，其特征在于，所述第一储能支路还包括第二十开关与第九电容，所述第二储能支路还包括第二十一开关与第十电容；

所述第二十开关的第二端与所述第一开关的第三端连接，所述第二十开关的第三端与所述第九电容的第一端及所述第九开关的第三端连接，所述第九电容的第二端与所述第二电容的第一端或所述第二电容的第二端连接；

所述第二十一开关的第二端与所述第四开关的第三端连接，所述第二十一开关的第三端与所述第十电容的第一端及所述第十开关的第二端连接，所述第十电容的第二端与所述第一电容的第一端或所述第一电容的第二端连接；

其中，所述控制支路分别与所述第二十开关的第一端及所述第二十一开关的第一端连接。

15.根据权利要求14所述的电压转换电路，其特征在于，所述控制支路进一步用于：

在一个工作周期的前半周期，控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关、所述第八开关、所述第九开关、所述第十六开关、所述第十九开关和所述第二十一开关保持关断，并控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关、所述第七开关、所述第十开关、所述第十七开关、所述第十八开关和所述第二十开关导通，其中，所述第七开关和所述第十七开关中的至少一个早于所述第十开关导通；

在一个工作周期的后半周期，控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关、所述第七开关、所述第十开关、所述第十七开关、所述第十八开关和所述第二十开关保持关断，并控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关、所述第八开关、所述第九开关、所述第十六开关、所述第十九开关和所述第二十一开关导通，其中，所述第八开关和所述第十六开关中的至少一个早于所述第十九开关导通；

其中，所述输入端的电压与所述输出端的电压的比值为6：1。

16.根据权利要求15所述的电压转换电路，其特征在于，所述控制支路进一步用于：

在一个工作周期的前半周期，控制所述第二开关和所述第六开关中的至少一个早于所述第七开关导通；

在一个工作周期的后半周期，控制所述第一开关和所述第三开关中的至少一个早于所述第十六开关导通。

17.根据权利要求14所述的电压转换电路，其特征在于，所述控制支路进一步用于：

控制所述第八开关与所述第十七开关导通，并控制所述第七开关与所述第十六开关关断；

在一个工作周期的前半周期，控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关、所述第十八开关、所述第十九开关和所述第二十一开关关断，并控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关、所述第九开关、所述第十开关和所述第二十开关导通；

在一个工作周期的后半周期，控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关、所述第十八开关、所述第十九开关和所述第二十一开关导通，并控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关、所述第九开关、所述第十开关和所述第二十开关关断；

其中，所述输入端的电压与所述输出端的电压的比值为3：1。

18.根据权利要求14所述的电压转换电路，其特征在于，所述第一储能支路还包括第二十二开关与第十一电容，所述第二储能支路还包括第二十三开关与第十二电容；

所述第二十二开关的第二端与所述第二十开关的第三端连接，所述第二十二开关的第三端与所述第十一电容的第一端及所述第九开关的第三端连接，当所述第九电容的第二端与所述第二电容的第二端连接时，所述第十一电容的第二端与所述第一电容的第二端连接，当所述第九电容的第二端与所述第二电容的第一端连接时，所述第十一电容的第二端与所述第十电容的第一端连接；

所述第二十三开关的第二端与所述第二十一开关的第三端连接，所述第二十三开关的第三端与所述第十二电容的第一端及所述第十开关的第二端连接，当所述第十电容的第二端与所述第一电容的第二端连接时,所述第十二电容的第二端与所述第二电容的第二端连接，当所述第十电容的第二端与所述第一电容的第一端连接时，所述第十二电容的第二端与所述第九电容的第一端连接；

其中，所述控制支路分别与所述第二十二开关的第一端及所述第二十三开关的第一端连接。

19.根据权利要求18所述的电压转换电路，其特征在于，所述控制支路进一步用于：

在一个工作周期的前半周期，控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关、所述第八开关、所述第九开关、所述第十六开关、所述第十九开关、所述第二十开关和所述第二十三开关保持关断，并控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关、所述第七开关、所述第十开关、所述第十七开关、所述第十八开关、所述第二十一开关和所述第二十二开关导通，其中，所述第七开关和所述第十七开关中的至少一个早于所述第十开关导通；

在一个工作周期的后半周期，控制所述第一开关、所述第三开关、所述第五开关、所述第七开关、所述第十开关、所述第十七开关、所述第十八开关、所述第二十一开关和所述第二十二开关保持关断，并控制所述第二开关、所述第四开关、所述第六开关、所述第八开关、所述第九开关、所述第十六开关、所述第十九开关、所述第二十开关和所述第二十三开关导通，其中，所述第八开关和所述第十六开关中的至少一个早于所述第十九开关导通；

其中，所述输入端的电压与所述输出端的电压的比值为8：1。

20.根据权利要求19所述的电压转换电路，其特征在于，所述控制支路进一步用于：

在一个工作周期的前半周期，控制所述第一开关和所述第三开关中的至少一个早于所述第七开关导通；

在一个工作周期的后半周期，控制所述第二开关和所述第六开关中的至少一个早于所述第十六开关导通。

21.一种充电器，其特征在于，包括如权利要求1-20任意一项所述的电压转换电路。