CN117751508A - 电力驱动系统 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用于机动车辆或在机动车辆中的电力驱动系统，具有：至少一个同步电机，其具有双转子和放置在定子铁芯中的分布式绕组，其中双转子由固体材料组成的磁通承载材料制造，其中绕组被设计成自支撑的用于扭矩支撑；以及至少一个三级或多级逆变器电路，所述逆变器电路在负载输出处被耦接到同步电机且被设计成将在供电侧接收的直流电压转换为交流电压，由此能够通过负载输出驱动同步电机，其中逆变器电路具有可控的三级或多级逆变器。

Description

电力驱动系统

技术领域

本发明涉及用于机动车辆或在机动车辆中的电力驱动系统。

背景技术

具有定子和两个转子(所述两个转子被连接在一起用于共同转动)的电机，所谓的双转子电机(除了被称为双转子，也被称为多转子、复转子等)，相较于只具有一个转子的传统电机，能够增加扭矩密度和电力驱动效率。这可以被归因于以下事实，特别是所谓“无轭”设计，在定子中不要求有背铁，因此，磁通损失能够被明显的减少。另外，具有双转子，基本上更多的可用空间用于磁场励磁磁铁(在永磁励磁同步电机PSM情况下)或导体材料(在感应电机，IM或电励磁同步电机ESM情况下)。根据在气隙中磁场线的方向，这样的电机能够被分为两类，一类是轴向磁通承载(磁场线平行于转动轴，所谓轴向磁通电机)，以及另一类是径向磁通承载(在气隙中磁场线在径向方向上，所谓径向磁通电机)。

例如在DE 10 2015 226 105 A1和DE 10 2013 206 593 A1中描述了轴向磁通双转子电机。他们具有扭矩和功率密度高的特点，但制造成本高，因为在定子铁芯中非常复杂的几何形状必须用冲压或用冶金粉末制造。至今，这样的电机因此还没有突破大规模生产的瓶颈，并且只被使用在具有高功率密度要求的利基领域，例如赛车，航空等。此外，用于定子绕组的机械紧固概念只允许使用单齿绕组，所述单齿绕组在噪声激励方面有相应的缺点。

相比，在径向磁通双转子电机的情形中，能够使用以绕组和层叠芯为原则而建立的，并且适合于大规模生产的制造方法。然而，在这种情形中，在支撑定子铁芯中产生的扭矩方面，有明显且巨大未解决的技术挑战。由于内外转动部件的原因，层叠式定子铁芯不能够被安装(例如压入，拧紧或粘贴)在固定壳体中，否则将如其通常的情形那样。因此，扭矩被引导到层叠式定子铁芯或定子绕组的轴向末端，并在这个位置被支撑。在现有技术中，在这方面已经提出了多种方法，但所有方法在涉及功能和/或成本上都关联有相当大的缺点。

EP 1 879 283 B1描述了一种将定子绕组设计为所谓轭绕组的方法。在这样情形下，所述环形层叠式定子铁芯在内径和外径上具有凹槽，在具有凹槽之间存在背铁(也被称为定子轭)，所述背铁在切线方向有效。在这样情形下，每个绕组股的正向和反向导体在每种情形中在凹槽中被以在径向上一个叠加在另一个之上的方式引导，并且被围绕轭缠绕。定子轭在绕组股之间在轴向是可接近的，并且能够被固定在壳体上，例如通过轴向螺钉连接方式(例子在JP 2018 082600中描述的)。螺钉的轴向压力确保了层叠芯的扭转刚性和在轴向端的扭矩支撑。转子磁场的北极和南极都定位为彼此相反。这个构思的一个缺点是磁通必须完全通过位于定子槽之间的回向轭承载。一方面，这导致层叠式定子铁芯重量增加，且明显增加了铁损。在层叠式定子铁芯中，两个转子磁通的磁场线通过背铁闭合，并且在这个位置产生铁损。此外，轭绕组的所有单独的线圈必须在绕组头部区域被并联或串联地相互连接，这样进而导致与扭矩支撑在安装空间上的冲突。然而，缠绕在轭上的绕组允许直接机械接触到层叠式定子铁芯上。

如果沿同一方向径向上一个叠加在另一个上的磁铁的磁化方向与在槽中一个叠加在另一个上的导体的电流供电方向相同，可以实现相当大的重量和损耗节省。在这样情形下，定子中的背铁能够被省略，并且所谓“无轭”双转子电机具备分布式绕组。磁场线在转子上方闭合。定子中不需要背铁，其结果是在这样的电机中重量和铁损非常低。然而，分布式绕组为了扭矩支撑不允许直接机械接触层叠式定子铁芯。例如，WO 2004/004098 A1描述了具有分布式绕组的无轭实施例。

同样的在所谓“无轭”设计情形下，仍然有利于产生用于定子齿的机械连接的薄轭，但这就电磁而言没有必要。因此，术语“无轭”是指电磁磁通承载，其中在定子中没有出现在切线方向上的磁通。然而，在这样情形中，绕组不能被设计成为轭绕组，因为绕组股的正向和反向导体在周边上被径向地分布，并且因此形成分布式绕组。这样产生了分布式绕组的绕组头，其阻碍了在轴向上层叠芯的可接触性。此外，纯粹的径向磁通承载排除了轴、金属螺钉连接的使用，因为它们形成了带有很多磁链和大幅额外的电流热损的导体环。

关于轴支撑，在现有技术中，提出了用于扭矩支撑的多种辅助结构，例如在DE 102010 055 030A1或US 7557486 B2中描述的。这里的问题是电导或磁导金属不被允许突出到磁通承载区域，或者被允许只突出非常有限的程度，这样严重限制了材料的选择和几何设计。相反，合成材料部件，粘接剂和/或铸造材料也能够被用在磁通承载区域。然而，用这样的材料很难满足在温度稳定性和机械强度上的严格要求。

为了操作用于机动车辆或在机动车辆中的这样的双转子电机，基于直流电压施加到适合的能量储存装置的输出的原因，提供了逆变器。

逆变器是一种电力设备，其将直流电压转换为交流电压。这样的逆变器，被用在例如现代机动车辆、光伏(太阳能逆变器)上，作为在频率转换器和许多其他应用中的部件，在上述应用中适合的交流电压由直流电压产生。这样的逆变器及其应用领域通常在宽域的电路方面的变化中是已知的，因此在更多的细节上讨论其的电路结构和操作模式是没有必要的。

在现代机动车的情形中，电力供能的驱动系统逐渐被使用——尤其也为了可持续性和避免CO₂排放的原因。这样驱动系统包括，例如一个或更多个电机，诸如例如同步电机或异步电机，这些电机被通过多相交流电压的方式供电。一般而言，为了产生交流电压，使用所谓二级逆变器(或缩写为2L逆变器)。在二级逆变器的情形中，具有两个电压级的交流电压由直流电压源的直流电压产生。

二级逆变器已经建立在其他逆变器拓扑结构之上，特别是在用于电动车辆的驱动逆变器的领域。当前，I GBT开关元件主要用于二级逆变器。例如在由H.v.Hoeck所著“PowerElectronic Architectures for Electric Vehicle(用于电动车辆的动力电子架构)”一文中描述了这样的二级逆变器的一个例子，这篇文章出现在2010年由I EEE出版的“Emobility–Electrical Power Train(电动交通-电力传动)”一书中。

除刚刚提及的二级逆变器拓扑结构之外，也存在三级或多级逆变器拓扑结构，通过其因此能够产生三级或多级电压级。例如在US10903758 B2或US 2017/0185130A1中描述了多级逆变器拓扑结构的例子。

多个电压级的优势是更低的谐波，在相输出上更慢的电压变化，最重要的，低电磁辐射(EME)以及更高电压的处理。基于这些原因，这样的三级或多级逆变器当前主要被用于高电压应用。动力工程应用(诸如太阳能逆变器或风涡轮)是用于这样的三级或多级逆变器拓扑结构的已经建立的应用领域。在电动车辆中还没有发现更高的电压(具有如400V的电压)。相比，在光伏中，高于1kV的电压是常见的，并且在其他可再生能源的情形中，诸如风能，电压明显的更高。

然而，根据现行的观点，在电动车辆的电力驱动中，刚刚提及的三级或多级逆变器的优势并不充足以使得其的使用是合理的，正如在2018I EEE交通电气化大会暨博览会(ITEC)，795-802页，由Andreas Bubert等所著“Experimenta Validation of DesignConcepts for Future EV-Traction Inverters(未来电动车辆牵引逆变器设计理念的实验验证)”一文中所陈述的。基于所有这些原因，三级或多级逆变器拓扑结构现今没有被用于电力驱动车辆。

发明内容

当前本发明的目的是提高装配有双转子的电力驱动系统的效率，并且同时使生产更简单并更有成本效益的。

根据本发明，这样的目的是通过具有权利要求1的特征的电力驱动系统实现的。

因此，提供如下：

-一种用于机动车辆或在机动车辆中的电力驱动系统，包括：至少一个同步电机，所述同步电机具有双转子和放置在定子铁芯中的分布式绕组，其中双转子由固体材料组成的磁通承载材料构造或制造，其中绕组被设计成是自支撑的用于扭矩支撑，以及至少一个三级或多级逆变器电路，所述逆变器电路在负载输出处与同步电机耦接，并且所述逆变器电路被设计成将由供电侧接收的直流电压转换成交流电压，由此能够通过负载输出驱动同步电机，其中所述逆变器电路具有可控的三级或多级逆变器。

本发明的核心想法在于具有双转子的特定电力同步电机和三级或多级逆变器电路构成的组合，电力同步电机的定子被设计成具有分布式绕组，所述分布式绕组被设计成自支撑的用于扭矩支撑，并且其的双转子由固体转子材料形成，即固体构造。

扭转刚性绕组首次提供了设计具有双转子的同步电机的绕组的可能性，尤其是无轭双转子电机，作为具有相应小的上磁场谱的分布式绕组。只在这样的实施例中，因为只有小的上磁场谱和最终的涡流是在转子中由绕组产生的，转子能够由固体材料制造。转子的制造因此大大地简化并更有成本效益的。由于在转子中的材料成本和复杂性降低，因此电力驱动系统的发明实施例提供了相当大的技术和经济优势。

然而，如果这样的电机被用二级(2-l eve l)逆变器操作，如在现有技术的电机中常见的那样，这样的电机，由逆变器诱发的谐波将在固体材料组成的转子中引起涡流以及额外的损耗。这些谐波损耗特别地在低输出扭矩的情形中与效率度相关，并且大幅减少了效率度。

通过磁通承载固体材料组成的转子和三级或多级逆变器的结合的创新使用，能够明显减少在输入电压中的因果谐波，这导致损耗减少超过75％。因为现有技术中电机的谐波损耗并不起到重要的作用，这不会使得三级逆变器的额外成本是合理的。

只有在这样具体情形中，多特征的创造性结合能够被认为是有利的。在这样的情形中，基本的发现是当由常规的2L逆变器供电时，具有由固体材料组成的双转子的电机在转子中具有高的损耗。

就设计而言，在电机中的损耗不能被减少或者只能微乎其微地减少。在2L操作中通过增加频率减少损耗只具备略微的效果，并增加了在逆变器中的损失，这反过来影响总效率。

在双转子的固体材料中减少损耗的基本机制是基于在双转子的固体材料中特定磁通密度的振幅(其不会对扭矩形成作出贡献)应当被减小的事实。在磁通密度中由谐波定义的这部分与其振幅的平方中的THD引起的损耗的变化大约直接成正比。因此，在逆变器切换频率中的变化导致损耗上的间接成比例线性变化，并因此较不有效率。

在固体材料中损耗的减少对于减少电机中的总损耗和其的经济使用作出实质贡献的。因此，为本发明的一部分的最终发现是能够通过逆变电路有效减少电机中的损耗，所述逆变电路排他性地减少磁通密度中谐波的振幅。

为了实现这一点，在逆变器操作模式的选择和配置中考虑如下措施和方面：

为了减少逆变器输出相的谐波，由3L逆变器的功能替换2L逆变器的功能。结果，减少了在磁通密度和定子电流中的谐波。为这个目的改变频率是不必要的。

在2L操作中通过增加切换频率同样地减少损耗，但这是不能实施的，结果因为在逆变器中的切换损耗会同样地大幅增加且因此总效率没有明显提升。尽管切换频率的增加能够正向地支持损耗优化，根据本发明其并非解决方案中的实质方面。

相比，所使用的3L逆变器提供三级电压级(3L)且优选是的三相(但非必要的)。通过三级电压级和三相能够实现相对高的成本效益。然而，系统用相同设计的所有相能够扩展到任何数量的相和任何数量的电压级。

相对于已知的2L逆变器，根据发明在3L逆变器操作中由于更低的谐波在电机中的功率损失大幅减少。3L逆变器中的切换损失同样的相对减少，但增加了导电状态损失。

在电机和3L逆变器两者中，主要损耗机制依赖负载而改变。在3L操作中，谐波较低，并且因此电机损耗大幅减少。在低电流的情形下，由谐波引起的损耗占主导。在更大电流的情形下，主要损耗机制变化且以电阻传导或铜损耗为主，而由谐波引起的损耗更有可能是次要的或变得相对低。在3L逆变器中的逆变器切换损耗比在2L逆变器中减少(约50％)。在小负载(电流)情形中，这些切换损耗为主，而在更大电流情形下导体损耗为主并且2L操作是更有效率的。这些发现导致在低负载情形中使用3L逆变器和在高负载情形中使用2L逆变器的发明构思。根据本发明，通过可控的三级或多级逆变器的方式这样的操作是可能的。

总之，相较已知电力驱动系统，为了明显地提高电力驱动系统的总效率，尤其在配备了双转子马达的电机情形中，2L操作的优势能够因此与3L操作的优势结合。

形成本发明基础的另一个发现是径向磁通双转子电机的绕组能够被设计成功率传输的，用于扭矩支撑。因此，一方面形成本发明的基础是将布置于定子铁芯的绕组设计为自支撑的，用于扭矩支撑。

绕组的自支撑设计应被理解为含义是，提供了所述绕组的足够的刚度和强度，用于相对于围绕电机轴线的扭转支撑驱动扭矩。自支撑的绕组特别被嵌入到软磁定子铁芯用于磁通承载。这提供了特别优势，定子铁芯本身并不要求涉及电机轴线的任何内在扭转刚性，并且也没有要求用于固定定子铁芯的其他辅助构造。相反，扭矩特别完全由绕组支撑。

绕组是所谓分布式绕组。这是会被理解为含义是绕组股的正向和反向导体被分布在周边的切线方向上，这样，在一个股的正向和反向导体之间，在每种情形中另一个股的导体被沿切线方向定位。这样创造了嵌套排列，所述排列要求不同股的导体交叉，特别在绕组头部区域。特别的，分布式绕组对比所谓齿形线圈绕组，其中在每种情形中绕组的正向和反向导体位于邻接槽中，其导致无交叉的绕组头。

因此，提供了在径向磁通双转子电机领域中迄今为止未知或技术上不可行的功能整合，在于分布式绕组被赋予支撑功能以除电流传导外还支撑扭矩。例如，为了这个目的在一个轴的末端提供了在定子铁芯外面的绕组的机械固定。

为了制造这样的绕组，提出了在现有定子铁芯中整体制造绕组。为了这个目的，绕组的单个条沿轴向方向遵循定子凹槽的螺旋线插入穿过径向内和径向外的定子凹槽并且在导体端部处被连接。优选的，在这种情形下设置了焊接或钎接的整体键合连接。因此，绕组被形状配合地连接到定子铁芯。

在此处一起描述的定子凹槽或螺旋线的选定导程角(也称为设定角)确保了通过连接引入的导体条，形成了一个嵌套进另一个内部的导体环，因此形成分布式绕组。在电机中相对于中心轴线扫掠的导体环的角度在每种情形下都包围转子的磁极。以这样方式，尽管功能整合，使定子的非常简单的生产成为可能，其能做到用非常少的部件和相对简单的常规连接技术，并且因此也用到非常少的制造步骤。

以这样方式设计的定子现在能够由固体材料组成的内和外转子完成，形成根据本发明的电力驱动系统的同步电机。这涉及例如具有表面磁体和/或埋藏磁体的永磁激励转子，短路转子或电激励转子。也能够提供在内和外转子中具有不同的转子变形的混合变形。如果转子由软磁固体材料组成并被制成表面安装的永磁体，则提供了一个特别有利的实施例。在这样情形中描述的绕组变形的小上磁场谱和由磁体确保的固体材料与气隙之间的距离防止了由转子中的涡流引起的不可接受的大损耗的发生。在这样的实施例中，继而能够以有利的方式实现相对高程度的效率，并且仍能够具备成本效益的方式制造转子。

同步电机能被整合进比如车轴中，并且被提供用来驱动一个驱动轮。特别地，同步电机能够没有变速器而联接到驱动轮。

因此根据一个方面也公开了一种根据本发明的电力驱动系统，具有车轴，特别对于机动车，其中具有双转子的同步电机没有变速器被联接到驱动轮。

因此根据一个方面也公开了一种具有这样的电力驱动系统的机动车。

根据进一步的从属权利要求并根据说明书参考附图中的图明白有利的实施例和拓展例。

根据一个有利的实施例，同步电机被设计成径向磁通的双转子电机。根据本发明的构造确保基于功能整合的原因，能够减少径向磁通双转子电机的质量并且能够增加扭矩密度。

根据一个特别优选的实施例，为了轮毂驱动而设计同步电机，尤其作为用于电操作的机动车的轮毂马达。轮毂马达是电机，其被直接安装在车轮中并且特别被直接安装在机动车的毂中同时支撑轮毂。轮毂马达的一部分将生成的力矩直接地传递给将被驱动的车轮并且与车轮一起转动。相较于具有中心马达的驱动构思，机动车中这样的电动轮毂马达的主要优势是消除了常规传动或驱动系统，这样的常规驱动系统包括在每种情形下根据具体规格(变速器，万向轴，差速器，驱动轴等)所要求的部件。因为它们的传动损耗也被消除了，有增加整个驱动系统效率度的潜力。在电动轮毂马达中也能够实现有效回收，即车辆制动期间的电能回收。

根据一个特别优选的实施例，这样的实施例涉及具有径向磁通双转子电机的轮毂驱动。根据本发明的构造减少了径向磁通双转子电机的质量并且增加了扭矩密度，使得在车辆车轴中非簧载质量减少，其对于轮毂马达是特别有利的。另外，根据本发明以相对大直径能够实现相对短的轴长，其在车轮内部相对于扭矩支撑和安装空间是特别有利的。另一方面，根据本发明，尽管极其紧凑的设计，非常高的扭矩也是可能的，尤其它们足够高，是为了没有变速器直接驱动车辆的车轮。因此，在一种特别有利的方式中避免传动损耗，节省额外的重量并且就效率度而言能够实现特别好的优点。此外，对在标准机动车轮辋的尺度内的安装尺寸，这样的高扭矩已经可能在四位数范围内，尤其大于5000Nm，并因此已经超出了标准公路轮胎负担的极限范围，甚至允许后轴车轮制动器被轮毂马达取代。因此，在本申请中，作为轮毂马达，使得特别的协同效用是可能的。

根据一个实施例，绕组至少一个轴向端突出超过定子铁芯。此外，设置了支撑装置其相对于定子铁芯轴向偏移地布置且设计成在至少一个轴向端处与绕组形状配合接合用于扭矩支撑。以这样的方式，自支撑的绕组被形状配合地与支撑装置接合，该支撑装置相对于定子铁芯轴向偏移布置，用于扭矩支撑。

根据一个实施例，同步电机具有机械固定的基部。支撑装置和绕组的至少一个轴向端形状配合接合用于扭矩支撑，并且被支撑在基部上。支撑装置是以合适的方法固定连接到基部，作为同步电机的固定部分。为了压入配合紧固方式，诸如螺丝，一个可能的实施例为这一目的提供切口。然而，此外或替代地，使用形状配合的连接装置和/或整体结合的连接装置当然也是可行的。

根据一个实施例，双转子具有径向布置在定子铁芯中的由固体材料组成的第一转子，和径向布置在定子铁芯的外面由固体材料组成的第二转子。优选的，转子被彼此固定地联接，例如冲压、铆接或螺钉连接。

根据一个实施例，在双转子中或在第一转子和第二转子中的磁通承载材料由铁或铁合金组成。磁通因此被明显地优化。

根据一个相似的特别优选地示例实施例，同步电机是三相同步电机。在这样的情形中，逆变器电路优选设计为至少三相逆变器。本发明还发现使用三相或多相逆变器拓扑结构的同步电机证明了实质性改善的驱动系统的总效率。

根据一个实施例，逆变器电路具有操作模式设定装置，该装置被设计成依赖于电力驱动系统的总效率将逆变器从三级或多级操作改变成二级操作，反之亦然，其中总效率是同步电机的检测的相电流以及影响总效率的同步电机的至少一个另外的参数和/或属性的函数。

根据另一个实施例，逆变器电路具有操作模式设定装置，该装置被设计成依赖于电力驱动系统的总效率将逆变器从三级或多级操作改变成二级操作，反之亦然，其中总效率是同步电机的检测的相电流的单一函数或影响总效率的同步电机的至少一个另外的属性的函数。

根据一个实施例，操作模式设定装置具有评估装置，该评估装置被设计成基于相电流或至少一个另外的属性优化总效率。根据本发明的一个方面，其具有与整个驱动系统的适配相关联的特定逆变器电路，该电路允许增加总收益而不增加由此相关的成本。为了这个目的，提出一种新型的可控三级或多级逆变器的用途，其能够在三级或多级操作中(以下简称为3L操作)和在二级操作中(以下简称为2L操作)被操作。为这样目的特别地提供的操作模式设定装置通过以适当的方式启动逆变器的功率开关设置相应的操作模式。根据整个驱动系统的总效率设置操作模式-且因此不仅仅基于比如同步电机和/或使用的逆变器。为了总效率，除了同步电机检测的相电流(也包括其他逆变器)影响总效率的同步电机的另外的参数和/或属性也被另外地在考虑之中。在已知的驱动系统的情形中，针对效率评估和效率分析，后者根本没有被考虑。根据本发明，在这样的情形中，执行效率的综合分析。

现在，通过在这种情形中在3L操作中操作逆变器最初为小负载减少损耗是本发明的一个构思。在这样的情形中，逆变器的损耗至多微不足道的增加或甚至在所有操作点被减小。驱动系统的总效率，即逆变器和同步电机，因此明显增加，特别地当在使用在电力驱动车辆中时。

根据本发明的优选方面，逆变器电路具有操作模式设定装置。实质上，操作模式设定装置从2L操作到3L操作中不必要执行硬切换，反之亦然。相反，如果替代地这样的切换连续发生，例如发生从内功率开关渐变到外功率开关，则也会是可行的。这样的渐变能够被执行，例如考虑不同功率开关的平均电流值，使得当各个功率开关被开启时操作次数或次数就被考虑在内。此外或替代地，如果根据特定序列或慢慢地切换功率开关也会是可行的。

操作模式设定装置具有例如评估装置，控制装置和/或测量装置，这些装置能够被设计为例如程序控制装置，诸如微处理器或微控制器。然而，具有逻辑电路也是可行的，诸如FPGA,PLD或者类似的，用于这样的功能。

根据一个有利的拓展，操作模式设定装置具有评估装置。评估装置被设计成基于相电流以及电力驱动系统的至少一个另外的参数和/或至少一个属性优化电力驱动系统的总效率。

典型地，但非必要地，通过评估电路数值化地计算总效率。此外或替代地，基于特定的特征家族确定总效率，其被映射在例如查找表中。总效率的确定能够在操作中或例如提前被计算或确定。优选的，在所谓离线操作中，在电力驱动系统操作前优化方案(即最有效的可能操作策略)被计算出，例如数值化地计算出。这样能够用相对少的计算资源实现，并且当大量参数被考虑到优化总效率的数值预测中时，这首先将是优选的。另外，对于离线操作，更多时间可用于计算。然而，替代地，非常动态的确定对应的操作模式(2L操作或3L操作)，在所谓实时操作中，例如通过查找表，也会是可行的和可能的。如果更小数量的参数被用在总效率的计算中，这样是特别的有利的和可能。例如，为了这样的目的，将可能使用训练过的人工网络，其基于先前参数值，特征曲线和诸如此类被训练。

根据一个优选的实施例，评估装置具有优化模块，其被设计成最初确定总效率。替代地或额外地，总效率能够通过优化函数随后被优化，考虑到相电流也考虑到至少另一个参数和/或属性。总效率的优化能够被分析地实现和/或通过合适的查找表实现，其已经例如预先生成。

提供了至少一个下面的参数作为另一个参数：

-逆变器电路的温度；

-同步电机的温度；

-逆变器的中间电路电压；

-转子速度或转子转速；

-同步电机的扭矩；

-调制度

-相电压或相电流。

当然，使用另外的参数也是可行的。

用在每种情况下的操作模式(例如2L操作或3L操作)会是例如影响总效率的同步电机的属性。另外的属性能够在同步电机的转子的具体配置中看到，例如在转子是双转子和/或双转子是由固体材料组成的磁通承载材料构成的方式中。

根据一个优选的示例实施例，操作模式设定装置具有至少一个测量装置。

第一测量装置具有至少一个传感器输入，通过该传感器输入第一测量装置能够被联接到同步电机。第一测量装置被设计成检测相电流、温度、转子速度和/或其他可测量的参数。例如同步电机或其转子的温度能够通过相应的热电偶检测到。替代地，在具体的导体和半导体或者例如具体的半导体电路中的与温度相关电阻的变化能够被用于温度测量以便产生与绝对温度成比例的电压(关键词：带隙参考值)。尽管同步电机的扭矩不能够被直接检测到，但是尤其能通过测量相电流被计算出。转子的转速以及由此得出的转子速度能够通过多种方式确定，例如使用霍尔传感器或附接至转子的增量式编码器。

第二测量装置被布置和设计成为了检测逆变器的温度和/或中间电路电压。温度测量能够以与上述第一测量装置的方式类似的方式进行。

根据一个优选的示例性实施例，逆变器包括T型中位点箝位(TNPC)逆变器架构。

相比多级主动式中位点箝位逆变器(ANPC)拓扑结构，它们有多个优点：相较于ANPC拓扑结构，并非四个，而是最多三个开关串联导通并因此导通状态损耗更低。输出电压波形是一致的或相同的，其导致类似的低切换损耗，但在更高切换频率(例如>10kHz),TNPC拓扑结构所要求的芯片总面积与二级拓扑结构相比更小。与ANPC类似，能够构造混合逆变器拓扑结构用于TNPC以进一步增加效率和/或优化生产成本。例如，在零电位或中间桥支路中不同的开关技术能够被用于这一目的。特别地，在TNPC逆变器完全由绝缘栅双极晶体管(I GBTs)构成的情形中，使用氮化镓(GaN)能够大幅降低损耗。在马达控制中使用混合TNPC逆变器拓扑结构也可能用于电动车辆，但在实际应用中还未曾见到。设计三级转换器作为T型转换器是尤其有利的，其中中心点开关具有的载流能力大大低于外部开关。在低输出扭矩的范围中，之后转换器在3L操作下操作，且在高输出扭矩范围中，其在2L操作中操作。这样实施例的优点是在小输出扭矩的范围内避免了谐波损耗，而它们是尤为相关的。

基于TNPC的3L逆变器能够在两种操作模式下操作，以提高系统效率。在3L TNPC逆变器的情形中，零电位(中间)桥支路能够被关闭，以便在2L操作下操作，并为了切换到3L操作被开启。在两种操作模式之间进行切换，以提高系统效率度。为这个目的，在控制和调节逻辑中测量负载，并借助先前确定的优化特性曲线在2L和3L操作之间进行切换。

此外或替代地，基于TNPC的3L逆变器被设计成非对称的，以便降低逆变器成本。不对称与零电位(中间)电桥支路的载流能力有关，其小于外面的电桥支路的载流能力。这是可能的，因为为了优化整体效率，在更高负载的情况下不再使用零电位桥支路。外部电桥支路被设计用于峰值电流，且零电位桥支路被设计用于小电流或连续电流。

根据本发明的一个示例性实施例，逆变器具有第一驱动级和至少一个第二驱动级。第二驱动级被设计成将输出负载电流输送到负载输出，该输出负载电流小于由第一驱动级提供的输出负载电流。

优选地，操作模式设定装置被设计成以这样的方式控制逆变器，根据总体效率，在三级或多级操作中启用或激活第一驱动级和第二驱动级，并且至少一个驱动级，优选内部的第二驱动级，在二级操作中被停用。

典型地，但非必要地，第一驱动级具有至少一个桥电路，尤其是半桥电路，其中的中心抽头构成逆变器电路的输出负载连接。每个桥电路具有连接到第一供电连接(连接到例如施加正供电电位的第一供电连接)的至少一个第一(半导体)功率开关，且至少一个第一功率开关被设计成在负载输出提供第一电压级。此外，每个桥电路具有至少一个第二(半导体)功率开关，其连接到第二供电连接(连接到例如施加负供电电位或参考电位的第二供电连接)并且其被设计成在负载输出提供第二电压级。基于半导体的功率开关能够用不同的半导体材料制造，其能被任意选择。通常使用的材料是用于IGBT和MOSFET的Si(硅)，用于MOSFET的SiC(碳化硅)和用于MOSFET的GaN(氮化镓)。

典型地但非必要地，第二驱动级具有至少一个第三功率开关，其中的负载通路被串联连接在中间电路和第一驱动电路的中心抽头之间。第二驱动级的功率开关被设计成在负载输出提供第三电压级，所述电压级位于第一电压级和第二电压级之间。

在一个优选的所谓同构逆变器拓扑结构的情形中，逆变器的所有的功率开关，即第一驱动级和/或第二驱动级的功率开关，被设计成相同开关类型和/或相同半导体技术的半导体开关。开关类型是例如双极晶体管、场效应晶体管(如MOSFET、JFETs等)、晶闸管、IGBT等。半导体技术是指生产功率开关所依据的半导体技术，诸如例如Si、SiC、GaAs或GaN技术。

在同构逆变器拓扑结构的第一优选变形例中，半导体开关被设计为GaN功率开关，例如GaN MOSFET。在第二特别优选的变形例中，半导体开关被设计为SiC功率开关，尤其是SiC MOSFET。此外，基于IGBT的功率开关，例如带有硅二极管或碳化硅二极管的硅基IGBT同样是可行的。

在特别优选的所谓混合逆变器拓扑结构的情形中，提供至少两种不同的开关类型和/或至少两种不同的半导体技术用于逆变器的半导体开关，即第一驱动级的半导体开关和/或第二驱动级的半导体开关。在混合逆变器拓扑结构的情形中，相同的半导体材料并不用于逆变器内的所有功率开关。特别地，不同的技术(不同的开关类型)用于零电位桥支路的功率开关，即第二驱动级，而非用于第一驱动级的外部开关。因此，由于降低的切换损耗和传导损耗，可以实现效率优势。此外，还实现了成本优势。为了低切换损耗和最低可能的反向回收损耗，特别建议优化零电位桥支路(第二驱动级)中的功率开关。这样是有利的，因为在低电流和低反向回收损耗的情况下激活零电位桥支路(第二驱动级)，低反向回收损耗也降低了在外部开关中的切换损耗。如果逆变器被设计成不对称的，尤其建议采用混合设计。零电位桥支路(第二驱动级)的载流能力越小，切换损耗优化后的开关的额外成本就越低。

在第一特别优选的变形例中，第一驱动级的半导体开关被设计为具有续流二极管的IGBT(硅或碳化硅)。在这种情形下，第二驱动级的半导体开关能够优选地被设计为碳化硅功率开关，特别是碳化硅MOSFET。

在第二同样优选的变形例中，第一驱动级的半导体开关设计为SiC MOSFET。在这种情况下，第二驱动级的半导体开关能够被设计为基于氮化镓的MOSFET。

在第三优选的变形例中，第一驱动级的半导体开关被设计为具有续流二极管的IGBT。在这种情况下，第二驱动级的半导体开关能够被设计为氮化镓功率开关，特别是氮化镓MOSFET。

根据一个特别优选的示例性实施例，转子中的载流量材料由铁或铁合金组成。电旋转磁场电机-且在这种情况下，优选地是具有双转子的同步电机-能够被设计成在转子中具有磁通承载材料的固体设计，即由固体材料组成。这一点能够被事实证明，在同步电机的理想视角中，定子绕组产生的旋转磁场的方向矢量与双转子之间不会发生周期性的相对运动。因此，操作点的磁通密度是恒定的，且材料中不会产生铁损。在这种永磁励电机的情形中，其的磁铁被安装在转子表面上，因此确保的电感凹槽与磁通承载材料之间的距离允许使用固体材料，而不会增加额外的损耗。

根据一个同样特别优选的示例性实施例，同步电机具有带电感的定子，其中电感被设计成承载主要径向磁通，特别是为了避免在切向方向承载磁通。因此，这是定子的所谓“无磁轭”设计，其特别地避免了在周向方向上承载磁通。电感中不需要磁性背铁，从而减少了重量和铁损耗。

根据一个实施例，定子的电感具有径向磁轭厚度，该径向磁轭厚度小于总径向电感厚度的30％，优选地小于20％，特别优选地小于10％。在所谓的“无磁轭”设计的情况下，仍然以这种方式提供电感齿的机械连接，然而，其不是在电磁方面必需的，并且也不会经由其而发生功能上相关的磁通。因此，术语“无轭”涉及电感的电磁设计。

根据一个实施例，绕组被设计成是扭转刚性的，使得在径向磁通双转子电机操作期间作用于定子铁芯的扭矩能够经由支撑元件上的扭转刚性绕组支撑，特别是被完全支撑。以这种方式，可以有利地省略所有其他类型的力支撑装置，特别是用于定子铁芯的力支撑装置。

根据一个实施例，定子铁芯被设计用于承载主要径向的磁通。因此，这是定子铁芯的所谓的“无磁轭”设计，其特别是避免了在周向或切向方向上承载磁通。在定子铁芯中不需要磁性背铁，由此减小了重量和铁损。

根据一个实施例，定子铁芯具有径向磁轭厚度，该径向磁轭厚度小于总径向定子铁芯厚度的30％，优选地小于20％，特别优选地小于10％。在所谓的“无磁轭”设计的情况下，仍然以这种方式提供定子齿的机械连接，然而，这不是在电磁方面必需的，并且也不会经由其而发生功能上相关的磁通。因此，术语“无轭”特别涉及定子铁芯的电磁通量承载。

根据一个实施例，绕组由连接在一起的导体条形成，特别是以条结构的方式形成。特别地，导体条可以以整体结合的方式连接，例如通过焊接或钎焊。然而，其他连接技术也是可行的。优选地，两个导体条每个在导体条端部处被连接，并且所有导体条一起形成这样的条结构。由导体条形成的条结构有利地被以本身扭转刚性的方式配置，并且被设计用于围绕定子的中心轴线传递扭矩。此外，导体条被设计成具有足以传输功率的厚度。在轮毂马达的情形下，导体条的厚度可以例如在几毫米的范围内。特别地，它们可以是具有边缘长度为几毫米的正方形轮廓的条。

根据一个实施例，绕组具有螺旋地布置的导体条的径向内层和相反地螺旋地布置的导体条的径向外层。以这种方式，条结构由绕组形成，并且具有高扭转刚度。内层的导体条和外层的导体条各自描绘了一螺旋线，螺旋线的转动方向或螺距彼此相反。导体条的开始和结束之间螺旋线的角度，相对于定子的中心轴线扫掠的角度，以这样一种方式特别地被设计成使得在径向磁通双转子电机中，转子的每个磁极形成一个导体环。因此，将被设置的扫掠角可以根据一整圈(2π或360°)与两倍磁极对数p的商来计算。

根据一个实施例，绕组的径向内层和径向外层在每种情况下都具有单独的导体条的厚度。也就是说，在每种情况下形成具有单独的导体条的横截面的绕组的相。根据本发明的这种绕组设计尤其是通过径向磁通双转子电机的具体设计而成为可能的，这种设计通过其磁对称性来防止向表面的电流移位，否则其会存在于导体中。这允许相对厚的导体横截面，并且在横截面上仍然实现相对均匀的电流分布。例如，导体条的厚度可以在几毫米的范围内。特别地，它们可以是具有边缘长度为几毫米的方形轮廓的条，例如在2mm至6mm的范围内，特别是在3mm至5mm的范围内。其它截面形状同样也是可能的。

根据一个实施例，导体条每个被对应于螺旋路线扭转，使得导体条的横截面在导体的每个点处相对于横截面的径向轴线是相同的。这特别涉及导体条(特别是非圆形导体条)围绕定子或电机的中心轴线的扭转。根据螺旋形状的路线，导体条另外还可以弯曲。内层和外层以交错的方式布置，即相对于彼此以相反的方向旋转、扭转和可能地弯曲。以这种方式，从机械的角度来看，导体条的方向被理想地定向用于在定子铁芯的每个点处进行与定子铁芯的动力传输，使得对应的导体条在其长度上均匀地负载。因此，在所得到的条结构中，当受到切向力时，导体有利地主要吸收拉应力和压应力。以这种方式，避免了导体条的负载峰值和变形。特别是当与具有轴线平行的直导体的设计相比时，机械应力因此可以被显著降低。

根据一个实施例，与绕组的同相相关联的径向内层和外层的导体条在每种情况下都在导体条端部处被连接在一起，特别是经由径向布置的导体条片和/或通过整体结合连接被连接在一起。除了导体环之外，这还产生扭转刚性条结构状的构造，使得当轴向可进入的绕组端部被固定时，高扭矩可以被绕组吸收，而不会引起不可接受的大变形和/或应力状态。因此，绕组的自支撑设计仅由绕组材料(例如铜)使得是可能的，而无需额外的支撑方式或元件。

根据一个实施例，定子铁芯包含层压定子铁芯，层压定子铁芯具有与绕组的路线相对应的螺旋延伸的定子凹槽，其中在层压定子铁芯的每个定子凹槽中布置单独的导体条。因此，绕组或由其形成的自支撑条结构被嵌入层压定子铁芯中。以类似于绕组的导体条的方式，定子凹槽因此根据轴向位置改变它们的切向位置，从而产生螺旋形状。位置变化的方向遵循导体条，即径向外凹槽和径向内凹槽的中心线同样描述了一螺旋线，其转动方向相反。

在另外的实施例的情况下，本领域技术人员已知的用于生产根据本发明的定子铁芯几何形状的其他类型(特别是增材类型的生产，诸如烧结方法等)也是可行的，该定子铁芯几何形状具有沿相反方向螺旋延伸的径向内和外定子凹槽。

根据一个实施例，在层压定子铁芯的每个定子凹槽中仅放置一个单个导体条。如关于绕组已经解释的，内和外定子凹槽的导体条通过绕电机的中心轴线的扭转而彼此螺旋地交错，使得内层和外层的导体端部朝向彼此引导。导体条在导体条端部处被导通地连接在一起，特别是通过径向布置的导体条片和/或通过整体结合连接，例如通过焊接或硬焊钎焊。

根据一个实施例，内层和外层的导电连接的导体条一起形成波浪形绕组股。通过本领域技术人员已知的相应的互连，绕组股可以被互连以形成想要的或具有可调股数的旋转磁场生成绕组。股匝的电压保持数直接由分子中的凹槽数与分子中的股数和平行支路数的乘积的商来确定。以有利的方式，平行支路的数量被选择为1。在这种情况下，产生了绕组的最简单的可能的互连。

根据一个实施例，层压定子铁芯的定子片在每种情况下都被相同地形成有设置用于形成定子凹槽的凹部。定子凹槽的螺旋路线通过以相对于彼此旋转的方式堆叠这些定子片来提供。以这种方式，层压定子铁芯可以以非常经济的方式制造，因为相同的冲压模可以用于平行布置或堆叠的所有定子片。因此，两个相邻的定子片围绕中心轴线相对于彼此轻微旋转一预定角度，使得凹部相对于彼此叠置地布置，这对应于螺旋线路线。

根据一个有利的实施例，层压定子铁芯包含具有径向内定子凹槽的内部部分封装和具有径向外定子凹槽的外部部分封装。内部部分封装的定子片每个被生产为具有相同的几何形状，并且外部部分封装的定子片每个被生产为具有相同的几何形状。内部部分封装的定子片和外部部分封装的定子片以相对于彼此沿相反方向旋转的方式堆叠。以这种方式，可以用很少的制造费用生产定子凹槽的相反的螺旋线。然而，仍然允许非常经济的制造方法，因为相同的冲压模可以用于内部封装的所有平行或堆叠的定子片，并且相同的冲压模可以用于外部部分封装的所有平行或堆叠的定子片。因此，内部部分封装的两个相邻定子叠层相对于彼此在第一方向上绕中心轴线略微旋转一预定角度，并且外部部分封装的两个相邻定子片相对于彼此在相反的第二方向上绕中心轴线略微旋转一预定角度。以这种方式，内部部分封装的定子片的凹部和外部部分封装的定子片的凹部相对于彼此相反地重叠地布置，这对应于相反的螺旋线路线。

根据另一实施例，定子片在每种情况下都被不同地形成，从而具有被设置用于形成定子凹槽的凹部。定子凹槽的螺旋路线通过多个单独的定子片中不同距离的凹部来提供。在这方面，在这种情况下，对于堆叠内的定子片的每个位置，产生单独匹配的定子片形状，其中单独的几何形状也可以在堆叠内重复。在这种情况下，生产可以例如通过束切割工艺，特别是激光束切割工艺来实现，与冲压工艺相比，激光束切割工艺在形状方面更灵活。同样可行的是具有可变几何形状的柔性冲压模，或者在数量非常大的情况下，当然是针对每个不同定子片形状的多个单独的冲压模。

根据一个拓展，用于径向内和径向外定子凹槽的凹部每个整体地形成在公共定子片中，其中所述径向内和径向外定子凹槽的相反地螺旋的路线通过所述内和外定子凹槽从定子片到定子片相对于彼此连续地移位来提供。在这种情况下，对于堆叠内的定子片的每个位置，还产生单独匹配的定子片形状，其中单独的几何形状也可以在堆叠内重复。特别是，柔性分离工艺，诸如例如激光束切割，在这种情况下也用于生产目的。内凹部和外凹部的整体生产因此是可能的，这有利地减少了零件的数量。

根据一个实施例，定子片具有直的、特别是冲压的边缘。针对定子凹槽设置的凹部的宽度比导体条的宽度大一个量，该量由定子凹槽的路线的螺旋形状的螺距和定子片的片厚度预先确定。因此，由于定子片的凹部之间的偏移而减小的定子凹槽的净宽度或连续宽度基本上对应于导体条的宽度。实际上，定子凹槽的连续净宽度设置成比导体条的宽度稍大，以便提供引入导体条所需的间隙配合。因此，定子凹槽的边缘描述了阶梯形状，相应的片厚度作为台阶，导体条被均匀地支撑在台阶上。以这种方式，使得在层压定子铁芯的整个厚度或容纳在层压定子铁芯中的导体条的整个长度上使得扭矩支撑是均匀的是可能的。

根据一个实施例，在每种情况下由定子凹槽扫掠的角度小于在每种情况下由导体条扫掠的角度。在每种情况下，扫掠角都与绕定子中心轴线的旋转有关。扫掠角的差异是由于以下事实引起：导体条轴向地突出超过定子铁芯并且因此比定子凹槽更长。由于螺旋路线同样延续，因此产生更大的扫掠角。提供所说明的差异是为了确保绕组端部在引入到定子凹槽中之后有足够的可接触性以便连接、特别是焊接导体条端部。此外，这使得绕组能够以相对于定子铁芯轴向地偏移的方式与支撑装置或其支撑元件接合。

根据扫掠角的商，即由每个定子凹槽扫掠的角度与由每个导体条扫掠的角度的比率，可以为层压定子铁芯定义所谓的磁极覆盖度。

根据一个实施例，由每个定子凹槽扫掠的角度与由每个导体条扫掠的角度的比率在0.6与0.8之间的范围内，特别是在0.6与0.75之间的范围内，优选在0.6与0.7之间的范围内。该比率(磁极覆盖度)在这个范围内提供了由电流热产生的损耗与扭矩利用之间的最佳状态。

根据一个实施例，支撑装置具有支撑元件，在支撑元件中设置有支撑凹槽，支撑凹槽对应于导体条的螺旋布置，并与导体条接合。以这种方式，导体条与支撑元件的形状配合嵌入被提供用于在轴向端处支撑扭矩。优选地，存在与所有导体条的接合，使得扭矩支撑在绕组的整个条系统上均质地或均匀地传递。

为了传递扭矩，支撑元件可以被联接到径向磁通双转子电机的机械固定基部上。为此，一个可能的实施例提供了用于压入配合紧固装置(诸如螺钉)的通孔，但是当然形状配合连接方式或整体结合连接也将是可行的。

根据一个实施例，支撑凹槽至少在多段中遵循经扭转的导体条的螺旋路线。特别地，支撑凹槽具有如导体条的类似扭转的路线。例如，支撑元件基本上是环形的，并且在内和/或外周边上具有凹部，这些凹部被径向地定向并且对应于导体条的路线。

根据一个实施例，支撑装置具有用于与导体条的径向内层接合的径向内支撑元件和用于与所述导体条的径向外层接合的径向外支撑元件。在该实施例中，支撑元件可以是环形的，其中内支撑元件在其外周边上具有与导体条的内层的路线相对应的凹槽或齿，以便以形状配合的方式容纳径向内导体条，外支撑元件在内周边上具有与导体条的外层的路线相对应的凹槽或齿，以便以形状配合的方式容纳径向外导体条。凹槽或齿特别地遵循对应的螺旋路线。由于设置在内周边或外周边上，凹陷的凹槽易于接近进行机械加工，这简化了支撑元件的生产。

根据径向磁通双转子电机的一个实施例，支撑元件被固定到基部，并且因此将扭矩引导到电机的固定部分。为此，支撑元件可以单独地与电机的基部(例如壳体)紧固。替代地或额外地，内和外支撑元件可以被紧固在一起。

根据定子的一个实施例，支撑装置包含导热材料，特别是金属，优选铝合金。特别地，两个支撑元件都可以包含这种材料。这不仅允许高机械强度，而且允许经由支撑装置从绕组散热。

根据具有包含导热材料的支撑装置的相应的径向磁通双转子电机的一个实施例，基部另外具有散热器，散热器被设计成吸收经由支撑装置从定子(特别是从绕组)散发的热。结果，支撑装置具有高机械强度，同时确保绕组与散热器的良好热连接。例如，电机的壳体可以用作散热器。替代地或额外地，支撑装置(优选内和外支撑元件)可以与电机的主动冷却散热器热接触。以这种方式，可以有效地散发在绕组或导体条中产生的电流热损耗。

根据径向磁通双转子电机的一个实施例，在第一转子和第二转子上都设置预定数目个磁极对。由每个导体条扫掠的角度被设计成为转子的每个磁极形成导体环。因此，将被设置的扫掠角可以从一整圈(2π或360°)与两倍磁极对数p的商来计算。

上述实施例和拓展可以以任何方式彼此组合，如果这样做是有用的。本发明的另外的可能的实施例、拓展和实现方式还包括已经描述或将在下文中参考示例性实施例描述的本发明的特征的未明确提及的组合。特别地，在这方面，本领域技术人员还将增加多个单独的方面作为对本发明的对应基本形式的改进或补充。

附图说明

下面将通过在附图的示意图中示出的示例性实施例的帮助更详细地解释本发明。在附图中：

图1示出了根据本发明的一种电力驱动系统的方框图；

图2示出了根据一个实施例的一种电力驱动系统的方框图；

图3示出了如图1所示根据本发明的电力驱动系统的电机的一个实例的示意性截面图；

图4示出了与图1相对应的根据本发明的电力驱动系统的三级或多级逆变器电路的方框图；

图5示出了根据本发明的逆变器电路的一个特别优选的示例性实施例的电路图；

图6示出了根据本发明操作电力驱动系统的方法的流程图；

图7示出了定子的示意性纵向截面图；

图8示出了径向磁通双转子电机的示意性纵向截面图；

图9示出了根据一个实施例的定子的爆炸图；

图10示出了根据一个实施例的径向磁通双转子电机的爆炸图；

图11示出了根据另一实施例的径向磁通双转子电机的爆炸图；

图12示出了处于安装状态的如图11中示出的径向磁通双转子电机的透视图；

图13示出了根据又一实施例的径向磁通双转子电机的透视纵向截面图；

图14示出了定子铁芯的层压定子铁芯的爆炸图；

图15示出了定子凹槽的示意性纵向截面图；

图16示出了绕组的透视图；

图17示出了绕组的平面图；

图18示出了负载下绕组的FEM模拟的透视图；

图19示出了负载下比较绕组的FEM模拟的透视图，其中导体条具有直线设计；以及

图20示出了生产定子的方法的流程图。

附图旨在提供对本发明的实施例的改进的理解。它们示出了实施例并且与说明书结合使用以解释本发明的原理和构思。鉴于附图，将明白其它实施例和许多所述优点。附图中的元件不必相对于彼此按比例图示。

在附图的各图中，除非另有说明，否则相似且功能相同的元件、特征和部件以及以相同方式起作用的元件、特征和部件被设置有相同的附图标记。

具体实施方式

图1示出了用于机动车辆的创新的电力驱动系统10的方框图。

由附图标记10所表示的电力驱动系统优选地被提供--但非必要--用于机动车或机动车辆。

驱动系统10包括至少一个多相的同步电机11以及逆变器电路12。

在方框图中以部分截面图象征性的图示了同步电机11。其在输入侧上被连接到驱动电机11的逆变器电路12。

同步电机11被设计成双转子电机，并且因此具有包括两个转子21、22的双转子。此外，定子被设置成具有定子铁芯(2)和分布绕组(3)，分布绕组(3)放置在定子铁芯(2)中并且被以自支撑的方式设计成用于扭矩支撑。

双转子，或转子21、22，是由固体材料组成的磁通承载材料构造。

根据本发明，逆变器电路12被设计成为三级或多级逆变器电路12。逆变器电路12具有至少一个逆变器13。

逆变器13通过其负载输出15联接到电机11，并且通过供电连接16、17联接到供电电压源18。逆变器13被设计成将在供电侧接收的直流电压VDC转换为交流电压VAC。逆变器13被设计成作为多相逆变器13，其中逆变器13的相数通常对应于电机11的相数。在负载输出15通过由逆变器13提供的相电流驱动电机11。

优选地，同步电机是无轭双转子电机。扭转刚性绕组被设计成分布式绕组并且具有相应的小上磁场谱。由于这个实施例的原因，因为由绕组在转子中生成仅有的小上磁场以及产生的涡流，转子能够由固体材料制造。

三级或多级逆变器12能够被用于减少被诱发的电流谐波，该电流谐波会由典型的二级逆变器产生涡流并且在由固体材料组成转子中产生额外的损耗。通过三级或多级逆变器电路12的操作，在输入电压中的因果谐波能够被明显的减少，在损耗上其会导致减少大于75％。

图2示出了根据一个实施例的电力驱动系统10的方框图。

在这里所示的实施例中，逆变器电路12的操作模式能够通过操作模式设定装置14设定，操作模式设定装置14联接在输入侧上，除此之外联接到电机11。特别地，操作模式设定装置14能够被用于设定逆变器13是否是在二级操作中，三级或多级操作中或者混合操作中操作。混合操作是指一种操作模式，其中因为例如假如从一种操作模式到下一种转换能够发生，逆变器在二级操作和三级或多级操作两者中操作。操作模式设定装置14的操作模式和结构将会通过参考下面的附图4-6详细解释。

电机11是同步电机11，优选地但非必要地，三相同步电机11。在这样情形中，逆变器电路12优选地具有三相逆变器13。

如果电力驱动系统10的电机11是用于电动操作机动车的轮毂马达，则是同样优选的。然而，其他应用也是可行的且有利的。

图3示出了根据如图1所示本发明中的电力驱动系统的同步电机11的一个实例的示意性截面图；

本发明的一个实质方面是同步电机或电机11配备了双转子20，并且，进一步的，双转子是由固体材料组成的磁通承载材料构成或构造的情形。双转子同步电机11的横截面如图3所示。双转子电机20包括外转子21和内转子22。定子23以本来已知的方式布置在两个转子21和22之间。定子23，优选地但非必要地，能够是无轭定子23。

外转子21和内转子22优选地是非层叠的，而是由固体材料构成。内转子22是管状的。然而，对于内转子22，具有固体全体积配置也是可行的。

在图示的例子中，具有相反磁极的两个磁铁24、25被放置在外气隙26中的外转子21内表面上外转子21和定子23之间。然而，如果为这样的目的特别地提供的磁体24、25被嵌在外转子21的袋型凹部内也是可行且有利的。然而，如果磁铁24、25是与外转子21间隔设置的，即不直接安装在外转子21的内表面，也是可行的。在这样的情形中，具有相反磁极的磁铁24、25的北极和南极之间的磁通线27延伸到外转子21的芯材料中。

在示出的例子中，具有相反磁极的两个磁铁28、29同样放置在内气隙30中内转子22的内表面上内转子22和定子23之间。在这种情形中，磁铁28、29也能够被嵌入到内转子22的相应袋内或者能够与内转子22间隔设置。在这样的情形中，在具有相反磁性的磁铁28、29的北极和南极之间的磁通线31延伸到内转子22的芯材料中。

在外和/或内转子21、22中磁通承载材料，优选地由固体铁或相应的固体铁合金组成。

图4示出了与图2相对应的电力驱动系统的三级或多级逆变器电路的方框图。

逆变器电路12，正如参考图2已经解释的，包括两个供电连接16、17，负载输出15，三级或多级逆变器13以及操作模式设定装置14。

第一供电电位V11,例如正供电电位，能够被分接在第一供电连接16上。第二供电电位V12，例如负供电电位或参考电位，能够被分接在第二供电连接17上。因此，供电直流电压VDC＝V11-V12被提供在供电连接16、17之间。

在负载输出15，通过操作电机11的不同相能够分接多相负载电流I1，通过负载输出15能够连接电机11。

可控的三级或多级逆变器13被布置在供电连接16、17和负载输出15之间。为了在负载输出提供多相负载电流I1，逆变器13被设计成将在供电侧接收的直流电压VDC转换为交流电压VAC。

逆变器13具有第一驱动级40和至少一个第二驱动级41。第二驱动级41被设计成将输出负载电流承载或传输到负载输出15，该输出负载电流小于由第一驱动级40提供的输出负载电流。

操作模式设定装置14用于设定目的并且因此控制逆变器13的操作模式，从而控制整个逆变器电路12的操作模式。特别地，逆变器13被设计成在三级或多级操作的第一操作模式中亦或者是在二级操作的第二操作模式中操作逆变器13。具有第三操作模式也是可行的，其包括二级操作和三级或多级操作的混合形式。第三操作模式会是可行的并且适宜的，特别是在从第一操作模式到第二操作模式的转换的情形中，反之亦然。

操作模式设定装置14依赖于整个电力驱动系统10的总效率控制逆变器13的使用操作模式。总效率是电机11的被检测的相电流以及影响总效率的电机11的至少一个另外的参数和/或属性的函数。

为了在每种情形中设置所使用的操作模式的目的，操作模式设定装置14包括至少一个下列装置：

-评估装置42；

-第一测量装置43；

-第二测量装置44；

-控制装置45。

基于相电流和至少一个另外的参数和/或属性，评估装置42被设计成优化电力驱动系统10的总效率。这样能够，即在电力驱动系统10的操作中，例如立地实施。然而，优选地，相对地运算上密集计算提前进行，例如通过使用适当的计算(例如数值或分析)和/或具体的特征家族。例如，用于2L操作和3L操作的数值效率计算以及用于决策输出函数的映射提前实施，即离线。在操作中，在用于切换辅助下的更好效率选择以及用于确定效率的查找表的使用也能够，非专门地，或多或少地动态地执行。

为了优化的目的，评估装置42具有优化模块46。优化模块46最初计算总效率。随后，考虑到相电流以及至少一个另外的参数和/或属性，分析地优化或者通过查找表，例如通过优化函数，优化总效率。

此外，操作模式设定装置14还包括第一和/或第二测量装置43、44。第一测量装置43具有例如至少一个传感器输入47。在这方面，为了记录并检测电机11的电参数或物理参数，诸如电机11的相电流，温度和/或转子速度，操作模式设定装置14通过输入传感器47能够被联接到电机11。为了检测例如温度和/或逆变器13的中间电路电压布置第二测量装置44。此外，通过第二测量装置44也能够检测供电电压VDC。

逆变器的实际控制通过特别地为此目的设置的控制装置45来实现。控制装置45设置逆变器13的相应操作模式，即无论在三级或多级操作还是在二级操作中操作逆变器13。控制装置45能够控制例如逆变器13使得在三级或多级操作中驱动级40、41两者被激活并且在二级操作中第二驱动级40被停用。

图5示出了根据本发明的逆变器电路一个特别优选的示例性实施例的电路图。

供电直流电压VDC提供在供电连接16、17，其中供电电位V11＝VDC/2能够分接在第一供电连接16，并且供电电位V12＝-VDC/2能够分接在第二供电连接17。有一种配置也会是可行的，在该配置中参考电位，例如参考接地GND的电位，被提供在第二供电连接17。在这样的情形中，在第一供电连接16分接供电电位V11＝VDC是可能的。

由两个中间电路电容51、52串联连接组成的中间电路50被连接到逆变器13的输入侧。中间电路50功能是作为能量储存装置。

图5所示的逆变器13包括T型中位点箝位逆变器架构。

为了这个目的，在显示的三相逆变器的情形中，第一外驱动级具有三个半桥电路53a-53c，其相关于其的负载路径每个同样连接在供电连接16、17之间的负载侧。半桥电路53a-53c的相应中心抽头54a-54c每个形成逆变器13的输出负载连接15a-15c。在每种情形中，每个半桥电路53a-53c具有第一可控制功率开关T1、T2、T3，它们被设计为高边开关。这些第一功率开关T1、T2、T3被连接到第一供电连接16。第一功率开关T1、T2、T3被设计成在负载输出15提供第一电压级。此外，在每种情形中，每个半桥电路53a-53c具有第二可控功率开关T4、T5、T6，它们被设计为低边开关。这些第二功率开关T4、T5、T6被连接到第二供电连接17。第二功率开关T4、T5、T6被设计成在负载输出15提供第二电压级。

第二内驱动级41被连接在中间电路的中心抽头55和输出负载连接15a-15c之间，并且因此半桥电路53a-53c的对应的中心抽头54a-54c之间。在所示的例子中，在每种情形中第二驱动级41包括三个电路支路56a-56c。每个电路支路56a-56c包括两个可控功率开关T7/T8；T9/T10；T11/T12的串联电路,它们被相对于其的负载路径反向平行地布置。可控功率开关T7/T8；T9/T10；T11/T12被设计成在负载输出15a-15c提供第三电压级，所述第三电压级位于第一电压级和第二电压级之间。

为了激活相应的可控功率开关，控制装置45具有第一控制单元45a和第二控制单元45b。第一控制单元45a被设计成激活第一驱动级40的功率开关T1-T6。第二控制单元45b被设计成激活第二驱动级41的功率开关T7-T12。

在图5中的示例性的实施例中，逆变器13具有混合设计。在这样的情形中，逆变器13的功率开关不是用相同的半导体技术制造和/或不是同样开关类型。特别地，在示出的例子中功率开关T1-T6被设计成具有Si续流二极管的S i-I GBT。功率开关T7至T12被设计为SiC-MOSFET。

替代地(图5中没有示出)，功率开关T7-T12能够被设计为SiC-MOSFET，并且功率开关T1-T6能够被设计为GaN-MOSFET。

替代地(同样图5中没有示出)，功率开关T7-T12能够被设计为具有续流二级管的IGBT，并且功率开关T1-T6能够被设计为氮化镓功率开关，特别是GaN-MOSFET。

替代地(同样图5中没有示出)，在所谓同构逆变器拓扑结构中，逆变器13的全部功率开关T1-T12能够是同样开关类型和/或能够是用相同半导体技术制造，例如设计成氮化镓功率开关，碳化硅功率开关，诸如例如SiC-MOSFET。

图6示出了根据本发明操作电力驱动系统的方法的流程图。电力驱动系统能够为例如对应于图2的驱动系统，其具有配备有双转子的同步电机。双转子是由固体材料组成的磁通承载材料构造的。

在第一步骤S1中，电力驱动系统的总效率被确定，例如离线。为了这个目的，电力驱动系统的电机的相电流被初步检测(S11)。此外，电机的影响总效率的至少一个另外参数(S12)，和/或影响总效率的至少一个另外属性(S13)被确定。

根据所有这样信息，同步电机在下一步骤S2中被操作。为了这样的目的，可控三级或多级逆变器电路被使用。根据电力驱动系统的总效率以及影响总效率的参数和属性，在三级或多级操作模式S21亦或是在二级操作模式S22,操作逆变器电路中的可控三级或多级逆变器。

具有三级或多级操作与二级操作的混合形式也是可行的。为了避免例如硬切换，例如在从三级或多级操作转换到二级操作中，这样混合形式的操作会是可行的且有优势的。后者可能与损耗相关联以及因此与效率损耗相关联。

图7示出了定子101的示意性纵向截面图。

根据另一个实施例(在这方面参见图8)，这是设计作为径向磁通双转子电机的同步电机110的定子101的示意图，尤其是用于轮毂电机。定子具有定子铁芯102、绕组103和支撑装置105。定子铁芯102、绕组103和支撑装置105被设计成围绕所显示的中心轴线M旋转地对称。

绕组103是自支撑的以便定子的扭矩支撑，并且在至少一个轴向端104处突出超过定子铁芯102。支撑装置105相对于定子铁芯102轴向偏移地布置，并且在至少一个轴向端104处与绕组103形状配合地连接以便扭矩支撑。以这种方式，在径向磁通双转子电机110的操作期间存在于定子铁芯102处的扭矩可以通过支撑装置105上的自支撑绕组103来支撑。

绕组103包含具有低电阻的导体材料，优选铜。定子铁芯102优选地由用于磁通承载的软磁材料构成。支撑装置优选地包含导热材料，例如铝合金。当然，绕组103是电绝缘的。

图8示出了径向磁通双转子电机的示意性纵向截面图。

这也是纯粹说明性示意图。因此，除了图7中示出的定子101之外，同步电机110被设计成径向磁通双转子电机，具有机械固定的基部111、第一转子112和第二转子113。定子铁芯102、绕组103、支撑装置105、基部111、第一转子112和第二转子113同样被设计成围绕所显示的中心轴线M旋转地对称。

绕组103是自支撑的以便定子101的扭矩支撑，并且在至少一个轴向端104处突出超过定子铁芯102，并且经由支撑装置105被支撑在基部111上。支撑装置105相对于定子铁芯102轴向偏移地布置，并且在至少一个轴向端104处与绕组103形状配合地连接以便扭矩支撑。同样，支撑装置105被紧固至基部，使得扭矩可以通过支撑装置105被支撑于基部111上。

第一转子112被径向地布置在定子铁芯102内，并且第二转子113被径向地布置在定子铁芯102外。基部111可以被设计成例如电机的壳体，并且在这种情况下，以纯粹说明性方式包括L形结构，该L形结构被图示为具有两个分支107、108。示图不应被理解为详尽的，相反，基部可以具有另外的部件和/或结构部分。第一分支107基本上径向地延伸，第二分支107基本上轴向地延伸，相对于中心轴线M具有最大距离。

纯粹示意性地，支撑装置105被示出为以径向方式延伸的一个部件，但是它也可以被设置成多个部件和/或具有配置用于与绕组103形状配合连接的另一几何形状。所图示的绕组103与基部111的叠置纯粹是由于说明性的示意性图示，并且不表示直接连接。绕组103优选地经由支撑元件105连接到基部111以便扭矩支撑。

根据图1或2其中一个并且结合根据图4-6中的一个图的逆变器电路12，图8示出的径向磁通双转子电机110在电力驱动系统10中能够被用作同步电机11。

图9示出了根据另一个实施例的定子101的爆炸图。

定子101具有绕组103、定子铁芯102和支撑装置105，其中，在这种情况下，这些部件的有利的示例性设计是以透视图更精确地图示。

绕组103由具有以条结构的方式连接在一起的多个导体条106的内层和外层构成。内层和外层中的导体条106以螺旋方式彼此相反地布置，并且在导体条端部以整体结合方式被联接到连接内层和外层的径向导体片117。

在每种情况下，内层和外层的厚度对应于导体条106的厚度。也就是说，绕组103通过形成导体环并具有相对大的横截面的单个导体层，以对应的导体条106的方式形成。

由于由导体条形成的条结构，绕组在扭转上是刚性的，并且由此是自支撑的以便扭矩支撑。

因此，导体条106形成波形绕组股，并且可以通过本领域技术人员已知并因此不再进一步描述的相应的互连来互连，诸如三角形连接、星形连接等，以形成具有任意数目个股的旋转磁场生成绕组。

在所图示的实施例中，举例说明定子铁芯102和支撑装置105每个由两个部件构成。为了组装定子101，绕组103、定子铁芯102和支撑装置105被一个在另一的里面嵌套地布置。组装后，这些部件在公共中心轴线M上彼此同轴地定向。这里例如，支撑装置105被分为两个部分，其相对于其他部件被轴向偏移地布置，并形成定子101的最内和最外部件。这是内环和外环，它们每个被设计有凹槽以与导体条形状配合接合。

这里例如，分为两部分的定子铁芯102由两个层压定子铁芯118形成，这两个层压定子铁芯以螺旋方式相对于彼此旋转，并且这将参考图14进一步详细论述。

在另外的实施例中，定子铁芯102和支撑装置105也可以每个被形成为一个部件或具有两个以上的部件。

图10示出了根据一个实施例的径向磁通双转子电机110的爆炸图。

除了定子101的部件之外，径向磁通双转子电机110还具有第一转子112、第二转子113和基部111。第一转子112被径向地布置在定子铁芯102内，并且第二转子112被径向地布置在定子铁芯102外。转子112、113优选地由软磁固体材料制造，并且在面向定子铁芯的对应表面上装配有永磁体(所谓的表面磁体)作为磁极。在另外的实施例中，可以使用本领域技术人员已知的其他转子，例如埋入式磁体、短路转子或电激励转子。

在这种情况下，为了更加的清楚，基部111仅被示意性地图示。如在图8的描述中已经描述的，基部111在安装状态下被紧固至支撑装置105。基部111相对于参考系(例如车辆车轴的支撑件)被机械地固定。

根据图1或2其中一个并且结合根据图4-6中的一个图的逆变器电路12，图10示出的径向磁通双转子电机110在电力驱动系统10中能够被用作同步电机11。

图11示出了根据另一实施例的径向磁通双转子电机110的爆炸图。

在这种情况下，径向磁通双转子电机110具有基本相同的部件，如关于图9和图10陈述的。在该图的左侧示出了处于组装状态的定子铁芯102、绕组103、第一转子112和第二转子113。

右侧图示的支撑装置105同样被形成为两个部件，并且不同之处在于分别为环形的内支撑元件127和外支撑元件128的配置。在这种情况下，支撑元件127、128配备有支撑凹槽126。它们被设置在外支撑元件128的内周边上并且被设置在内支撑元件127的外周边上，以与绕组103的导体条106接合。

为此，支撑凹槽126被设计成与导体条的螺旋路线或其螺距相对应地轴向地成角度，使得它们可以与绕组103的导体条106接合。

支撑元件127、128优选地由导电金属制成，特别优选的由铝合金的方式制成。支撑元件127、128的两部分式设计使得在生产期间能够容易地进入支撑凹槽126以进行机械或机加工处理。

内支撑元件127和外支撑元件128每个在周向上设置有多个孔109以紧固至基部111。在这种情况下，孔109例如沿均匀分布在周边上的孔圆布置。多个单独的孔109位于支撑元件的主体的稍外侧，并且因此在每种情况下，支撑元件127、128在背向绕组的周边上形成星形。当然，孔109的其他分布是可行的，如是用于连接到基部111的其他类型的紧固装置。

图12示出了处于安装状态的如图11中示出的径向磁通双转子电机110的透视图。

支撑装置105经由孔109例如被紧固在作为基部111的电机壳体(未图示)中，并且因此将扭矩传递到径向磁通双转子电机110的机械固定部分。以这种方式，有效地支撑由径向磁通双转子电机110产生的扭矩。支撑装置105的紧固通过相应的紧固装置(未图示)实现，例如螺钉。

绕组103的导体条106在两侧轴向地延伸至定子铁芯102以及第一转子112和第二转子113外。径向内层和外层的螺旋布置的导体条106在每种情况下都在定子铁芯102外连接在一起。

在这种情况下，支撑元件127、128被图示为与绕组103的导体条106接合。可以看出，导体条106被放置在每个支撑凹槽126中，使得所有导体条都与支撑装置形状配合地联接。因此，经由绕组103支撑的扭矩可以经由紧固至孔109的基部111上的支撑装置105来支撑。

根据图1或2中一个图并根据图4-6中的一个结合逆变器电路12，图11和12示出的径向磁通双转子电机110在电力驱动系统10中也能够被用作同步电机11。

图13示出了根据又一实施例的径向磁通双转子电机110的透视纵向截面图。

该实施例基本地对应于图10中示出的径向磁通双转子电机110的组件，其部件将在下文中进一步详细论述。

定子铁芯102具有内部部分封装123和外部部分封装124。部分封装123、124在第一转子112与第二转子113之间环形地延伸。截面图还可以看到在部分封装123、124内延伸的导体条106的内层114和外层115。

所图示的径向磁通双转子电机110是所谓的“无轭”设计，其中轭不位于功能相关磁通的两个齿之间。因此，虽然定子轭130在导体条106之间延伸，但它仅用于将层压定子铁芯118机械地保持在一起。径向轭厚度能够被相应地薄地配置，并且在所图示的实施例中，例如达到整个径向定子厚度的大约10％。此外，由于相对小的轭厚度，减少了轭中不期望的漏磁通。在另外的实施例中，为此目的，径向轭厚度可以小于整个径向定子厚度的30％，优选地小于20％，特别优选地小于10％。

支撑装置105还具有内支撑元件127和外支撑元件128。在这种情况下，可以清楚地看到，支撑元件127、128相对于定子101和转子112、113轴向偏移地布置。此外，可以看到支撑元件127、128与内层114和外层115的导体条106的形状配合接合的至少多段。

在这种情况下，还可以清楚地看到，内层114和外层115的导体条106通过径向布置的导体条片117连接在导体条端部116处。该连接优选地制成整体结合连接，例如通过激光束焊接。

此外，转子112、113的表面磁体可以在横截面上看到。第一转子112在其外周边表面上具有多个永磁体。第二转子113在其内周边表面上具有多个永磁体。

如果转子由软磁固体材料组成并制成具有表面安装的永磁体，则提供了特别有利的实施例。在这种设计中，转子可以被非常经济有效地制造，并且可以实现高效率度。

图14示出了定子铁芯102的层叠式定子铁芯118的爆炸图。

如已经提到的，定子铁芯102的层压定子铁芯118具有内部部分封装123和外部部分封装124。这用于简化定子凹槽119的制造，以相对于彼此相反的方向旋转，其中相同的内、外定子片121、122以相对于彼此旋转的方式被堆叠并且在相同的位置处设置有凹部。

在另外的实施例中，定子片也可以形成为一个部件，使得多个不同地形成的定子片设置有不同布置的凹部，并且按照形成定子凹槽所需的顺序堆叠。在更进一步的实施例中，具有可以例如增材地制造的完全一个部件的定子铁芯102也是可行的。

在所图示的两部分设计中，外部部分封装124的内径几乎等于内部部分封装123的外径。这使得可以将内部部分封装123同轴地布置在外部部分封装124内。

部分封装123、124由多个单独的环形定子片121、122制造，它们一个堆叠在另一个的顶部上。外部部分封装124的定子片121被制造有凹部，该凹部被定位成分布在外周边上，以便形成外定子凹槽119。内部部分封装123的定子片122被制造有凹部，该凹部被定位成分布在内周边上，以便形成内定子凹槽120。例如，由于边缘质量和非常低的生产成本，通过冲压制造这种定子片是有利的。

内定子凹槽119和外定子凹槽120描述了以相同螺距相对于彼此相反延伸的螺旋线，并且由定子凹槽的所标出的扫掠角α表征。定子凹槽的扫掠角α可以由同一定子凹槽在定子铁芯102的一个轴向侧上与定子铁芯102的另一个轴向侧上相对于中心轴线M的位置之间的角度来限定。

在这种情况下，定子凹槽119、120例如被设计为T形凹槽，该T形凹槽具有带有锥形开口的矩形凹部。它们特别被设置用于以形状配合方式容纳具有矩形横截面的导体条。当然，凹部或定子凹槽的几何形状可以适应导体几何形状。为此，其他横截面形状也是可行的。

图15示出了定子凹槽119、120的示意性纵向截面图。

层压定子铁芯118内的定子凹槽119、120的可用或连续净宽度a基本上等于容纳在定子铁芯102内的导体条106的宽度。

定子片121、122具有直的、特别是冲压的边缘。由于这些片相对于彼此的偏移，因此为定子凹槽119、120设置的凹部的宽度b比导体条106的宽度d大一量，该量由路线的螺旋形状的螺距δ和片厚度t预先确定。

在图16中，导体条106在定子凹槽119、120中用虚线示意性地表示，其中，为了提供间隙配合，定子凹槽119、120的连续净宽度a略大于导体条106的宽度d，并且定子片121、122中的凹部的宽度a又明显大于净宽度b。

在直的(例如冲压的)片边缘的情况下，片厚度t和凹槽路线的螺距的设定角δ代表了凹部的宽度b与凹槽内可用通道的净宽度a之间的差异的显著影响因素。这种差异的产生是因为一方面螺距角和另一方面层压芯部的楼梯状阶梯配置将被补偿。

在这种情况下，对于无限薄的片的极限情况，即纯粹考虑导体条的螺距角δ，凹部的宽度a的最小尺寸将是

b＝1/cos(δ)*d。

一方面，为了补偿实际的片厚度，另一方面，为了提供允许插入导体条的间隙配合，凹部的宽度b实际上被设置得甚至更大。

图15中示出的凹部的宽度b的尺寸被设计成使得定子凹槽119、120的净宽度a(通过定子片的凹部之间的偏移而减小)与待引导到定子凹槽中的导体条106的宽度d形成预定的间隙配合，但是接触仍然足够紧密，以用于层压定子铁芯与绕组之间的均匀分布的动力传输或扭矩支撑。这种尺寸设计成为可能，除此之外，因为以下事实：一方面，每个定子片以高边缘质量被相同地形成并以相同的偏移旋转，并且另一方面，在每个定子凹槽119、120中仅放置单独的导体条106，所述导体条的尺寸是恒定的。

特别地，在所图示的实施例中，导体条106是具有几毫米(例如在2mm至6mm的范围内，特别是在3mm至5mm的范围内)的边缘长度或宽度的矩形条。优选地，这能够为5mm*3mm的矩形轮廓。

图16示出了绕组103的透视图。

绕组103由沿中心轴线M螺旋地延伸的所述导体条106来构造。为此，导体条106不仅以相应的交错方式布置，而且还根据螺旋线路线彼此扭转。

导体条106的扫掠角β表示导体条106的起点和终点相对于中心轴线M的角度。由于导体条106的螺旋线的螺距等于定子凹槽119、120的螺旋线的螺距，但是导体条106比定子凹槽更长，因此可以形成对应的扫掠角α和β的比率，以便表征几何关系，该比率也称为磁极覆盖度。为了提供径向磁通双转子电机的磁损与扭矩利用之间的最佳状态，该比率(磁极覆盖度)优选地在0.6与0.75之间的范围内。

在这种情况下，同样可以看到导体条106的内径向层114和外径向层115的相反旋转和扭转。扭转被配置成使得相对于穿过导体条的中心的径向线的横截面在导体条上的每个点处总是相同的，也被定义为2.5D几何形状。因此，内层114和外层115的导体条端部以相同方向一个布置在另一个之上。因此，径向内层114和外层115的导体条106可以以简单的方式导电地连接，在这种情况下，例如通过焊接到导体条106上的径向延伸的导体条片117。

要注意，这里图示的绕组本身不是单独生产的，而是总是与定子铁芯102结合生产的，这将关于图20更详细地论述。

图17示出了绕组103的透视图。

在该视图中，可以清楚地看到导体条在其螺旋路线的每个点处的精确径向定向，在所图示的透视图中，该点在中心轴线M的区域中排列或对齐。导体条端部116在每种情况下形成内径向层114与外径向层115之间的连接点。

在所图示的实施例中，绕组例如具有总共12个连接接触部31。在三股互连的情况下，优选地提供三相操作。然而，绕组可以以本领域技术人员已知的方式适用于其他互连，以形成具有任意数目个股的旋转磁场生成绕组。

图18示出了负载下绕组103的FEM模拟的透视图。

出于模拟目的进行了一些小的简化，这基本上就是图16中图示的绕组几何形状。所图示的标尺与绕组内的应力有关，其中，例如，在导体条106的矩形轮廓为5mm×3mm的情况下，这可以是0MPa至30MPa的尺度。

在该示例中，导体条端部通过导体条的扫掠角β>0来限定，即被螺旋布置并形成或以相应扭转的方式形成。在承载装置接合的轴向端处，绘制相应尺寸的径向磁通双转子电机110的最大扭矩，如粗箭头指示的，其中，例如，在导体条106的矩形轮廓为5mm×3mm的情况下，这可以是大于1000Nm，特别地大于1500Nm,具体例子约2000Nm,另一个具体例子约5000Nm。

显然，由于螺旋线的几何形状，绕组内的应力被非常均匀地分布。虽然设置明显夸张，但几乎看不到变形。因此，由于这种设计，应力峰值和因而变形也大大减少。

由于条状构造，因此当固定轴向可进入的绕组端部时，高扭矩可以因此由绕组103以自支撑方式吸收，而不会引起不可接受的大变形和/或应力状态。这可能特别归因于以下事实：在条结构中，当受到切向力时，导体条106主要吸收拉应力和压应力。

当与具有轴线平行的直导体的设计相比时，机械应力因此可以被显著降低。

图19示出了负载下导体条106的直的设计和轴向路线的比较模型的透视图。

与图18相比，由于导体条的直的设计和轴向路线，可以看到应力路线集中在图18左侧所图示的那侧，并且可以看到导体条的强烈变形，这是由图19右侧所图示的那侧的局部高应力和大挠度引起的。这里，相同的应力标尺和相同的变形夸大如图18那样设置，其示出了不同结构布置对扭转刚度的影响。

图20示出了生产定子1的方法的流程图。

该方法包括提供S1定子铁芯102的第一步骤，该定子铁芯具有径向外定子凹槽119和径向内定子凹槽120，该径向外定子凹槽每个描述一螺旋线，该径向内定子凹槽每个描述具有相反转动方向的一螺旋线。另外的步骤涉及引导S2多个单独的导体条106遵循螺旋线通过内定子凹槽119和外定子凹槽120。导体条特别是在轴向方向上被引导。此外，提供了将引导到内和外定子凹槽中的导体条106连接S3到导体条端部116上的步骤，以便形成导体环。

虽然上文已经通过优选的示例性实施例的帮助完整地描述了本发明，但是本发明不限于此，而是可以以各种方式来修改。

附图标记列表

2 定子铁芯

3 绕组

10 电力驱动系统

11电机，同步电机

12(三级或多级)逆变器电路

13(三级或多级)逆变器

14 操作模式设定装置

15 负载输出

15a-15c输出负载连接

16、17供电连接

18供电电压源

20双转子，双转子电机

21 外转子

22 内转子

23 定子

24、25(外转子的)具有相反极性的磁铁

26(外)气隙

27(外)磁通线

28、29(内转子的)具有相反极性的磁铁

30(内)气隙

31(内)磁通线

40第一(外)驱动级

41第二(内)驱动级

42 评估装置

43 第一测量装置

44 第二测量装置

45 控制装置

46 优化模块

47 传感器输入

50 中间电路

51，52中间电路电容

53a-53c半桥电路

54a-54c中间抽头

55中间抽头

I 1(多相)负载电流

S1、S2方法步骤

S11-S13子步骤

S21、S22子步骤

T1-T3半桥电路的第一功率开关，高边开关

T4-T6半桥电路的第二功率开关，低边开关

T7-T12功率开关

VAC(输出侧)交流电压

VDC(输入侧)直流电压

V11(正)供电电位

V12(负)供电电位，参考电位

101 定子

102 定子铁芯

103 绕组

104 轴向端

105 支撑装置

106 导体条

107 第一分支

108 第二分支

109 孔

110 径向磁通双转子电机

111 基部

112 第一转子

113 第二转子

114 径向外层

115 径向内层

116 导体条端部

117 导体条片

118 层叠式定子铁芯

119,120定子凹槽

121,122定子片

123 内部部分封装

124 外部部分封装

125 支撑元件

126 支撑凹槽

127 内支撑元件

128 外支撑元件

129 永磁体

α定子凹槽的扫掠角

β导体条的扫掠角

δ螺距

a 净宽度

b 凹部的宽度

d 导体条的宽度

M 中心轴线

t 片厚度

Claims (26)

1.一种用于机动车辆或在机动车辆中的电力驱动系统(10)，包括：

至少一个同步电机(11；110)，所述同步电机具有双转子(21，22；112，113)和放置在定子铁芯(2；102)中的分布式绕组(3；103)，其中双转子(21，22；112，113)由固体材料组成的磁通承载材料制造，其中绕组(3；103)被设计成是自支撑的用于扭矩支撑，以及

至少一个三级或多级逆变器电路(12)，所述逆变器电路在负载输出处与同步电机(11；110)耦接，并且所述逆变器电路被设计成将由供电侧接收的直流电压转换成交流电压，由此能够通过负载输出驱动同步电机(11；110)，其中所述逆变器电路(12)具有可控的三级或多级逆变器(13)。

2.根据权利要求1所述的电力驱动系统，其特征在于，

所述同步电机(11；110)是用于电动可操作的机动车辆的轮毂马达。

3.根据权利要求1或2所述的电力驱动系统，其特征在于，

所述同步电机(11；110)被设计成径向磁通的双转子电机。

4.根据前述任一项权利要求所述的电力驱动系统，其特征在于，

所述绕组(103)在至少一个轴向端(104)处突出超过定子铁芯(102)，并且支撑装置(105)被设置成相对于定子铁芯(102)轴向偏移地布置且被设计成在至少一个轴向端处与绕组(103)形状配合接合，用于扭矩支撑。

5.根据权利要求4所述的电力驱动系统，其特征在于，

所述同步电机(110)具有机械固定的基部(111)，其中支撑装置(105)和绕组(103)的至少一个轴向端形状配合接合用于扭矩支撑，并且被支撑在基部(111)上。

6.根据前述任一项权利要求所述的电力驱动系统，其特征在于，

所述双转子(21，22；112，113)具有径向布置在定子铁芯(2；102)中的由固体材料组成的第一转子(22；112)，和径向布置在定子铁芯(102)的外面由固体材料组成的第二转子(21；113)。

7.根据前述任一项权利要求所述的电力驱动系统，其特征在于，

转子中的磁通承载材料由铁或铁合金构成。

8.根据前述任一项权利要求所述的电力驱动系统，其特征在于，

逆变器电路(12)具有操作模式设定装置(14)，所述操作模式设定装置被设计成依赖于所述电力驱动系统的总效率将逆变器(13)从三级或多级操作改变成二级操作，反之亦然，其中总效率是同步电机的被检测的相电流以及影响总效率的同步电机的至少一个另外的参数和/或属性的函数。

9.根据前述任一项权利要求所述的电力驱动系统，其特征在于，

所述逆变器电路(12)具有操作模式设定装置(14)，所述操作模式设定装置被设计成依赖于所述电力驱动系统的总效率将逆变器(13)从三级或多级操作改变成二级操作，反之亦然，其中总效率是同步电机的被检测的相电流的唯一函数或影响总效率的同步电机的至少一个另外的属性的函数。

10.根据前述任一项权利要求所述的电力驱动系统，其特征在于，

所述逆变器(13)具有第一驱动级和至少一个第二驱动级，其中第二驱动级被设计成将输出负载电流输送到负载输出，所述输出负载电流小于由第一驱动级提供的输出负载电流。

11.根据权利要求9或10所述的电力驱动系统，其特征在于，

所述操作模式设定装置(14)具有控制装置，所述控制装置被设计成控制逆变器使得第一驱动级和第二驱动级被在三级或多级操作中激活，所述驱动级中的至少一个被在二级操作中停用。

12.根据权利要求10或11中任一项所述的电力驱动系统，其特征在于，

所述第一驱动级具有至少一个桥电路，尤其是半桥电路，其中的中心抽头构成逆变器电路的输出负载连接，其中每个桥电路具有连接到第一供电连接的至少一个第一功率开关，所述至少一个第一功率开关被设计成在负载输出提供第一电压级，其中每个桥电路还具有至少一个第二功率开关，所述至少一个第二功率开关连接到第二供电连接并且被设计成在负载输出提供第二电压级。

13.根据权利要求10-12中任一项所述的电力驱动系统，其特征在于，

所述第二驱动级具有至少一个第三功率开关，其中的负载通路被串联连接在中间电路和第一驱动电路的中心抽头之间，并且所述负载通路被设计成在负载输出提供第三电压级，所述第三电压级位于于第一电压级和第二电压级之间。

14.根据权利要求9所述的电力驱动系统，其特征在于，

所述操作模式设定装置(14)具有评估装置，所述评估装置被设计成基于相电流或至少一个另外的属性优化总效率。

15.根据前述任一项所述权利要求所述的电力驱动系统，其特征在于，

所述逆变器(13)包括T型中位点箝位逆变器架构。

16.根据权利要求3所述的电力驱动系统，其特征在于，

所述绕组(13)被设计成扭转刚性，使得作用在定子铁芯(102)上的转矩在径向磁通双转子电机(110)运行期间能够被支持，尤其是完全地通过在支撑装置(105)上的扭转刚性绕组(103)。

17.根据权利要求16所述的电力驱动系统，其特征在于，

所述定子铁芯(102)被设计成承载主要径向磁通。

18.根据权利要求17所述的电力驱动系统，其特征在于，

所述定子铁芯(102)具有径向磁轭厚度，所述径向磁轭厚度小于总体径向定子铁芯厚度的30％，优选小于20％，尤其优选小于10％。

19.根据前述任一项权利要求所述的电力驱动系统，其特征在于，

所述绕组(103)由导体条(106)形成，所述导体条(106)被连接在一起，尤其是以条状结构的方式。

20.根据权利要求19所述的电力驱动系统，其特征在于，

所述绕组(103)具有被螺旋布置的导体条(106)的径向内层(115)和被反螺旋布置的导体条(106)的径向外层(114)。

21.根据权利要求20所述的电力驱动系统，其特征在于，

所述绕组(103)的径向内层和径向外层在每种情况下具有单独导体条(106)的厚度。

22.根据权利要求20或21所述的电力驱动系统，其特征在于，

所述导体条(106)每个都对应于螺旋路线扭曲，使得导体条的横截面在导体(6)的每个点处相对横截面的径向轴线是相同的。

23.根据权利要求20-22中任一项所述的电力驱动系统，其特征在于，

与所述绕组(103)同一相相关的径向内层和径向外层的导体条(106)在每种情况在导体条末端(116)被连接在一起，尤其是通过径向布置的导体条片(117)和/或通过整体粘接方式连接。

24.根据权利要求20-23中任一项所述的电力驱动系统，其特征在于，

所述定子铁芯(102)包含层叠式定子铁芯(118)，所述层叠式定子铁芯(118)具有对应于绕组路线的螺旋延伸的定子槽(119、120)，其中单独的导体条(106)被布置在层叠式定子铁芯(118)的每个定子槽(119、120)中。

25.根据权利要求4或5以及权利要求20-24中的任一项所述的电力驱动系统，其特征在于，

所述支撑装置(105)具有支撑元件(125)，在支撑元件(125)中设置了支撑凹槽(126)，所述支撑凹槽(126)对应于导体条(106)的螺旋排列并且与导体条(106)接合。

26.根据权利要求22和25所述的电力驱动系统，其特征在于，

所述支撑凹槽(126)遵循，至少在部分分段上，扭曲的导体条(106)的螺旋路线，尤其是具有相似的扭曲路线。