CN117748901A - 驱动器、功率转换器及保护氮化镓晶体管的方法 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种驱动器、功率转换器及用于保护氮化镓(GaN)晶体管的方法。该驱动器包括电压调节器和高侧驱动器。该电压调节器在其第一端子和第二端子之间提供启动电压，该启动电压在GaN晶体管的整个活动时间内在所述GaN晶体管的导通电压以及所述GaN晶体管的栅极和源极之间的安全电压限值之间的范围内变化。该高侧驱动器具有用于接收高侧驱动信号的输入端、用于耦接到所述GaN晶体管的所述栅极的输出端、耦接到所述电压调节器的所述第一端子的电源端子，和用于耦接到所述电压调节器的所述第二端子的接地端子。

Description

驱动器、功率转换器及保护氮化镓晶体管的方法
技术领域
本公开整体涉及驱动电路，并且更具体地涉及用于与开关模式电源(诸如使用氮化镓(GaN)晶体管等的开关模式电源)一起使用的驱动电路，尤其涉及一种适合与GaN功率级一起使用的驱动器、功率转换器及用于保护GaN晶体管的方法。
背景技术
功率转换器在许多现代电子产品中是有用的。已知为降压转换器的一种类型的功率转换器接收输入电压并将其调节到较低的、经调节的恒定(DC)电压。开关模式降压转换器基于反馈电压来调节一个或多个开关晶体管的导通时间以将输出电压调节到期望的值。
一些开关转换器使用氮化镓场效应晶体管(GaN FET)。GaN FET可比常规金属氧化物半导体(MOS)FET切换得更快，但在其使用中更敏感且要求更高。例如，施加到GaN FET的栅极-源极电压(VGS)对电压偏移非常敏感。实现饱和需要大约5伏特(V)的VGS，但是仅大约6V或更大的VGS可以通过增加GaNFET的导通电阻(RDSON)而引起软损坏，并且大约7V或更大的VGS可以永久损坏GaN FET。
基于GaN FET的降压模式开关转换器交替地将电感元件的第一端子上的输入电压驱动到正电压，并且然后通过电感器的低侧上的同步整流器或无源二极管将电感元件的第一端子驱动到较低电压(诸如接地)。然而，在切换期间出现了问题。当在高驱动和低导通之间转换时，存在高侧晶体管不驱动、低侧同步整流器或无源开关也不导通的时间段。由于电感器抵抗突然的电流变化，因此它在其第一端子上产生显著的负电压，并且高侧GaN FET的源极连接到该负电压。而在浮动自举配置中，GaN FET的源极上的此负电压导致GaN FET上的大的正栅极-源极电压并且损坏GaN FET。
发明内容
本发明的第一方面提供了一种驱动器，适合与氮化镓(GaN)功率级一起使用。该驱动器包括：电压调节器，所述电压调节器用于在所述电压调节器的第一端子和第二端子之间提供启动电压，所述启动电压在GaN晶体管的整个活动时间内在所述GaN晶体管的导通电压以及所述GaN晶体管的栅极和源极之间的安全电压限值之间的范围内变化；和高侧驱动器，所述高侧驱动器具有用于接收高侧驱动信号的输入端、用于耦接到所述GaN晶体管的所述栅极的输出端、耦接到所述电压调节器的所述第一端子的电源端子，和用于耦接到所述电压调节器的所述第二端子的接地端子。
本发明的第二方面提供了一种功率转换器，包括：第一GaN晶体管，所述第一GaN晶体管具有用于接收输入电压的第一电流电极、控制电极和耦接到电感节点的第二电流电极；和第一驱动器，所述第一驱动器具有用于接收第二输入电压的第一输入端、用于接收驱动信号的控制输入端和耦接到所述第一GaN晶体管的输出端，其中所述第一驱动器响应于所述第一GaN晶体管的所述第二电流电极上的电压来控制所述第一GaN晶体管的栅极上的电压，以在所述第一GaN晶体管的整个活动时间内将栅极-源极电压限制在所述第一GaN晶体管的导通电压与安全电压限值之间。
本发明的第三方面提供了一种用于保护GaN晶体管的方法，所述GaN晶体管具有用于接收输入电压的第一电流电极、控制电极和耦接到电感节点的第二电流电极。该方法包括：感测所述电感节点处的电压；感测启动电压；以及使用所述启动电压驱动所述GaN晶体管的所述控制电极，所述驱动包括调节所述GaN晶体管的所述控制电极处的电压，以在所述GaN晶体管的整个活动时间内将栅极-源极电压限制在所述GaN晶体管的导通电压与安全电压限值之间。
本发明公开了一种适合与GaN功率级一起使用的驱动器、功率转换器及用于保护GaN晶体管的方法。包括该驱动器的自举驱动电路通过调节电容器上的电压以将GaN晶体管上的驱动电压限制到不会对其造成损坏的安全电压来解决过大的栅极-源极电压的问题。因此，自举驱动电路能够获得GaN FET的快速切换速度，而不会在操作期间通过非重叠PWM驱动信号损坏它们。
附图说明
通过参照附图可更好地理解本公开，并且本公开的多个特征和优点对于本领域的技术人员为显而易见的，在附图中：
图1以局部框图和局部示意图形式示出了在现有技术中已知的自举驱动电路；
图2以局部框图和局部示意图形式示出了根据本公开的实施方案的自举驱动电路；
图3示出了可用于理解图2的自举驱动电路的操作的信号的时序图；
图4以局部框图和局部示意图形式示出了根据本公开的实施方案的可用于图2的自举驱动电路中的自举驱动电路的一部分；
图5示出了在操作的第一阶段期间图4的自举驱动电路的时序图；并且
图6示出了在操作的第二阶段期间图4的自举驱动电路的时序图。
在不同附图中使用相同的参考符号来指示相同或类似的元件。除非另有说明，否则字词“耦接”以及其相关联的动词形式包括直接连接以及通过本领域已知的方式的间接电连接两者；并且除非另有说明，否则对直接连接的任一描述也暗示使用合适形式的间接电连接的替代实施方案。
具体实施方式
图1以局部框图和局部示意图形式示出了在现有技术中已知的自举驱动电路100。自举驱动电路100包括电容器150、驱动器160、二极管170以及连接在标记为“SW”的开关节点130处的晶体管110和120。晶体管110是N沟道金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)，其具有连接到开关节点130的漏极、连接到接地的栅极以及连接到接地的源极。晶体管110可以是其它类型的FET，并且其本身可以是GaN FET，如下面将描述的。晶体管120是氮化镓场效应晶体管(GaN FET)，其具有用于接收标记为“VIN”的输入电压的漏极、栅极以及连接到开关节点130的源极。作为降压转换器的一部分，电感器140具有连接到开关节点130的第一端子以及用于将功率提供到负载的第二端子(图1中未示出)。电容器150具有连接到标记为“BOOT”节点的第一端子以及连接到开关节点130的第二端子。驱动器160具有用于接收标记为“IN”的输入信号的输入端子、连接到晶体管120的输出端子、连接到BOOT节点的正电源输入端子以及连接到开关节点130的负电源输入端子。二极管170具有用于接收5.7伏特(V)的电压的阳极和连接到BOOT节点的阴极。
在操作中，自举驱动电路100使用低侧MOSFET晶体管即晶体管110，和高侧GaN FET即晶体管120，以提供快速切换。驱动器160接收IN作为脉宽调制信号，并且基于输出电压反馈(图1中未示出)来提供切换信号以控制PWM信号的占空比，以将由电感器140的第二端子驱动的输出电压调节到期望的值。晶体管110经二极管连接以确保其在开关节点130下降超过阈值电压到低于接地时变得导通。标准MOSFET包括在源极和漏极之间导通的体二极管，因此过压不是严重问题。
然而，在晶体管110被实现为用于更快切换的GaN晶体管的情况下，电压实际上必须下降超过阈值(3伏特-4伏特)，因为它缺少MOS FET的体二极管。当BOOT低于一个低于5.7V输入的二极管电压降时，二极管170被正向偏置，因此将BOOT电压调节到约5.0V。SW节点上的负电压被添加到BOOT电压，因此引起过压问题。该过压问题在切换期间发生，并且可损坏类似晶体管120的GaN FET晶体管。当驱动器160停止驱动高电压时，由于驱动器160将GaNFET 120的栅极上的电压放电到低于约5V，所以晶体管120变为不导通。然而，电感器140抵抗电流的突然改变，并且驱动开关节点130上的负电压以便保持电流流动。因为如果晶体管110也被实现为GaN FET，则其缺少体二极管，所以电感器140将负电压驱动到SW节点上并且跨电容器150。此负电压可低至-3或-4伏特，并且因此电容器150被充电到9V(+5-(-4))＝+9伏特。随后，当IN信号再次变高时，驱动器160在晶体管120的栅极与源极之间驱动约9V的VBOOT-SW。该栅极-源极电压大到足以损坏晶体管120。
图2以局部框图和局部示意图形式示出了根据本公开的实施方案的自举驱动电路200。自举驱动电路200通常包括驱动器210和GaN FET功率级250。驱动器210通常包括电压调节器220、高侧驱动器230和低侧驱动器240。
电压调节器220包括二极管221、压控电荷泵222、晶体管223和电容器224。二极管221是PN结二极管，其具有用于接收标记为“VDD”的电源电压的阳极，以及阴极。压控电荷泵222具有第一输入端、连接到标记为“SW”的开关节点的第二输入端、连接到二极管221的阴极的第三输入端以及输出端。晶体管223是N沟道金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)，其具有连接到二极管221的阴极的漏极、连接到压控电荷泵222的输出端的栅极、连接到压控电荷泵222的第一输入端以用于提供标记为“VBOOT”的电压的源极，并且具有本征体二极管，该本征体二极管具有连接到晶体管223的源极的阳极和连接到晶体管223的漏极的阴极。电容器224具有连接到晶体管223的源极和压控电荷泵222的第一输入端的第一端子，以及连接到SW端子的第二端子。
驱动器230具有用于接收标记为“DRIVEHS”的信号的输入端、输出端、用于接收VBOOT的正电源电压端子、以及连接到SW节点的接地端子。
驱动器240具有用于接收标记为“DRIVELS”的信号的输入端、输出端、用于接收VDD的正电源电压端子、以及连接到标记为“GND”的接地节点的接地端子。
GaN FET功率级250包括晶体管251和252以及电感器253。晶体管251是GaN FET，其具有用于接收VIN的漏极、连接到高侧驱动器230的输出端的栅极以及连接到SW节点的源极。晶体管252是GaN FET，其具有连接到SW节点的漏极、连接到低侧驱动器240的输出端的栅极以及连接到GND的源极。
在操作中，自举驱动电路200通过调制高侧驱动信号和低侧驱动信号的占空比而使用电压反馈来提供经调节的输出电压。它使用高侧GaN FET和低侧GaN FET以高频切换，但是这些GaN FET在施加过量的栅极-源极电压时容易损坏。其通过调节电容器224上的电压以将晶体管251上的驱动电压限制到不会对其造成损坏的安全电压来解决过大的栅极-源极电压的问题。因此，自举驱动电路200能够获得GaN FET的快速切换速度，而不会在操作期间通过非重叠PWM驱动信号损坏它们。
图3示出了可用于理解图2的自举驱动电路200的操作的信号的时序图300。在时序图300中，水平轴线表示以毫秒(ms)为单位的时间，并且竖直轴线表示以伏特(V)为单位的相应信号的振幅。在时序图300中示出的是两个感兴趣的波形，包括示出量VDD-VSW的波形310和示出量VBOOT-VSW的波形320，以及标记为“t1”和“t2”的两个感兴趣的时间点。在驱动器210中，电压调节器220调节VBOOT的振幅，使得当高侧驱动器230驱动晶体管251处于活动状态时，VBOOT-SW在VGS的电压的可接受范围内变化，这对应于波形320。
在切换开始之后并且在时间t1之前，VDD-SW瞬间猛增并且接着保持在约-15V的低电压，同时电容器224未被充电。它保持在-15V左右直到时间t1。然而，VBOOT-SW将晶体管251上的电压限制到约5.0V，该电压足够高以将晶体管251偏置到饱和，但又足够低以保护其免受软损坏，如果VGS被驱动到约6.0V或更高，则将会遇到该软损坏。VBOOT-SW的值从5.0V缓慢减小。在时间t1处，VDD-SW开始上升，直到大约在时间t2处，它达到4.0V。此时，压控电荷泵222变为活动的，以降低晶体管223的导电性，从而保持VBOOT-SW被调节到大约5.0V。因此，在时间t2之后，VBOOT-SW保持在大约5.0V，但是由于在切换周期期间调节回路的操作而呈现小的纹波。
图4以局部框图和局部示意图形式示出了根据本公开的实施方案的可用于图2的自举驱动电路200中的自举驱动电路400的一部分。自举驱动电路400包括二极管221、晶体管223和电容器224，如图2所示。它包括如现在将描述的压控电荷泵222的电路具体实施。压控电荷泵222包括预充电电路410、电荷泵420、斜坡检测器430、逻辑电路440、开关450、过压保护检测器460和比较器470。
预充电电路410包括电阻器411、晶体管412和414、以及齐纳二极管416。电阻器411具有连接到提供标记为“VCAT”的电压的二极管221的阴极的第一端子，以及第二端子，并且具有标记为“R”的相关联的电阻。晶体管412是N沟道MOS FET，其具有连接到二极管221的阴极的漏极、连接到电阻器411的第二端子的栅极，以及源极，并且具有相关联的体二极管413，其具有连接到晶体管412的源极的阳极以及连接到晶体管412的漏极的阴极。晶体管414是N沟道MOS FET，其具有漏极、连接到电阻器411的第二端子的栅极，以及连接到晶体管412的源极的源极，并且具有相关联的体二极管415，其具有连接到晶体管414的源极的阳极以及连接到晶体管414的漏极的阴极。齐纳二极管416具有连接到电阻器411的第二端子和晶体管412和414的栅极的阴极，以及连接到SW节点的阳极，并且具有例如5.0V的相关联的击穿电压。
电荷泵420包括泵电容器421、槽路电容器422、开关423-425、电流源426和开关427。泵电容器421具有第一端子和第二端子。槽路电容器422具有连接到晶体管414的漏极的第一端子，以及连接到SW节点的第二端子。开关423具有连接到槽路电容器422的第一端子的第一端子、连接到泵电容器421的第一端子的第二端子，并且响应于标记为“PHA”的信号的激活而闭合。开关424具有第一端子、连接到泵电容器421的第一端子的第二端子，并且响应于标记为“PHB”的信号的激活而闭合。开关425具有连接到泵电容器421的第二端子的第一端子、连接到SW节点的第二端子，并且响应于信号PHB的激活而闭合。电流源426具有第一端子和第二端子。开关427具有连接到电流源426的第二端子的第一端子和连接到SW节点的第二端子，并且响应于信号PHA的激活而闭合。
斜坡检测器430包括比较器431和432以及触发器433。比较器431具有用于接收标记为“REFH”的电压的负输入端、连接到泵电容器421的第二端子的正输入端，以及输出端。比较器432具有连接到泵电容器421的第二端子的负输入端、用于接收标记为“REFL”的电压的正输入端，以及输出端。触发器433是RS触发器，其具有连接到比较器432的输出端的设置或“S”输入端、连接到比较器432的输出端的复位或“R”输入端，以及真或“Q”输出端。
逻辑电路440包括或非门441和逆变器442。或非门441是三输入或非门，其具有连接到触发器433的Q输出端的第一输入端、用于接收BST_STOP信号的第二输入端、用于接收标记为“VCAT_LOW”的信号的第三输入端以及用于提供PHA信号的输出端。逆变器442具有连接到或非门441的输出端的输入端，以及用于提供PHB信号的输出端。
开关450具有连接到槽路电容器422的第一端子的第一端子、连接到晶体管223的源极的第二端子，并且响应于BST_STOP信号的激活而闭合。
过压保护检测器460具有用于接收VBOOT信号的输入端和用于提供BST_STOP信号的输出端。
比较器470具有用于接收VCAT的负输入端、用于接收VBOOT的正输入端以及用于提供标记为“VCAT_LOW”的信号的输出端。
自举驱动电路400是自举驱动电路200的电路具体实施。预充电电路410确保电荷泵420的启动。其使用晶体管(即，晶体管412和414)的串联组合来避免分别通过其体二极管413和415的反向电流，但另外驱动槽路电容器422的第一端子上的初始电压。
电荷泵420交替地对泵电容器421充电并且将电荷转移到槽路电容器422中以产生晶体管223的栅极电压。在操作期间，BST_stop信号在逻辑低处不活动，并且电荷泵420根据相位控制信号PHA和PHB的占空比在晶体管223的栅极上产生电压。
斜坡检测器430与电荷泵420组合使用以形成斜坡振荡器，其中电压VREFH和VREFL分别形成斜坡振荡器的阈值上限和阈值下限。当电荷泵420的输出端处的电压超过VREFH时，比较器431设置触发器433，从而激活信号RSQ。当电荷泵420的输出端处的电压下降到低于VREFL时，比较器431复位触发器433，从而去激活信号RSQ。由于VREFH>VREFL，所以比较器431的输出端在电荷泵420的输出端下降到低于VREFL之前已经为低，从而允许触发器430复位。
压控电荷泵222还产生控制信号以控制其操作。过压保护检测器460在其超过过压阈值时激活BST_STOP信号。当BST_STOP在逻辑高处变为活动的时，或非门441保持PHA为低并且逆变器442保持PHB为高，从而防止电荷泵420操作。此外，当VCAT<VBOOT时，比较器470通过激活VCAT_LOW来停止电荷泵420，这迫使或非门441的输出端为低并且保持PHA为低，并且逆变器442保持PHB为高，从而防止电荷泵420操作。此条件在VDD低于期望的VBOOT电压时发生，并且在此情况下，VSW浮动为高。
自举驱动电路400操作以在有限的栅极-源极电压的范围内驱动晶体管251，该有限的栅极-源极电压使其在宽范围的输入电压VIN上完全导通，同时将栅极-源极电压限制到避免降级或损坏的值。其在电路面积方面简单且紧凑。然而，应了解图4中所示的自举驱动电路400的部分仅为一个可能的电路具体实施，并且其它电路具体实施也是可能的。此外，单个电路可以被实现以用不同于图4中所示的方式的其它方式来实现类似的总体操作，这对于本领域的普通技术人员而言将是显而易见的。
图5示出了在操作的第一阶段期间图4的自举驱动电路400的时序图500。第一操作阶段对应于启动阶段。在时序图500中，水平轴线表示以微秒(μs)为单位的时间，并且竖直轴线表示以伏特(V)为单位的相应信号的振幅。时序图500中示出了感兴趣的六个波形，包括VDD的波形510、V_TANK的波形520、VBOOT的波形530、标记为“斜坡检测器输入端”的斜坡检测器430的输入端的波形540、BST_STOP信号的波形550以及RSQ信号的波形560。在时序图500所示的时间段期间，VDD恒定在大约7.0V。在此期间，V_TANK在约6.0V到约8.5V之间上升，并且VBOOT从约3.5V上升到约5.0V。斜坡检测器输入端周期性地脉冲调制为低，但是高周期在它们的活动时间期间从约2.6V递增到活动周期结束时的约4.5V，其中活动周期的长度增加。在此周期期间，BST_STOP在逻辑低处不活动。然而，当VBOOT达到约5.0V时，过压保护检测器460激活BST_STOP信号。响应于BST_STOP信号的激活，VBOOT保持在约5.0V，但是开始缓慢衰减。斜坡检测器输入端被驱动为低并且保持为低，并且RSQ信号停止脉冲调制。
图6示出了在操作的第二阶段期间图4的自举驱动电路的时序图600。第二操作阶段对应于稳态阶段。在时序图600中，水平轴线表示以ms为单位的时间，并且竖直轴线表示以伏特(V)为单位的相应信号的振幅。时序图600中示出了与图5的时序图500中相同的感兴趣的六个信号的波形，包括VDD的波形610、V_TANK的波形620、VBOOT的波形630、斜坡检测器输入端信号的波形640、BST_STOP信号的波形650以及RSQ信号的波形660。在时序图600所示的稳态阶段期间，VDD保持恒定在大约7.0V。在此周期内，V_TANK通常为低，具有短时段的偶尔尖峰以将VBOOT维持在大约5.0V。因此，VBOOT响应于V_TANK的尖峰而增大，但在尖峰之间缓慢衰减。斜坡检测器输入端信号也通常保持为低，具有短时段的偶尔尖峰以将VBOOT维持在大约5.0V。在此时段期间，BST_STOP通常在逻辑高处为活动的，但在V_TANK和斜坡检测器输入端信号脉冲调制为高时，短时段脉冲调制为低。RSQ信号保持为低。在较长的时间范围内，这些偶尔的不活动时期足以保持VBOOT被良好调节。
因此，自举驱动电路200支持用于高速操作的GaN FET的使用，但对其进行偏置以防止可能由于过量VGS电平而发生的损坏。其调节启动电容器上的电压以保持其足够低以保护GaN FET高侧驱动器。这使用简单的压控电荷泵电路来实现，该压控电荷泵电路是简单的并且仅需要少量的附加电路面积。
上文所公开的主题应被视为示例性的而非限制性的，并且所附权利要求书旨在涵盖落在权利要求书的范围内的所有此类修改、增强和其他实施方案。例如，所公开的特征的不同组合可用于不同实施方案中，以实现本文所讨论的一些益处。此外，驱动器可以与同步低侧整流器或与无源低侧整流器一起使用。还可以使用不同的电荷泵设计。逻辑电路可在不同实施方案中变化，使用如上文所说明的正逻辑或负逻辑。该电路也可以与各种保护机制一起使用。
在一种形式中，适于与氮化镓(GaN)功率级一起使用的驱动器包括电压调节器和高侧驱动器。该电压调节器在其第一端子和第二端子之间提供启动电压，该启动电压在GaN晶体管的整个活动时间内在GaN晶体管的导通电压以及GaN晶体管的栅极和源极之间的安全电压限值之间的范围内变化。该高侧驱动器具有用于接收高侧驱动信号的输入端、用于耦接到GaN晶体管的栅极的输出端、耦接到电压调节器的第一端子的电源端子，和用于耦接到电压调节器的第二端子的接地端子。在此形式中，该电压调节器可包括：压控电荷泵，该压控电荷泵具有第二输入端、输出端和用于接收启动电压的第一输入端；以及传输晶体管，该传输晶体管具有用于接收输入电压的第一电流电极、用于提供启动电压的第二电流电极和耦接到压控电荷泵的输出端的控制电极。在这种情况下，该压控电荷泵可以包括电荷泵芯、斜坡检测器和逻辑电路，其中该电荷泵芯具有耦接到该传输晶体管的该第二电流电极的第一输入端、耦接到该压控电荷泵的该第二输入端的第二输入端、分别用于接收升压控制信号和转移控制信号的第一控制输入端和第二控制输入端、以及耦接到该传输晶体管的该控制电极的输出端；该斜坡检测器用于检测该电荷泵芯的电压是否在对应于该GaN晶体管的该栅极和该源极之间的该安全电压限值的第一电压和第二电压之间，并且具有输出端；并且该逻辑电路响应于该斜坡检测器的该输出端以用于产生该升压控制信号和该转移控制信号。
根据一个方面，该压控电荷泵还包括具有输出的过压检测电路，其中该逻辑电路还响应于该过压检测电路的输出以保持该升压控制信号不活动。
根据另一方面，该压控电荷泵还包括具有输出的低线电压检测电路，并且该逻辑电路还响应于该低线电压检测电路的输出来保持该升压控制信号不活动。
根据又一方面，该压控电荷泵还包括预充电电路，该预充电电路具有用于接收输入电压的第一端子和耦接到传输晶体管的控制电极的第二端子。
在另一种形式中，功率转换器包括第一GaN晶体管和第一驱动器。该第一GaN晶体管具有用于接收输入电压的第一电流电极、控制电极和耦接到电感节点的第二电流电极。该第一驱动器具有用于接收第二输入电压的第一输入端、用于接收驱动信号的控制输入端和耦接到该第一GaN晶体管的输出端。该第一驱动器响应于第一GaN晶体管的第二电流电极上的电压，以控制第一GaN晶体管的栅极上的电压，从而在第一GaN晶体管的整个活动时间内将栅极-源极电压限制在第一GaN晶体管的导通电压与安全电压限值之间。在这种情况下，该驱动器可以包括电压调节器和高侧驱动器，其中该电压调节器用于在该电压调节器的第一端子和第二端子之间提供启动电压，该启动电压在GaN晶体管的该导通电压以及该GaN晶体管的该栅极和源极之间的该安全电压限值之间的范围内变化，并且该高侧驱动器具有用于接收高侧驱动信号的输入端、用于耦接到该第一GaN晶体管的该栅极的输出端、耦接到该电压调节器的该第一端子的电源端子，和用于耦接到该电压调节器的该第二端子的接地端子。
根据一个方面，该电压调节器包括：压控电荷泵，该压控电荷泵具有第二输入端、输出端和用于接收启动电压的第一输入端；以及传输晶体管，该传输晶体管具有用于接收输入电压的第一电流电极、用于提供启动电压的第二电流电极和耦接到压控电荷泵的输出端的控制电极。
在这种情况下，根据另一方面，该功率转换器还可以包括高压二极管，其具有用于接收电源电压的阳极和用于提供输入电压的阴极。
在这种情况下，根据又一方面，该功率转换器还包括电容器，该电容器具有耦接到传输晶体管的第二电流电极的第一端子以及耦接到压控电荷泵的第二端子的第二端子。
在这种情况下，根据又一方面，该压控电荷泵包括电荷泵芯、斜坡检测器和逻辑电路。该电荷泵芯具有耦接到该传输晶体管的该第二电流电极的第一输入端、耦接到该压控电荷泵的该第二输入端的第二输入端、分别用于接收升压控制信号和转移控制信号的第一控制输入端和第二控制输入端、以及耦接到该传输晶体管的该控制电极的输出端。该斜坡检测器用于检测该电荷泵芯的电压是否在对应于该第一GaN晶体管的该栅极和该源极之间的该安全电压限值的第一电压和第二电压之间，并且具有输出端。该逻辑电路响应于该斜坡检测器的该输出端以用于产生该升压控制信号和该转移控制信号。
在又一种形式中，一种用于保护GaN晶体管的方法包括：感测电感节点处的电压；感测启动电压；以及使用启动电压来驱动GaN晶体管的控制电极，其中该GaN晶体管具有用于接收输入电压的第一电流电极、控制电极和耦接到电感节点的第二电流电极。该驱动包括调节GaN晶体管的控制电极处的电压，以在GaN晶体管的整个活动时间内将栅极-源极电压限制在GaN晶体管的导通电压与安全电压限值之间。
根据一个方面，该调节包括使用压控电荷泵调节该GaN晶体管的该控制电极处的电压。
在这种情况下，根据一个方面，该调节包括：在第一阶段期间对泵电容器进行充电；在第二阶段期间将电荷从泵电容器转移到槽路电容器；以及基于检测到泵电容器上的电压是否在第一电压和第二电压之间来控制第一阶段和第二阶段的定时。如果是，则根据另一方面，该方法还包括检测启动电压的过压状况，并且响应于该过压状况而保持在第二阶段。此外，如果是这样的话，则根据又一方面，该方法还包括检测低线电压状况，并且响应于该低线电压状况而保持在第二阶段。
因此，在法律所允许的最大范围上，本发明的范围将由对所附权利要求及它们的等同物的最广泛的可允许的解释来确定，并且不应受到前文详细描述约束或限制。

Claims (10)

1.一种驱动器，适合与氮化镓GaN功率级一起使用的，其特征在于，所述驱动器包括：
电压调节器，所述电压调节器用于在所述电压调节器的第一端子和第二端子之间提供启动电压，所述启动电压在GaN晶体管的整个活动时间内在所述GaN晶体管的导通电压与所述GaN晶体管的栅极和源极之间的安全电压限值之间的范围内变化；和
高侧驱动器，所述高侧驱动器具有用于接收高侧驱动信号的输入端、用于耦接到所述GaN晶体管的所述栅极的输出端、耦接到所述电压调节器的所述第一端子的电源端子，和用于耦接到所述电压调节器的所述第二端子的接地端子。
2.根据权利要求1所述的驱动器，其中，所述电压调节器包括：
压控电荷泵，所述压控电荷泵具有第二输入端、输出端和用于接收所述启动电压的第一输入端；和
传输晶体管，所述传输晶体管具有用于接收输入电压的第一电流电极、用于提供所述启动电压的第二电流电极和耦接到所述压控电荷泵的所述输出端的控制电极。
3.根据权利要求2所述的驱动器，其中，所述驱动器还包括：
高电压二极管，所述高电压二极管具有用于接收电源电压的阳极和用于提供所述输入电压的阴极。
4.根据权利要求2所述的驱动器，其中，所述驱动器还包括：
电容器，所述电容器具有耦接到所述传输晶体管的所述第二电流电极的第一端子和耦接到所述电压调节器的所述第二端子的第二端子。
5.根据权利要求2所述的驱动器，其中，所述压控电荷泵包括：
电荷泵芯，所述电荷泵芯具有耦接到所述传输晶体管的所述第二电流电极的第一输入端、耦接到所述压控电荷泵的所述第二输入端的第二输入端、分别用于接收升压控制信号和转移控制信号的第一控制输入端和第二控制输入端、以及耦接到所述传输晶体管的所述控制电极的输出端；
斜坡检测器，所述斜坡检测器用于检测所述电荷泵芯的电压是否在对应于所述GaN晶体管的所述栅极和所述源极之间的所述安全电压限值的第一电压和第二电压之间，并且具有输出端；和
逻辑电路，所述逻辑电路响应于所述斜坡检测器的所述输出端以用于产生所述升压控制信号和所述转移控制信号。
6.一种功率转换器，其特征在于，所述功率转换器包括：
第一氮化镓GaN晶体管，所述第一GaN晶体管具有用于接收输入电压的第一电流电极、控制电极和耦接到电感节点的第二电流电极；和
第一驱动器，所述第一驱动器具有用于接收第二输入电压的第一输入端、用于接收驱动信号的控制输入端和耦接到所述第一GaN晶体管的输出端，其中所述第一驱动器响应于所述第一GaN晶体管的所述第二电流电极上的电压来控制所述第一GaN晶体管的栅极上的电压，以在所述第一GaN晶体管的整个活动时间内将栅极-源极电压限制在所述第一GaN晶体管的导通电压与安全电压限值之间。
7.根据权利要求6所述的功率转换器，其中，所述第一驱动器包括：
电压调节器，所述电压调节器用于在所述电压调节器的第一端子和第二端子之间提供启动电压，所述启动电压在GaN晶体管的所述导通电压与所述GaN晶体管的所述栅极和源极之间的所述安全电压限值之间的范围内变化；和
高侧驱动器，所述高侧驱动器具有用于接收高侧驱动信号的输入端、用于耦接到所述第一GaN晶体管的所述栅极的输出端、耦接到所述电压调节器的所述第一端子的电源端子，和耦接到所述电压调节器的所述第二端子的接地端子。
8.根据权利要求7所述的功率转换器，其中，
所述第一GaN晶体管是降压转换器的高侧开关；并且
所述功率转换器还包括：
第二GaN晶体管，所述第二GaN晶体管具有耦接到所述电感节点的第一电流电极、控制电极、和耦接到接地端子的第二电流电极；和
第二驱动器，所述第二驱动器具有用于接收第二驱动信号的输入端，和耦接到所述第二GaN晶体管的所述控制电极的输出端。
9.一种用于保护氮化镓GaN晶体管的方法，其特征在于，所述GaN晶体管具有用于接收输入电压的第一电流电极、控制电极和耦接到电感节点的第二电流电极，所述方法包括：
感测所述电感节点处的电压；
感测启动电压；以及
使用所述启动电压驱动所述GaN晶体管的所述控制电极，所述驱动包括调节所述GaN晶体管的所述控制电极处的电压，以在所述GaN晶体管的整个活动时间内将栅极-源极电压限制在所述GaN晶体管的导通电压与安全电压限值之间。
10.根据权利要求9所述的方法，其中，所述调节包括：
使用压控电荷泵调节所述GaN晶体管的所述控制电极处的电压。
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