CN117741645A - 基于空间相位变化率来解决tdm-mimo雷达中的多普勒模糊 - Google Patents

基于空间相位变化率来解决tdm-mimo雷达中的多普勒模糊 Download PDF

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Abstract

公开了基于空间相位变化率来解决TDM‑MIMO雷达中的多普勒模糊。具体地，公开了一种TDM MIMO FMCW雷达，包括在第一方向上具有第一间距的物理接收机阵列和在所述第一方向上以第二间距布置的多个物理发射机。通过相位补偿方法来处理与具有移动对象的场景相关的距离多普勒仓的虚拟阵列信号，该方法在子阵列之间引入相位模糊。基于补偿后的虚拟阵列信号的一次对应于一个子阵列的元素来计算相对于第一方向的正或负的空间相位变化率。由此，基于间距，预测子阵列对之间的空间相位变化。接下来，通过比较补偿后的虚拟阵列信号的实际相移与预测的空间相移来确定所述子阵列对之间的残余相移。

Description

基于空间相位变化率来解决TDM-MIMO雷达中的多普勒模糊
技术领域
本公开涉及时分复用(TDM：time-division multiplexing)多输入多输出(MIMO：multiple-input multiple-output)调频连续波(FMCW：frequency-modulatedcontinuous-wave)雷达装备中的信号处理。特别地，它提出了一种用于解决虚拟雷达阵列中的速度诱导(velocity-induced)相位模糊的改进方法。
背景技术
雷达阵列可以由单个物理发射机和多个物理接收机组成。物理雷达阵列中元件的有效数量等于物理接收机的数量。元件的数量决定了雷达阵列的分辨率。例如，到达角(AoA：angle-of-arrival)计算中的角分辨率会随着雷达阵列中的元件数量的增加而提高。可以通过以下步骤来计算移动对象的AoA：
1.记录针对多个线性调频信号(chirps)(频率斜坡)和多个雷达阵列元件的中频(IF：intermediate-frequency)信号。
2.针对每个雷达阵列元件执行两个离散谐波变换(例如，快速傅立叶变换，FFT)，以获得由距离多普勒仓组成的信号。
3.选择与场景中的移动对象相对应的一个距离多普勒仓。
4.基于雷达阵列元件之间的相移来计算AoA，例如，作为角度FFT或AoA FFT。
为了增加雷达阵列元件的有效数量，已经提出了MIMO雷达。MIMO雷达阵列具有多个物理接收机以及M≥2个物理发射机，并且这产生了具有MrM个元件的虚拟雷达阵列，其中Mr是物理接收机的数量。图1A示出了具有两个物理发射机10和四个物理接收机20的示例设置。图1B示出了所生成的虚拟阵列，其中八个虚拟天线元件30的两个子阵列40可以被识别并且被追溯回生成它们的相应的物理发射机。此外，在每个子阵列40内，虚拟天线元件30的空间配置(例如，几何形状、方向)与物理接收机20的空间配置相同，如通过连贯使用的标签A、B、C和D所强调表示的。
MIMO雷达中的物理发射机可以使用多载波信号(例如，正交频分复用信号)来同步馈送。作为替代方案，为了限制天线结构上的支出并且为了能够从公共信号合成器向所有物理发射机进行馈送，提出了TDM MIMO雷达的概念，其中物理发射机以在时间上交替的方式使用。图5图示了具有M＝2个物理发射机的调频连续波(FMCW)型TDM MIMO雷达的操作。这里，频率是相对于时间绘制的，其中实线和虚线分别是指从第一和第二物理发射机发射的线性调频信号。符号Tc表示线性调频信号长度，Tr表示线性调频信号重复时间，并且Tf＝MTr表示针对同一发射天线的线性调频信号重复周期。频率轴不一定从原点开始。在具有代表性的毫米波雷达中，每个线性调频信号从77GHz扫描到81GHz，并且持续时间为Tc＝40μs。
在TDM MIMO雷达中，由于被观察对象有时间在来自不同的物理发射机的连续发射之间移动较小的径向距离，因此虚拟天线元件的子阵列将由于相对速度诱导相移而分离。在知道移动对象的径向速度的情况下，可以补偿速度诱导相移(多普勒校正)。这样的补偿可以使得来自TDM MIMO雷达的数据适合于AoA计算，如下所示：
1.记录针对多个线性调频信号和多个雷达阵列元件的IF信号。
2.针对每个雷达阵列元件执行两个离散谐波变换，以获得由距离多普勒仓组成的信号。
3.选择与场景中的移动对象相对应的一个距离多普勒仓。
4.补偿雷达阵列元件之间的相对速度诱导相移(多普勒校正)。
5.基于所述补偿后的相移来计算AoA。
在没有步骤4(多普勒校正)的情况下，由虚拟接收机测量得到的相位偏移将具有来自相对速度和AoA这两者的贡献。本公开将主要涉及对步骤4的改进。这些改进不仅在确定AoA时有用，而且原则上在从相位补偿后的阵列信号开始的任何计算中有用。
可用多普勒校正技术的许多局限性与频率折叠有关。从理论上可以看出，只有当对象的径向速度|v|小于：
时，雷达数据才使得移动对象的径向速度能够被明确地确定。其中fD，max表示最大多普勒频率，并且fc是代表性载波频率，例如雷达线性调频信号的中心频率。如果移动对象具有更高的向内或向外的径向速度，那么，由于频率折叠(或混叠)，雷达将观察到具有已位移了作为整数倍的2fD，max的表观多普勒频率的移动对象。这被图示在图6的上半部分中，其中向上箭头表示针对以不同速度vξ移动的四个对象的距离多普勒频谱中的振幅峰值，对应于四个不同的多普勒频率fD，ξ＝fD+2ξfD，max，其中ξ＝-1，0，1，2。尽管这些速度是不同的，但雷达中的频率折叠将使所有的四个多普勒频率峰值都位移到基本周期|f|≤fD，max中，其中它们将出现在fD。相反，由于使用该雷达而观测到的任何振幅峰值都将出现在基本周期|f|≤fD，max中，因此真实多普勒频率从一开始就是模糊的。解决这种相位模糊——概念上是消除频率折叠——对于确定真实多普勒频率，并且因此对于确定移动对象的速度是至关重要的。
频率折叠也限制TDM MIMO雷达的实用性，即，因为雷达阵列元件之间的相对速度诱导相移只能被明确地补偿到最大多普勒频率fD，max。在具有以线性调频信号重复时间Tr操作的M个物理发射机的TDM MIMO雷达中，最大多普勒频率由下面给出：
由此：
将参考图6的下半部分来解释这会如何影响以速度|v|>vmax移动并由具有M＝4的子阵列的TDM MIMO雷达所成像的对象。序列TX1、TX2、TX3、TX4是指操作物理发射机时的发射调度，并且m＝1,2,3,4是子阵列索引。所绘制的量是在已经应用了基于表观多普勒频率的补偿之后的相位。
如图6所示，在ξ＝0的参考情况下，基本周期|f|≤fD,max中的表观多普勒频率与真实多普勒频率一致。当ξ＝0时，事实上，没有发生频率折叠，并且可以明确地检测速度。在图6的下半部分中可以看出，对象的补偿后相位从一个虚拟阵列元件稳定地增长到下一虚拟阵列元件，在子阵列之间的三个边界处也一样。补偿后的相位稳定地增长，因为AoA在虚拟天线阵列的平面中为非零，这导致了路径差；这些AoA诱导相移与被观察对象的径向速度无关。对于移动速度更快的对象(ξ≠0)，稳定的相位增长伴随着在连续子阵列之间的每个边界(实心垂直线)处的附加相位偏移：
归纳方程式(4)，从第1至第mth子阵列的相位偏移由下式给出：
并且具有索引m′和m的子阵列之间的相位偏移等于：
该相位偏移是在基于表观多普勒频率补偿了相对速度诱导相移之后所剩余的。相位偏移可以用针对一个距离多普勒仓的虚拟阵列信号的离散傅立叶变换(DFT)(被表示为S(f))的形式来描述。更准确地说，相位偏移是使针对在真实多普勒频率下估计出的第mth子阵列的该DFT与在表观多普勒频率下估计出的同一DFT相关联的相位旋转：
其中|fD|≤fD,max。如在第二AoA算法的步骤4中，对相对速度诱导相移的补偿将有效地减去分离了不同子阵列的速度诱导相移。在相位补偿之后，子阵列之间的相位偏移仍然保留在虚拟阵列信号中，这使得它不能用于AoA计算。除了真实多普勒频率已知的特殊情况之外，不能先验地计算相位偏移(6)。相反，必须通过近似方法或者通过使用关于移动对象的补充数据来解决相位模糊。
在相对速度诱导相移已被补偿之后，相位偏移仍被保留在信号中，这一事实可以被可替代地理解为，这是移动对象的速度不确定性的结果。
为了解决相位模糊，一种选择是在虚拟阵列中包括空间重叠的虚拟天线元件。这可以通过协调物理发射机的间距与物理接收机的几何形状来实现。在图1A的示例中，如果物理发射机10(TX1)、10(TX2)的隔开距离L2减小到仅为3d个单位，则在图1B中，第一子阵列40(TX1)中的虚拟天线元件D将与第二子阵列40中(TX2)的虚拟天线元件A重合。通过强制使得重叠的虚拟天线元件具有相等的相位，可以推断出两个子阵列40(TX1)、40(TX2)之间的正确相位偏移。然而，从硬件角度来看，这种方法可能非常繁重，因为重叠对中的第二虚拟天线元件将不供应除第一虚拟天线元件之外的任何数据，因此将不会有助于获得更好的分辨率。
F.Roos、J.Bechter、N.Appenrodt、J.Dickmann和C.Waldschmidt的研究论文“线性调频信号序列调制TDM-MIMO雷达的多普勒不模糊性增强”(2018IEEE MTT-S智能移动微波国际会议(ICMIM)、2018、第1-4页、doi：10.1109/ICMIM.2018.8443352)报告了测量和模拟，其中来自具有M＝2个子阵列的虚拟阵列的数据在|ξ|＝1的情况下被成功地拟合到相位偏移方程式(5)。Roos等人希望在有可靠相位数据的情况下使用这种直接方法，以基于来自具有更多个子阵列的虚拟阵列的数据来估计ξ。
专利申请US20210293949A1描述了一种方法，其中在根据各自的速度折叠假设应用了不同的、可相互替代的相位补偿之后，最初使用来自全虚拟阵列的数据来估计多个暂定AoA值。在许多汽车应用中，如在US20210293949A1中所考虑的那些应用中，速度折叠假设的总数(即，要尝试的ξ参数的值)是可管理的，因为考虑到规定速度限制等，可以事先排除掉非常多的假设。此外，仅使用来自虚拟阵列中的单个子阵列的数据来估计参考AoA值。基于较小的数据集，参考AoA值将不太准确，但肯定不会受到频率折叠伪影的影响。从暂定AoA值中，将选择出与参考AoA最匹配的值，并且这就是该方法的输出。
专利US10627483B2是基于这样一种实现的，即在相位补偿后的虚拟阵列信号的相位中引入的误差在角度FFT频谱中产生了独特的特征。例如，角度FFT频谱可以包括由一个对象导致的两个峰值，这两个峰值通过特征角度(例如，3π/8弧度)被分离。这些特征被检测到，并且被用于校正其中|v|已经超过最大可明确检测速度vmax的情况。此外，US10627483B2描述了一种用于去除雷达阵列元件之间的相对速度诱导相移的相位补偿方法(或多普勒校正方法)。
发明内容
本公开的一目的在于，提供一种用于解决TDM MIMO FMCW雷达的虚拟阵列中的子阵列之间的相位模糊的计算上有效的方法。另一个目的在于，提出这样一种具有可配置准确度的方法，以便实施者可以根据需要选择在准确性与计算工作量之间取得平衡。另一个目的在于，提出这样一种适用于具有两个或更多个物理发射机的雷达的方法。另一个目的在于，提出一种基于来自虚拟雷达阵列的数据来估计一维或二维到达角的方法。还有一个目的在于，提供一种用于解决相位模糊的信号处理设备以及计算机程序。
这些目的中的至少一些是通过由独立权利要求限定的本发明来实现的。从属权利要求涉及到本发明的优选实施例。
在第一方面中，提供了一种用于解决TDM MIMO FMCW雷达的虚拟阵列中的子阵列之间的相位模糊的方法，该TDM MIMO FMCW雷达包括物理接收机阵列和多个物理发射机。物理接收机阵列包括：至少一行物理接收机，在第一方向上具有第一间距L1；以及物理发射机，在相同的第一方向上以第二间距L2布置。虚拟阵列中的子阵列中的每个子阵列由物理接收机的阵列与物理发射机中的一个物理发射机的组合生成(或合成)。该方法开始于，获得与具有移动对象的场景相关的距离多普勒仓的虚拟阵列信号。距离多普勒仓可以被描述为，距离多普勒频谱中的与范围区间和速度区间的组合相对应的一个元素。虚拟阵列信号包括针对虚拟阵列的每个虚拟天线元件的距离多普勒仓的一个值。接下来，使用任何适当的相位补偿方法来补偿虚拟阵列信号的速度诱导相移，并且获得补偿后的虚拟阵列信号作为输出。如果移动对象的速度超过阈值，则相位补偿方法在子阵列之间引入了相位模糊。阈值是物理常数，而不是用户配置的值；它可以等于针对单个子阵列估计出的最大明确可检测速度vmax(参见上文)或者与其成比例。接下来，基于补偿后的虚拟阵列信号的一次对应于一个子阵列的元素，来计算相对于第一方向的空间相位变化率(其可以是以弧度每米为单位的、正或负的相位增长率)。根据相对于第一方向及第二间距L2的空间相位变化率，预测子阵列对之间的空间相移。然后通过比较补偿后的虚拟阵列信号的实际相移与预测的空间相移，来确定所述子阵列对之间的残余相移。残余相移可以包括上面讨论的子阵列之间的相位偏移。最后，将残余相移的逆应用于补偿后的虚拟阵列信号。
所提出的用于解决子阵列之间的相位模糊的方法是有效的，因为空间相位变化率可以被直接计算，并且被直接用于预测子阵列对之间的空间相移。成功执行该方法而得到的输出数据是没有速度诱导相移且没有折叠诱导残余相移的虚拟阵列信号。因此，输出数据适合用于计算，就好像虚拟阵列信号是由具有相等数量天线元件的物理阵列收集的一样。
在一些实施例中，确定所述子阵列对之间的残余相移包括：计算实际相移与空间相移之间的差。可选地，它进一步包括：将实际相移与空间相移之间的差四舍五入为2π/M的倍数，其中M是在第一方向上具有隔开距离的物理发射机的数量。
在一些实施例中，确定所述子阵列对之间的残余相移包括：将实际相移计算为补偿后的虚拟阵列信号的对应于两个同源虚拟天线元件(例如，子阵列中的每个子阵列中的虚拟阵列元件A)的两个元素的相位差。在这种情况下，空间相移对应于发射机之间的相位变化，即距离L2。在其他实施例中，确定所述子阵列对之间的残余相移包括：将实际相移计算为补偿后的虚拟阵列信号的对应于两个非同源虚拟天线元件的两个元素的相位差。这两个元素不像同源虚拟天线元件那样对应于隔开了发射机间距(距离L2)的整数倍的虚拟天线元件。为了使实际相位差与子阵列对之间的空间相移相当，根据空间相位变化率来调整该实际相位差。在这种情况下，相位差可能需要增加或减少接收机间距(距离L1)的一倍或多倍乘以空间相位变化率而得到的值。一种等效的替代方案是，直接计算针对两个非同源虚拟天线元件的空间相移(例如，通过将空间相位变化率与元素的距离相乘)，使得它直接与非同源虚天线元件之间的实际相移相当，并且以与子阵列对之间的空间相移相同的方式来使用它。
在一些实施例中，根据发射调度来顺序地使用物理发射机，并且所述子阵列对相对于发射调度是连续的(例如，TX1-TX2或TX2-TX3)。在其他实施例中，该子阵列对相对于发射调度是任意排序的(例如，TX1-TX4)。
在一些实施例中，虚拟阵列在第一方向上具有等距的虚拟天线元件。特别地，第一间距L1和第二间距L2的比率可以使得虚拟阵列在第一方向上具有等距的虚拟天线元件。例如，如果L2/L1等于物理接收机的数量Mr，则情况就是这样的。等距的间距倾向于简化其中使用了该方法的输出数据的后期计算，尤其是对于AoA估计。
在一些实施例中，其中物理接收机的阵列在第一方向上具有至少两行，由此每个子阵列在第一方向上具有至少两行，残余相移被确定为多个行的平均值。这是实施者如何通过使用更多的输入数据来提高方法的准确性的示例。可替代地或附加地，通过将空间相位变化率计算为多个子阵列的平均值，可以获得类似的准确性提高。又另外，可替代地或附加地，可以针对至少另外一对(例如，具有相等空间相移的一对)子阵列来比较实际相移与空间相移，其中残余相移被确定为所有的所述子阵列对的平均值。
一些实施例的目标在于如下的情况，其中物理接收机阵列包括在第二方向上具有第三间距L3的至少一列物理接收机，并且其中物理发射机在所述第二方向上以第四间距L4布置。需要注意的是，术语“行”和“列”不是指绝对方向，而是纯理论上的命名约定。行和列也不必正交定向。在这些实施例中，该方法进一步包括：基于补偿后的虚拟阵列信号的一次对应于一个子阵列的元素，来计算相对于第二方向的(正或负的)空间相位变化率；根据相对于第二方向及第四间距L4的空间相位变化率，来计算第二子阵列对之间的第二空间相移；通过比较补偿后的虚拟阵列信号的实际相移与第二空间相移，来确定所述第二子阵列对之间的第二残余相移；以及将第二残余相移的逆应用于补偿后的虚拟阵列信号。在这些实施例中，确定并消除了由多普勒效应诱导的相对于第二空间坐标的残余相移。总体方法的输出数据将适用于二维的AoA计算，例如，被设计为返回AoA的方位角分量和仰角分量的计算。
可以预见，在一些实施例中，要确定针对虚拟阵列的所有剩余子阵列的残余相移，并应用其逆。相应地，得到的虚拟阵列信号将不受速度诱导相移和折叠诱导残余相移的影响。
在另一个实施例中，提供了一种基于由TDM MIMO FMCW雷达的虚拟阵列捕获的距离多普勒仓的虚拟阵列信号来计算移动对象的到达角的方法。该方法包括：使用以上所述的方法来处理虚拟阵列信号，并且基于处理后的虚拟阵列信号来计算到达角。
在本发明的第二方面中，提供了一种用于具有虚拟阵列的TDM MIMO FMCW雷达的信号处理设备，其中，TDM MMIMO FMCW雷达包括包含在第一方向上具有第一间距的至少一行物理接收机的物理接收机阵列，并且进一步包括在所述第一方向上以第二间距布置的多个物理发射机，其中虚拟阵列包括子阵列，每个子阵列由物理发射机中的一个物理发射机与物理接收机阵列的组合生成。信号处理设备包括处理电路，处理电路被配置为，通过执行上述方法来解决包括至少一个距离多普勒仓的虚拟阵列信号中的虚拟阵列的子阵列之间的相位模糊。
根据第二方面的信号处理设备通常共享第一方面的优点，并且它可以以同等程度的技术变化来实现。
本发明进一步涉及一种包含指令的计算机程序，所述指令用于使计算机或者特别是信号处理设备执行上述方法。计算机程序可以存储或分布在数据载体上。如本文中所使用的，“数据载体”可以是暂时性数据载体(例如，调制的电磁波或光波)或者是非暂时性数据载体。非暂时性数据载体包括易失性和非易失性存储器，例如磁性、光学或固态类型的永久性和非永久性储存介质。仍然在“数据载体”的范围内，这种存储器可以是固定安装的或者是便携式的。
通常，权利要求中使用的所有术语都应根据它们在技术领域中的普通含义来进行解释，除非本文另有明确限定。除非另有明确说明，否则所有的对“一/一个/该元素、装置、部件、手段、步骤等”的引用都应被公开解释为，是指该元素、装置、部件、收单、步骤等的至少一个实例。除非明确说明，否则本文中公开的任何方法的步骤都不必按所描述的确切顺序来执行。
附图说明
现在参考附图以示例的方式来描述各方面以及各实施例，在附图上：
图1A和图1B示出了物理发射机和物理接收机的一维阵列以及由此生成维虚拟阵列；
图2A和图2B示出了物理发射机的二维阵列、物理接收机的一维阵列以及由此生成的二维虚拟阵列；
图3A和图3B示出了物理发射机的二维阵列、物理接收机的一维阵列以及由此生成的二维虚拟阵列；
图4A和图4B示出了物理发射机和物理接收机的二维阵列以及由此生成的二维虚拟阵列；
图5是TDM操作中针对两个物理发射机的频率与时间的关系图；
图6图示了雷达观测的移动对象(上半部)的多普勒频率的频率折叠以及移动对象的观测相位如何在雷达的虚拟阵列元件之间变化；并且
图7是根据本文中的实施例的用于解决TDM MIMO FMCW雷达中的相位模糊的方法的流程图。
具体实施方式
现在将在下文中参考所附附图来更全面地描述本公开的各方面，在所附附图上示出了本发明的特定实施例。然而，这些方面可以以许多不同的形式来体现，并且不应被解释为限制；相反，通过示例的方式提供这些实施例，使得本公开将是彻底且完整的，并且将本发明的所有方面的范围充分地传达给本领域技术人员。在整个描述中，相同的附图标记指代相同的元素。
图1A示出了被配置为朝向场景发射射频(RF)波束11的物理发射机10的一维阵列以及被配置为接收由场景中的对象(未示出)反射的RF波束21的物理接收机20的一维阵列。应当理解，除了物理发射机10和物理接收机20之外，完整的雷达装备还可以包括从天线端开始向前列举的：功能级混合、模数转换、射频前端处理(基于IF信号)和数字波束成形。根据已配置的发射调度(这里对应于重复序列TX1、TX2)来使用物理发射机10(本公开考虑了作为物理发射机的排列方式的发射调度；这排除了，例如，发射调度TX1、TX1、TX2、TX2)。
相对于发射和接收的主方向(主瓣，main lobe)，对应于附图上的垂直方向，在角度θ下观察到了反射对象。角度θ对应于对象的AoA。为了避免疑问，物理发射机10通常被配置为在非零角度范围内的所有方向上进行发射，该非零角度范围包括位于角度θ时的方向，但不限于此。如图1A中所指示的，进一步地，就特定常数d而言，物理发射机10以L2＝4d个单位隔开，并且物理接收机20以L1＝d个单位的间距等距。
参考所附专利权利要求，应注意，图1A中的物理发射机10和物理接收机20满足在共同的第一方向(图1A中的水平方向)上具有非零间距的要求。虽然图1A中的物理发射机10的行和物理接收机20的行甚至被布置为彼此平行定向，但这对于方法700的适用性来说并不是必不可少的。事实上，只要物理发射机10和物理接收机20在共同的第一方向上各自具有带有非零分量的间距，则该要求就得到满足，例如，如果物理接收机20的行相对于物理发射机10的行向上倾斜，则仍然是这种情况。
图1B示出了虚拟阵列元件30的一维虚拟阵列，该一维虚拟阵列在物理发射机10的阵列与物理接收机20的阵列一起操作时生成。虚拟阵列是在这样的意义上生成的，即，在一个线性调频信号重复周期Tf期间，针对每个活动的物理发射机10，从每个物理接收机20读取一次测量数据。(回顾一下，通常需要来自多个线性调频信号重复周期的数据以用于任何的速度计算，例如用于提供多普勒FFT。换言之，数据是从针对每个虚拟阵列元件的多个线性调频信号中收集的)。由此收集到的测量数据，即虚拟阵列信号，可以被组织为具有与虚拟阵列的维度相等的维度的矩阵X。在图1B中所图示的1×8的情况下，该矩阵的外观可以是：
X＝[xTX1，A xTXi，B xTX1，C xTX1，D xTX2，A xTX2，B xTX2，C xTX2，D]， (8)
其中xTX1，A表示在被第一物理发射机10(TX1)激励时从标记为A的物理接收机20读取的测量数据，xTX2，A表示在被第二物理发射机10(TX2)激励时从同一物理接收机20读取的测量数据，并且诸以此类推。可以认为，图1B中的虚拟阵列被划分为两个子阵列40，两个子阵列各自都与提供激励的物理发射机10为一对一的关系。X中的每个测量数据条目可以是例如中频(IF)信号的数字表达，该中频信号是通过将被馈送到物理发射机10的信号与从物理接收机20接收到的信号混合而获得的。数字表达可以例如是时间样本的行矩阵。此外，X中的每个条目可以是用于从多个雷达线性调频信号中收集测量数据的数据结构；例如，测量数据条目可以被表达为，其中线性调频信号对应于行的矩阵。
除了下面要讨论的频率折叠之外，虚拟阵列信号X通常与由单个物理发射机激励的物理接收机的1×8阵列收集的物理阵列信号无法区分。
在每个子阵列40内，保留了物理接收机20的阵列的几何形状和方向，包括它们的间距L1。这通过对每个子阵列40的物理接收机20和虚拟天线元件30使用相同的标签A、B、C、D而被可视化。由同一物理接收机20生成的不同子阵列40中的两个虚拟天线元件30在本公开中将被称为同源的。在附图中，两个同源的虚拟天线元件30共享相同的标签，例如A。子阵列40的间距等于物理发射机10的间距，即，第一方向上的L2个单位。
将参考图2A和图2B、图3A和图3B、以及图4A和图4B中的示例来简要地讨论使用物理发射机10的二维阵列或物理接收机20的二维阵列或者这两者的效果。从这些示例中可以明显看出，由物理发射机10的阵列和物理接收机20的阵列生成的虚拟阵列对应于这两个阵列的卷积。关于MIMO雷达的结构和操作的一般性介绍，请参考S.Rao的“MIMO雷达”(应用报告SWRA554A、德克萨斯仪器公司、德克萨斯州达拉斯、2018年7月)。
在图2A中，物理发射机10的阵列具有两个行和两个列。列间距为L2＝4d个单位(第一方向，图上为水平)，并且行间距为L4个单位(第二方向，图上为垂直)。物理接收机20的阵列具有1×4的维度，并且具有L1＝d个单位的间距。虽然图2A中的物理发射机10被布置在两个相正交的方向上，但这种正交性对于本发明的适用性来说决不是必要的。相反，如果适用，则在第一或第二方向上具有非零分量的间距就足够了。
在图2B中示出了所获得的具有四个子阵列40的虚拟阵列，其中指示了示例性的元素间的间距。子阵列40内的连续虚拟天线元件在第一方向上的间距等于物理接收机20的间距，即L1个单位。属于子阵列对的同源虚拟天线元件30之间在第一方向上的间距是L2个单位(在TX1-TX2对和TX3-TX4对中)或者是零(在TX1-TX3对和TX2-TX4对中)。对于任何一对同源虚拟天线元件30，相对于第二方向的间距不大于L2个单位。属于子阵列对的同源虚拟天线元件30之间在第二方向上的间距是零(在TX1-TX2对和TX3-TX4对中)或者是L4个单位(在TX1-TX3对和TX2-TX4对中)。任何一对非同源虚拟天线元件之间在第一或第二方向上的间距可以被计算为这些基本距离的线性组合。例如，第三子阵列40(TX3)中的第二虚拟天线元件B与第四子阵列40(TX4)中的第三虚拟天线元件C之间的距离是L1+L2个单位。类似地，第三子阵列40(TX3)中的第三虚拟天线元件C与第四子阵列40(TX4)中的第一虚拟天线元件A之间的距离是L2-2L1个单位。
使用图2B中的虚拟阵列收集到的虚拟阵列信号可以被表达为具有以下总体外观的矩阵：
可替代地，矩阵元素可以布置在单个行中。这样，来自不同的线性调频信号的数据可以对应于矩阵的不同行。
在图3A中，物理发射机10以与图2A中不同的列间距，即第一方向上的2d个单位，来布置，并且物理接收机20的行以d、3d和d个单位顺序隔开。如图3B中所示，所获得的虚拟阵列将具有与图2B中的虚拟阵列相同的2×8的维度，但具有不同的子阵列结构。第一子阵列40(TX1)包括在虚拟阵列的第一行上的第一、第二、第五和第六虚拟天线元件30；并且第二子阵列包括第一行上的第三、第四、第七和第八虚拟天线元件。每行上的虚拟天线元件30是等距的，具有间距d。
最后，图4A示出了物理发射机10和物理接收机20都以二维图案来布置的情况。更准确地说，物理发射机10和物理接收机20在第一方向(水平)和第二方向(垂直)上以非零间距布置。所获得的虚拟阵列在图4B中示出。这里，为了避免不必要的重复，只根据物理接收机20用字母A、B、C、...、H标记了第一子阵列40(TX1)中的虚拟阵列元件30。可以理解，这种结构以及由此的同源关系在另外七个子阵列40中也相同地重复。图4A中的间距L1，L2，L3，L4可以是所指定的任何值。为了使虚拟天线元件30在第一方向上等距，一是可以设置L2/L1＝4。类似地，如果L4/L3＝2，将获得第二方向上的等距间距。
现在将参考图7中的流程图来描述用于解决TDM MIMO FMCW雷达的虚拟阵列中的子阵列40之间的相位模糊的方法700。方法700将距离多普勒仓的虚拟阵列信号处理为补偿后的虚拟阵列信号，其中残余相移已被减少或消除，同时依赖于虚拟阵列的几何特性，包括物理发射机10和物理接收机20在第一方向上的相应的间距L1，L2。如此，可以在具有通用数据输入和数据输出能力的通用处理器上执行方法700。
可替代地，可以使用具有被配置为通过编程或硬编码来执行方法700的处理电路的信号处理设备。处理电路例如可以是专用集成电路(ASIC)、现场可编程门阵列(FPGA)或芯片上系统。回顾一下，雷达信号处理链可以包括以下一系列的功能阶段，从天线端开始：混频、模数转换、射频前端处理(基于IF信号)和数字波束成形。不同的处理链可以在不同程度上整合这些阶段。如此，执行方法700的信号处理设备可以适于部署为通用雷达基带处理器、组合式前端和波束成形设备或专用数字波束成形设备。
在方法700的第一步骤702中，获得与具有移动对象的场景相关的距离多普勒仓的虚拟阵列信号。例如，距离多普勒仓可以是与移动对象的雷达反射相对应的仓，即，包含对象的距离的距离区间以及包含对象的速度的速度区间。距离多普勒仓的虚拟阵列信号可以从与多个线性调频信号相对应且与虚拟阵列的每个虚拟阵列元件相对应的多个IF信号中获得。在本公开中，术语“虚拟阵列信号”被用于指，针对虚拟阵列的每个虚拟阵列元件具有一个值的信号。在图1A中描绘的虚拟阵列的示例中，最左边的虚拟阵列元件的IF信号(即，当由第一物理发射机10(TX1)激发时，通过第一物理接收机20(标记A)收集到的数据)和六个线性调频信号c0,c1,…,c5可以具有以下的示意性结构：
其中t0,t1,…,t7是区间[0,Tc]的离散化(在实际的实现中，该离散化可以更精细，并且计算可以基于来自大量线性调频信号的数据)。xTX1,A的每一行对应于线性调频信号中的一个，并且每个条目可以被理解为该线性调频信号的时间样本。可以通过将离散谐波变换(例如DFT或FFT)应用于IF信号中的每一行来获得范围信息。如果使用FFT，则生成以下的范围频谱(“范围FFT”)：
该矩阵的行维度现在对应于范围，其中r0,r1,…,r7可以被解释为范围仓，是反射对象的径向距离上的区间。列维度仍然对应于六个线性调频信号，并且矩阵中的所有信息都是根据从图1B中最左边的虚拟阵列元件中读取的测量数据而导出的。通过对yTX1,A的每一列应用进一步的FFT，可以获得距离多普勒频谱(或“多普勒FFT”)：
矩阵zTX1,A中的每个条目(通常为复数个)可以被理解为距离多普勒频谱的离散表达中的元素。诸如vi,rj的上标应理解为是指第ith速度(或多普勒)仓且第jth距离仓，或者简称为第(i,j)th范围多普勒仓。值得注意的是，从距离多普勒频谱允许将径向朝向雷达的移动与径向远离雷达的移动区分开来的意义上来讲,速度是有符号的量。
在方法700的步骤702中获得的一个距离多普勒仓的虚拟阵列信号可以被表达为以下的矢量：
其中每个元素是针对虚拟阵列的虚拟天线元件30的距离多普勒仓，即来自方程式(12)的矩阵条目。元素之间的相移被给出为速度诱导相移、AoA诱导相移和子阵列之间的边界处的相位偏移的总和。作为虚拟阵列元件之间的路径差的结果，当AoA在虚拟天线阵列的平面中为非零时，可以观察到AoA诱导相移。在准备AoA估计时，应首先消除速度诱导相移和相位偏移。值得注意的是，一旦虚拟阵列信号Z(i,i)可用，则步骤702就完成；上述的信号处理不是方法700必不可少的部分。
在下一步骤704中，对虚拟阵列信号执行相位补偿方法，由此获得了补偿后的虚拟阵列信号：
在步骤704中使用的相位补偿方法可以是来自文献的任何本身已知的相位补偿方法。例如，可以应用在以上引用的专利公开US10627483B2中描述的相位补偿方法。该方法中使用的多普勒相位可以根据与所考虑的移动对象相对应的速度仓的代表性速度v(例如，中心速度)、线性调频信号重复时间Tr和载波频率f来计算。可用的相位补偿方法通常为了进一步的输入数据而要求子阵列读取时的相对定时，这可以根据发射调度来确定。该相对定时通常相差了图5中所示的重复时间Tr的整数倍。补偿后的虚拟阵列信号的元素的相位被给出为AoA诱导相移和子阵列边界处的相位偏移的总和。
已知的是，包括US10627483B2中描述的相位补偿在内的相位补偿方法抑制了或去除了虚拟阵列信号的速度诱导相移，同时如果移动对象的速度超过阈值vmax，也引入相位模糊。阈值可以对应于使用单个子阵列可明确检测的最大速度；参见方程式(3)，其中M＝1。关于方法700的描述的剩余部分，将假设，移动对象具有超过阈值vmax的径向速度，使得所述相位模糊——以子阵列边界处的相位偏移的形式——被包括在补偿后的虚拟阵列信号/>中。为了执行本方法700，既不需要确定移动对象的速度，也不需要将其与阈值vmax进行比较；可以根据步骤710的输出来推断是否存在残余相移。
在方法700的第三步骤706中，计算相对于第一方向的空间相位变化率。如本公开中所使用的，空间相位变化率R1(或相位增长率)是指以弧度每米或等效单位为单位的带符号的量。相对于第一方向的空间相位变化率可以被理解为，在以单位距离在第一方向上隔开且属于同一子阵列的两个虚拟阵列元件之间移动时所经历的相位上的(正或负的)变化，即，没有由于频率折叠而导致的任何中间相位偏移。空间相位变化率可以根据补偿后的虚拟阵列信号的一次仅限于一个子阵列的元素来计算。一次仅限于一个子阵列消除了相位偏移的不必要影响。
以下的方程式对于一些子阵列m，基于来自两个虚拟阵列元件的数据，提供了空间相位变化率R1的简单估计
这里，e1是在第一方向上的单位矢量，并且uTXm,A,uTXm,B是虚拟阵列元件的位置矢量，使得分母表示虚拟阵列元件的几何距离在第一方向上的投影。在本示例中，该投影等于d个单位。可替代地，空间变化率R1可以被估计为：
可以通过取得一个子阵列的平均值来获得空间相位变化率的更准确估计。在图1B中的第一子阵列40(TX1)的情况下，这种估计可以如下计算：
这三个分母等于d。值得注意的是，空间相位变化率的估计不需要基于相邻的一对虚拟天线元件。也不必以任何特定的顺序来减去来自虚拟天线元件的相位数据和位置数据；分子和分母同时改变符号这一事实可以解决这一问题。在可替代实施例中，一个子阵列的平均值被计算为：
为了进一步提高空间相位变化率估计的准确性，如果这一点在方法700的实现中得到证明，则多个子阵列上的平均也可以被应用：
其中在图1B的示例中M＝2。可替代地，在可替代实施方式中，多个子阵列的平均值被计算为：
另一种选择是使用来自统计库的软件例程来估计空间相位变化率，例如，通过以数字形式馈送例程输入数据对(x,y)，例如，
并启动y对x的回归。
在方法700的第四步骤708中，基于如在步骤706中估计的空间相位变化率和子阵列在第一方向上的间距L2来预测子阵列对之间的空间相移。如果该子阵列对相对于第一方向相邻，则将空间相移可以被预测为乘积如果在该子阵列对之间存在p个介入的子阵列，则所预测的空间相移为/>
接下来，在步骤710中，通过比较(710.1)在步骤708中预测的空间相移与补偿后的虚拟阵列信号的实际相移来确定所述子阵列对之间的残余相移。比较(710.1)适于揭示实际相移是否包括在子阵列之间的边界(或多个边界)处的非零相位偏移/>
具体而言，可以通过计算实际相移与空间相移之间的差来确定(710)所述子阵列对之间的残余相移。参考图1B，如果该比较基于同源的第一和第五虚拟阵列元件，则具有：
-实际相移：
-预测的空间相移：并且获得作为差的残余相移/>
表达式(16)可以被解释为相位偏移的估计是其中(m′,m＝(1,2)是该子阵列对的索引)。可替代地，如果该比较是基于非同源的第一和第六虚拟阵列元件，则具有：
-实际相移：
-预测的空间相移：如以上所见，由于第一和第六虚拟阵列元件在第一方向上以L1+L2个单位隔开，所以将调整项/>应用于预测的空间相移。等效地，具有相反符号的相等调整项可以应用于实际相移，由此：
-实际相移：
-预测的空间相移：无论哪种方式，调整项/>都根据空间相位变化率来提供对补偿后的虚拟阵列信号的与两个非同源虚拟天线元件相对应的两个元素的相位差的调整。
可选地，为了确定(710)所述子阵列对之间的残余相移，根据方程式(4)中的理论结果，将实际相移与空间相移之间的差四舍五入至2π/M的倍数，其中，M再次是在第一方向上具有隔开距离的物理发射机10的数量。可替代地，可以使用更一般的方程式(6)。优选地，在虚拟阵列在第一方向上具有等距的虚拟天线元件的实施例中应用至2π/M的倍数的四舍五入。在上面参考图1A至图4B讨论的示例中，该数值为M＝2。在物理发射机10的2×3的阵列中，可以具有M＝3。在图1B中的第一和第五虚拟阵列元件的示例中，在这样的四舍五入之后，该差等于2π(m-m′)ξ*/M，并且
其中进一步地，M＝2并且m-m′＝1。相信已经研究了上述推导和注释的本领域技术人员将能够鉴于方程式(6)来修改该表达式(18)，使得当使用了来自非同源的虚拟阵列元件的数据时和/或当虚拟阵列元件来自非相邻的子阵列时，该表达式也成立。值得注意的是，该子阵列对不需要为了这些计算的目的而相对于发射调度为连续的，并且如果它们是非连续的，则不需要特别的修改。
类似于步骤706，在步骤710中计算出的残余相移的准确度可以可选地通过考虑附加数据来提高。一个选择是利用来自另子阵列对的数据，该对具有相等的空间相移，并在所有这样的子阵列对上形成平均值。在图2B的示例中，对于在第一方向上具有以上计算出的距离的虚拟阵列元件对，该比较可以导致针对残余相移的以下表达式：
再次回顾，参数的差异，例如可以作为产品的自变量来进行估计，例如/>理论上，每项的分子等于相位偏移，并且在几个子阵列对上的平均将倾向于抵消随机误差，例如测量噪声。可以根据需要，添加来自其他的虚拟阵列元件对的数据，包括属于同子阵列对的对。在针对每个子阵列对来比较所对应的一对虚拟阵列元件的实施例中，可替代地，可以根据以下的原理来计算残余相移：
在该示例中，比较了该对虚拟阵列元件A和D，但应当理解，该原理被推广至虚拟阵列元件(例如，同源的阵列元件)的其他对。此外，可选的是将该差值四舍五入至2π/M的倍数，其中M＝2，因为图2A中的物理发射机10中最多有两个在第一方向上具有非零间隔。一般地，这两个物理发射机是等距的。
当物理接收机20的阵列在第一方向上具有两行或更多行时，用于提高残余相移计算的准确性的另一选项是可行的。在说明性示例中，在第一方向上定向的两行或更多行彼此平行，并且它们在第二方向上具有相互的间距。该条件在图4A中所示的情况下得到满足，其中物理接收机20以2×4的配置的布置。相应地，图4B中的虚拟阵列中的子阵列40中的每一个在(水平)第一方向上有两行，一行是A-B-C-D，并且另一行是E-F-G-H。这两行在(垂直)第二方向上以L3个单位隔开。根据步骤710的该可选实施方式，以上面讨论的各种方式中的一种方式，对于行A-B-C-D，形成了实际相移与空间相移之间的第一差，或者行内的平均值。对于行E-F-G-H，形成了实际相移与空间相移之间的第二差，或行内的平均值。为了形成第二差，可以重新使用空间相移的已预测实例。残余相移被确定为第一差和第二差的平均值。回顾一下，该表达式中的自变量项可以沿着公式(17)的路线来收集和估计。
在确定了残余相移之后，接下来是将其逆应用于补偿后的虚拟阵列信号的步骤712。在图1B的示例中，这意味着虚拟阵列信号被替代为
其中ψ1表示相对于第一方向的残余相移。逆被应用于与第二子阵列40(TX2)相对应的虚拟阵列信号的元素，即右边的四个元素。信号(19)是没有速度诱导相移并且没有折叠诱导残余相移的虚拟阵列信号。由此，它适合用于计算，例如AoA估计，就好像它是由具有相等数量(此处为八个)的天线元件的物理阵列收集的一样。
在方法700的进一步开发中，其包括用于找到相对于第二方向的第二残余相移ψ2的逆并且进行应用的步骤。这在类似于图4A和4B中所示的情况下是相关的，其中物理接收机20的阵列包括至少一列的物理接收机。假设物理接收机20在第二方向上具有第三间距L3，并且物理发射机在第二方向上具有第四间距L4。
在这些进一步的开发中，基于补偿后的虚拟阵列信号的一次对应于一个子阵列的元素来估计(步骤714)相对于第二方向的(正或负的)空间相位变化率。这可以沿着步骤706的路线来执行。更准确地说，类似于方程式(15)，该估计可以如下进行：
其中e2是第二方向上的单位矢量。根据对相对于第二方向及第四间距L4的空间相位变化率的估计计算(步骤716)第二子阵列对之间的第二空间相移，例如/>这可以沿着步骤708的路线来执行。就是说，这允许通过比较补偿后的虚拟阵列信号/>的实际相移与预测的第二空间相移，来确定(步骤718)所述第二子阵列对之间的第二残余相移ψ2。这可以沿着步骤710的路线来执行。然后可以将第二残余相移的逆应用(步骤720)到补偿后的虚拟阵列信号。这可以沿着步骤712的路线来执行。
对第一和第二残余相移这两者的逆的应用是参考补偿后的虚拟阵列信号来说明的，该虚拟阵列信号是一个具有4×2的块矩阵结构的8×8的矩阵，每个块具有2×4的维度。如在步骤712和720中，第一和第二残余相移的逆对应于以下矩阵的逐元素相乘：
其中：
在形成表达式(21)时，使用了残余相移的可加性特性以及物理发射机10相对于第二方向的等距性。等距性意味着残余相移对于第二方向上的所有连续子阵列是恒定的，即等于ψ2。可加性特性可以根据方程式(6)来实现，其中
相应地，不必确定针对所有子阵列对的残余相移，而是可以形成可加链。例如，在通过两次向下移动和一次向右移动而相关的子阵列40(TX1)和40(TX6)之间，将存在的总的残余相移ψ1+2ψ2。
以上主要参考一些实施例描述了本公开的各方面。然而，如本领域技术人员容易理解的，在本发明的范围内，除了上述公开的实施例之外的其他实施例也是同等可行的，如所附专利权利要求所限定的那样。

Claims (14)

1.一种用于解决时分复用TDM多输入多输出MIMO调频连续波FMCW雷达的虚拟阵列中的子阵列之间的相位模糊的方法，
其中，所述TDM MIMO FMCW雷达包括物理接收机阵列，所述物理接收机阵列包括在第一方向上具有第一间距的至少一行物理接收机，并且所述TDM MIMO FMCW雷达进一步包括在所述第一方向上以第二间距布置的多个物理发射机，
其中，所述虚拟阵列中的所述子阵列中的每个子阵列由所述物理发射机中的一个物理发射机与所述物理接收机阵列的组合生成，
所述方法包括：
获得与具有移动对象的场景相关的距离多普勒仓的虚拟阵列信号，所述虚拟阵列信号的每个元素对应于所述虚拟阵列的一个虚拟天线元件；
使用相位补偿方法来补偿所述虚拟阵列信号的速度诱导相移，从而获得补偿后的虚拟阵列信号，如果所述移动对象的速度超过阈值，则所述相位补偿方法在所述子阵列之间引入相位模糊；
基于所述补偿后的虚拟阵列信号的一次对应于一个子阵列的元素，计算相对于所述第一方向的空间相位变化率；
根据相对于所述第一方向及所述第二间距的所述空间相位变化率，预测子阵列对之间的空间相移；
通过比较所述补偿后的虚拟阵列信号的实际相移与所述空间相移，来确定所述子阵列对之间的残余相移；以及
将所述残余相移的逆应用于所述补偿后的虚拟阵列信号。
2.根据权利要求1所述的方法，其中，确定所述子阵列对之间的所述残余相移包括：
计算所述实际相移与所述空间相移之间的差。
3.根据权利要求2所述的方法，其中：
所述虚拟阵列在所述第一方向上具有等距的虚拟天线元件；并且
确定所述残余相移包括：将所述实际相移与所述空间相移之间的所述差四舍五入至2π/M的倍数，其中M是所述物理发射机的数量。
4.根据权利要求1所述的方法，其中，确定所述残余相移包括将所述实际相移计算为以下中的一个：
所述补偿后的虚拟阵列信号的与两个同源虚拟天线元件相对应的两个元素的相位的差，或者
所述补偿后的虚拟阵列信号的与两个非同源虚拟天线元件相对应的两个元素的相位的差，所述差根据所述空间相位变化率来调整。
5.根据权利要求1所述的方法，其中，所述物理发射机根据发射调度被顺序地使用，并且所述子阵列对相对于所述发射调度是连续的。
6.根据权利要求1所述的方法，其中，所述第一间距和所述第二间距的比率使得所述虚拟阵列在所述第一方向上具有等距的虚拟天线元件。
7.根据权利要求1所述的方法，其中：
所述物理接收机阵列在所述第一方向上具有至少两行；并且
所述残余相移被确定为多个行的平均值。
8.根据权利要求1所述的方法，其中，所述空间相位变化率被计算为多个子阵列的平均值。
9.根据权利要求1所述的方法，进一步包括：
对于具有相等空间相移的至少另一子阵列对，比较所述补偿后的虚拟阵列信号的所述实际相移与所述空间相移，
其中，所述残余相移被确定为所有的所述子阵列对的平均值。
10.根据权利要求1所述的方法，其中，
所述物理接收机阵列包括在第二方向上具有第三间距的至少一列物理接收机，并且所述物理发射机在所述第二方向以第四间距布置，
所述方法进一步包括：
基于所述补偿后的虚拟阵列信号的一次对应于一个子阵列的元素，计算相对于所述第二方向的空间相位变化率；
根据相对于所述第二方向及所述第四间距的所述空间相位变化率，计算第二子阵列对之间的第二空间相移；
通过比较所述补偿后的虚拟阵列信号的实际相移与所述第二空间相移，来确定所述第二子阵列对之间的第二残余相移；以及
将所述第二残余相移的逆应用于所述补偿后的虚拟阵列信号。
11.根据权利要求1所述的方法，进一步包括确定所述虚拟阵列的所有剩余子阵列的残余相移，并应用它们的逆。
12.一种基于由TDM MIMO FMCW雷达的虚拟阵列捕获的距离多普勒仓的虚拟阵列信号来计算移动对象的到达角的方法，包括：
使用根据权利要求1所述的方法来处理所述虚拟阵列信号；以及
基于处理后的虚拟阵列信号来计算所述到达角。
13.一种用于具有虚拟阵列的时分复用TDM多输入多输出MIMO调频连续波FMCW雷达的信号处理设备，
其中，所述TDM MIMO FMCW雷达包括物理接收机阵列，所述物理接收机阵列包括在第一方向上具有第一间距的至少一行物理接收机，并且所述TDM MIMO FMCW雷达进一步包括在所述第一方向上以第二间距布置的多个物理发射机，
其中，所述虚拟阵列包括子阵列，每个子阵列由所述物理发射机中的一个物理发射机与所述物理接收机阵列的组合生成，
所述信号处理设备包括处理电路，所述处理电路被配置为通过执行权利要求1所述的方法来解决包括至少一个距离多普勒仓的虚拟阵列信号中的所述虚拟阵列的所述子阵列之间的相位模糊。
14.一种非暂时性计算机可读存储介质，所述非暂时性计算机可读存储介质上存储有指令，所述指令当在具有处理能力的设备上执行时，实施根据权利要求1所述的方法。
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