CN117642975A - 基于多模控制的串联谐振dc-dc功率转换器 - Google Patents

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Abstract

提供了一种双向串联谐振DC‑DC功率转换器装置，其包括改进的多模控制器，在支持宽电压范围处理能力的同时消除了突发模式操作。所述转换器包括半桥开关网络和全桥开关网络，所述半桥开关网络和所述全桥开关网络与包括电感器、电容器和变压器的串联谐振阻抗耦合在一起。在正常和重负载条件下，控制器通过改变半桥开关网络和全桥开关网络的开关频率来调节转换器输出。转换器相移确保了基于转换器增益的ZVS操作。在轻负载下，所述开关频率将超过预定的最大频率，并采用第二控制模式，其中，所述开关频率设置为最大频率，并且通过使用反馈控制环路调节转换器输出，以改变两个开关网络的相移和占空比。

Description

基于多模控制的串联谐振DC-DC功率转换器
技术领域
所公开实施例的方面大体上涉及功率转换装置，更具体地，涉及用于双向串联谐振DC-DC功率转换器的控制方法。
背景技术
DC-DC功率转换器用于当今的许多电力系统。传统的DC-DC转换器级采用突发模式来处理低功耗操作。突发模式可能会产生超出法规要求的不可接受的纹波和EMI。当DC-DC级的尺寸调整为处理过压操作时，突发模式工作范围可以扩展到低功率操作以上，并进入转换器的中等工作范围，从而加剧突发模式的缺点。
基于内部相移或占空比变化的控制方法依赖于基于LLC的DC-DC转换器拓扑，该拓扑缺乏宽范围电压变化处理能力，不支持双向功率流。双有源桥拓扑方案缺乏突发模式消除，当所需功率大于额定功率时，会导致高电压应力。
全桥型串联谐振DC-DC转换器实现了高效的控制。但是，这些方案需要突发模式来实现低功率电平，并且当阻抗网络的尺寸调整为处理所需的过功率条件时，突发模式区域会扩展到具有上述缺点的中等功率电平工作范围。
因此，需要改进的定向串联谐振DC-DC功率转换器，当尺寸调整为处理过功率条件时，该转换器能够高效地处理所需的宽范围电压变化，并消除突发模式操作，以实现可靠的转换器操作。因此，希望提供解决上述至少一些问题的装置。
发明内容
所公开实施例的各方面涉及一种基于多模控制的串联谐振DC-DC功率转换器装置，其包括改进的多模控制器，该多模控制器用于在支持宽电压范围处理能力的同时消除突发模式操作。所公开实施例的各方面实现了高效的可靠性能，同时避免了在较低电流值下突发模式操作的缺点。
根据第一方面，通过一种装置获得上述以及其它目的和优点。在一个实施例中，所述装置包括由串联连接的电感器、电容器和变压器的初级绕组组成的串联谐振电路。半桥开关电路耦合在串联谐振电路与第一DC电压之间，全桥开关电路耦合在变压器的次级绕组与第二DC电压之间。所述装置包括控制器，用于接收所述第一DC电压和所述第二DC电压，并产生开关控制信号，其中，所述开关控制信号用于操作所述第一开关网络和所述第二开关网络以在所述第一DC电压与所述第二DC电压之间传输功率。所述控制器用于：从参考电压减去受控电压以产生误差信号，其中，所述受控电压是所述第一DC电压和所述第二DC电压中的一个；将控制算法应用于所述误差信号以产生控制信号；基于所述控制信号生成控制频率、控制占空比和控制相移；基于开关频率、转换器相移和转换器占空比生成所述开关控制信号。当所述控制频率大于预定的最大开关频率时，所述控制器还用于：将所述开关频率设置为等于所述最大开关频率；将所述转换器相移设置为所述控制相移；将所述转换器占空比设置为所述控制占空比。
在一种可能的实现方式中，所述控制器占空比小于百分之五十。调整控制器占空比可以避免在某些转换器工作条件下使用突发模式操作。
在一种可能的实现方式中，当功率从所述第一DC电压流向所述第二DC电压时，所述受控电压设置为等于所述第二DC电压，当功率从所述第二DC电压流向所述第一DC电压时，所述受控电压设置为等于所述第一DC电压，并且所述转换器相移被反转。以这种方式操作控制器可以在两个方向使用相同的多模式控制方案来实现高效的双向功率流。
在一种可能的实现方式中，所述控制算法包括比例加积分控制算法。PI控制算法通过可预测和易于实现的控制算法提供了良好的理想性能。
在一种可能的实现方式中，所述控制器用于通过将一个或多个线性函数应用于所述控制信号来生成所述控制频率、所述控制占空比和所述控制相移。从同一控制信号生成所有控制变量支持两种控制模式都通过单个控制环路和控制算法进行调节。
在一种可能的实现方式中，所述控制器用于基于所述控制频率与所述最大开关频率之间的比较确定控制算法增益。基于控制模式改变控制环路增益提供了一种简单且易于实现的方法，可以为两种操作模式定制控制环路。
在一种可能的实现方式中，所述控制器用于基于所述第一DC电压、所述第二DC电压和所述变压器的匝数比生成转换器增益。当所述控制频率小于所述最大开关频率时，将所述开关频率设置为等于所述控制频率；将所述转换器占空比设置为百分之五十；基于所述转换器增益生成所述转换器相移。此控制模式确保在转换器的中等功率和高功率操作期间的零电压开关(zero voltage switching，ZVS)操作。
在一种可能的实现方式中，当所述转换器增益小于预定的最大增益时，所述转换器相移设置为所述转换器增益的反余弦。使用此功能设置相移可以确保转换器的ZVS操作。
在一种可能的实现方式中，所述最大增益是基于所述高压开关网络的死时间、存储在高压侧开关的输出电容中的电荷和提供零电压开关所需的最小低压侧输出电流确定的。基于这些值选择最大增益可以确保HV侧开关的ZVS操作。
根据第二方面，上述和其它目的和优点是通过一种用于操作基于多模控制的串联谐振DC-DC功率转换器装置的方法获得的。在一个实施例中，该装置包括串联谐振电路，其中，所述串联谐振电路由串联连接的电感器、电容器和变压器的初级绕组组成。所述装置还包括耦合在所述串联谐振电路与第一DC电压之间的半桥开关电路，以及耦合在变压器的次级绕组与第二DC电压之间的全桥开关电路。在所述实施例中，所述方法包括通过从参考电压减去受控电压，生成误差信号，其中，所述受控电压是所述第一DC电压和所述第二DC电压中的一个；通过将控制算法应用于误差信号，生成控制信号；基于所述控制信号生成控制频率、控制占空比和控制相移；比较所述控制频率与预定的最大开关频率。当所述控制频率大于所述预定的最大开关频率时，所述方法包括：将转换器开关频率设置为等于所述最大开关频率；将所述转换器相移设置为所述控制相移；将所述转换器占空比设置为所述控制占空比；基于所述开关频率、所述转换器相移和所述转换器占空比生成开关控制信号。所述开关控制信号用于操作所述第一开关网络和所述第二开关网络，以在所述第一DC电压与所述第二DC电压之间传输功率。
在一种可能的实现方式中，当功率从所述第一DC电压流向所述第二DC电压时，所述方法包括将所述受控电压设置为等于所述第二DC电压，当功率从所述第二DC电压流向所述第一DC电压时，所述方法包括将所述受控电压设置为所述第一DC电压，并且反转所述转换器相移。这些步骤支持相同的控制方法使用相同的基本控制方案提供双向功率流。
在一种可能的实现方式中，所述控制算法包括比例加积分(proportional plusintegral，PI)控制算法。PI控制算法通过可预测和易于实现的控制算法提供了良好的理想性能。
在一种可能的实现方式中，所述控制算法包括控制算法增益，所述方法包括基于所述控制频率与所述最大开关频率之间的比较确定控制算法增益。基于控制模式改变控制环路增益提供了一种简单且易于实现的方法，可以为两种操作模式定制控制环路。
在一种可能的实现方式中，当所述控制频率小于所述预定的最大开关频率时，所述方法包括：将所述开关频率设置为等于所述控制频率；将所述转换器占空比设置为百分之五十；基于所述第一DC电压、所述第二DC电压和所述变压器的匝数比生成转换器增益；基于所述转换器增益生成所述转换器相移。此控制模式确保在转换器的中等功率和高功率操作期间的ZVS操作。
在一种可能的实现方式中，所述方法还包括基于所述高压开关网络的死时间、存储在高压侧开关的输出电容中的电荷以及提供零电压开关所需的最小低压侧输出电流确定最大增益。当转换器增益小于最大增益时，所述方法基于所述转换器增益的反余弦生成所述转换器相移。使用此功能设置相移可以确保转换器的ZVS操作。
示例性实施例的这些和其它方面、实现方式和优点将从结合附图考虑的本文描述的实施例中变得显而易见。但应理解，此类描述和附图仅用于说明的目的，而不能作为对所公开发明的限制；对本发明的任何限制，应参考所附权利要求书。本发明的附加方面和优点将在随后的说明书阐述，并且，部分方面和优点在说明书中显而易见，或者可以通过实施本发明而了解。此外，本发明的方面和优点可以通过所附权利要求书中特别指出的手段或结合方式实现和获得。
附图说明
在本发明的以下详述部分中，将参考附图中所示出的示例性实施例来详细解释本发明，其中，相同的附图标记指示相同的元件。
图1结合所公开实施例的各方面示出了采用多模控制器的示例性双向串联谐振DC-DC功率转换器设备的图。
图2结合所公开实施例的各方面示出了在功率流从高压(high voltage，HV)侧到低压(low voltage，LV)侧的情况下，在第一操作模式期间示例性串联谐振DC-DC功率转换器拓扑的关键操作波形的图。
图3结合所公开实施例的各方面示出了转换器增益与转换器相移之间的关系的图。
图4结合所公开实施例的各方面示出了在功率流从HV侧到LV侧的情况下，在第二操作模式期间示例性串联谐振DC-DC功率转换器拓扑的关键操作波形的图。
图5结合所公开实施例的各方面示出了在功率流从HV侧到LV侧的情况下，在第二操作模式期间示例性串联谐振DC-DC功率转换器拓扑的关键操作波形的第二可能集合的图。
图6结合所公开实施例的各方面示出了用于操作双向串联谐振DC-DC功率转换器的示例性方法的流程图。
具体实施方式
参考图1，示出了采用多模控制器110的示例性串联谐振DC-DC功率转换器装置100的示意性框图。所公开实施例的示例性装置100针对改进的串联谐振DC-DC功率转换装置100，其包括改进的多模控制器110，该改进的多模控制器110用于在支持宽电压范围处理能力的同时消除突发模式操作。装置100适合用作功率转换系统中的DC-DC转换级，该功率转换系统例如用于将电网功率转换为调节DC功率以便为电信设备供电的AC-DC整流器系统，或光伏系统中使用的用于将DC功率转换为AC功率的DC-AC逆变器系统。
如图1所示，在一个实施例中，装置100包括串联谐振电路(Z)。在一个实施例中，串联谐振电路(Z)包括串联连接的电感器(L)、电容器(C)和变压器(T)的初级绕组106。半桥开关电路102耦合在串联谐振电路(Z)与第一DC电压(VDC1)之间。全桥开关电路104耦合在变压器(T)的次级绕组108与第二DC电压(VDC2)之间。
在一个实施例中，控制器110用于接收第一DC电压(VDC1)、第二DC电压(VDC2)，并产生开关控制信号(S'1、S'2、S'3、S'5、S'5、S'6)。开关控制信号(S'1、S'2、S'3、S'5、S'5、S'6)用于操作第一开关网络102和第二开关网络104，以在第一DC电压(VDC1)与第二DC电压(VDC2)之间传输功率。
在一个实施例中，控制器110用于从参考电压(Vref)减去受控电压(VC)以产生误差信号(e)。受控电压是第一DC电压(VDC1)和第二DC电压(VDC2)中的一个。
控制器110还用于将控制算法126应用于误差信号(e)，以产生控制信号(c)，基于控制信号(c)产生控制频率(fsPI)、控制占空比(DPI)和控制相移(θPI)。控制器110用于基于开关频率(fs)、转换器相移(θs)和转换器占空比(Ds)生成开关控制信号(S'1、S'2、S'3、S'5、S'5、S'6)。
在一个实施例中，当控制频率fsPI大于预定的最大开关频率fs,max时，控制器110还用于：将开关频率fs设置为等于最大开关频率fs,max；将转换器相移θs设置为控制相移θPI；将转换器占空比Ds设置为控制占空比DPI。
在一个实施例中，装置100包括串联谐振DC-DC功率转换器拓扑132。串联谐振DC-DC功率转换器拓扑132具有在转换器拓扑132的高压(high voltage，HV)侧128上、配置成与第一DC电压VDC1耦合的半桥开关网络102，以及在转换器拓扑132的低压(low voltage，LV)侧130上、配置成与第二DC电压VDC2耦合的全桥开关网络104。
半桥开关网络102通过串联谐振电路Z和变压器T耦合到全桥开关网络104。串联谐振电路Z包括串联连接的电感器L、电容器C和变压器T的初级绕组106。变压器T的次级绕组108耦合到全桥开关网络104。在一个实施例中，变压器T在初级绕组106与次级绕组108之间的匝数比为N比1，即N:1。
半桥开关网络102用于在第一DC电压VDC1与第一AC电压vac1之间转换，全桥开关网络106用于在第二DC电压VDC2与第二AC电压vac2之间转换。阻抗Z和变压器耦合两个AC电压vac1、vac2。将电容器C与电感器L和初级绕组106串联连接，消除了由HV侧128上的半桥开关网络102产生的DC偏置。
两个串联连接的开关器件S1、S2形成半桥开关网络102，配置成H桥的四个开关器件S3、S4、S5、S6形成全桥开关网络104。在示例性装置100中，开关器件S1、S2、S3、S4、S5、S6用金属氧化物半导体场效应晶体管(metal oxide semiconductor field effect transistor，MOSFET)实现，但是，在不偏离本发明的精神和范围的情况下，可以有利地采用能够在所需频率下切换所需功率的任何合适的开关器件。本文所使用的开关或开关器件在导电电流时称为“导通”或“闭合”，而开关或开关器件在不导电电流时称为“关断”或“断开”。
当需要时，第一链路电容器C1可以与第一DC电压VDC1并联耦合，第二链路电容器C2可以与第二DC电压VDC2耦合，以在转换器拓扑132的输入端和输出端处提供功率调节。
控制器110耦合到转换器拓扑132，并用于接收第一DC电压VDC1和第二DC电压VDC2，并产生一组开关控制信号S'1、S'2、S'3、S'5、S'5、S'6，其中，每个开关控制信号S'1、S'2、S'3、S'5、S'5、S'6耦合到开关器件S1、S2、S3、S4、S5、S6中的相应一个。控制器调节开关控制信号S'1、S'2、S'3、S'5、S'5、S'6以适当地操作(即闭合和断开)每个开关器件S1、S2、S3、S4、S5、S6，从而控制通过转换器拓扑132的功率流，并在第一DC电压VDC1与第二DC电压VDC2之间传输功率。在某些实施例中，在控制器110与开关网络102、104之间使用栅极驱动器有利于放大和隔离开关控制信号S'1、S'2、S'3、S'5、S'5、S'6。
控制器110用于调整开关控制信号S'1、S'2、S'3、S'5、S'5、S'6，以基于参考电压Vref调节转换器拓扑132的输出电压，其中，参考电压对应于装置100的期望输出。转换器拓扑132的输出可以是第一DC电压VDC1或第二DC电压VDC2，这取决于所需的功率流方向。输出电压的调节由控制器110使用反馈控制环路134来实现，该反馈控制环路134用于比较受控电压VC与参考电压Vref。受控电压VC对应于所需的转换器输出电压，该所需的转换器输出电压可以是第一DC电压VDC1或第二DC电压VDC2，并且参考电压Vref是对应于所需的转换器输出电压的设定点或信号。
示例性控制器110用于基于单个控制策略支持双向功率流。为了反转功率流的方向，在第一DC电压VDC1与第二DC电压VDC2之间交换控制电压VC，并且可以通过将转换器相移θs乘以(138)流动方向信号Fd来反转转换器相移，其中，方向信号的值为正负1，即±1。作为理解的帮助，正或正向功率流定义为功率从第一DC电压VDC1流向第二DC电压VDC2。为了实现正向功率流，受控电压VC设置为第二DC电压VDC2，并且流动方向信号Fd的值为正1(+1)。对于反向功率流，受控电压VC设置为第一DC电压VDC1，并且流动方向信号Fd的值为负1(–1)，从而反转转换器相移θs。
控制环路134从参考电压Vref减去受控电压VC以产生误差信号e。将控制环路增益Km和控制算法126应用于误差信号e以产生控制信号c，然后通过对控制信号c施加相应的线性运算Fm、Dm、θm来使用控制信号c生成控制频率fsPI、控制占空比DPI和控制相移θPI。在某些实施例中，可能需要基于模式信号x为控制环路增益Km选择不同的值，其中，模式信号x表示控制器的操作模式。
控制器110操作模式基于控制频率fsPI和预定的最大开关频率fs,max确定。将控制频率fsPI与预定的最大开关频率fs,max进行比较(124)，以产生模式信号x。当控制频率fsPI小于预定的最大开关频率fs,max时，模式信号x被设置为假或逻辑0，并且控制器在第一操作模式(在此处也称为模式1)下操作。当控制频率fsPI大于或等于预定的最大开关频率fs,max时，模式信号x被设置为真或逻辑1，并且控制器在第二操作模式(在此也称为模式2)下操作。
在模式1下操作时，转换器开关频率fs设置为控制频率fsPI，转换器输出通过改变转换器开关频率fs来调节。半桥开关网络102和全桥开关网络104都在相同的转换器开关频率fs下操作，并且在示例性控制器110中基于由模式信号x表示的操作模式选择(120)转换器开关频率fs。
当在模式2下操作时，转换器开关频率fs被设置为预定的最大开关频率fs,max，并且转换器输出基于控制占空比DPI和控制相移θPI进行调节。在示例性控制器110中，当模式信号x指示转换器在模式2下操作时，选择(122)控制占空比DPI和控制相移θPI作为转换器相移θs，以及转换器占空比Ds。
由控制器生成的开关频率fs通过电压控制振荡器112转换为操作信号116，其中，操作信号116可以是三角波、锯齿波或适于生成具有开关频率fs的主频的开关控制信号S'1、S'2、S'3、S'5、S'5、S'6的其它所需的操作信号116。操作信号116与转换器相移θs和转换器占空比Ds一起提供给相移和占空比生成级114，以生成开关控制信号S'1、S'2、S'3、S'5、S'5、S'6，该开关控制信号用于操作半桥开关网络102和全桥开关网络104。
当在模式1下操作时，示例性控制器110将转换器占空比Ds设置(122)为固定占空比D'，并将转换器相移θs设置为模式1相移θ'。如下文将进一步讨论的，基于转换器增益M生成模式1相移θ'136，其中，转换器增益M是通过将第二DC电压VDC2乘以(118)变压器匝数比N的两倍，并除以(134)第一DC电压VDC1来确定的。
图2示出了在功率流从转换器的HV侧128到LV侧130的情况下，在第一操作模式期间示例性串联谐振DC-DC功率转换器拓扑132的关键操作波形的图200。在图200中，描绘时间沿着水平轴202、204、206向右增加，描绘信号幅度沿着垂直轴208向上增加。半桥开关网络102的开关器件S1和S2的导通和关断状态在图208中描绘，高频开关网络104的开关器件S3、S4、S5和S6的导通和关断状态在图210中描绘，其中，216表示开关器件S3和S6的导通状态，218表示开关器件S4和S5的导通状态。
图214描绘了在开关网络的一个完整周期期间的第一AC电压vac1、第二AC电压vac2和电感器电流iL，其中，描绘该周期沿时间轴206在时间0与T之间。第一AC电压vac1由半桥开关网络102生成，并在零与第一DC电压VDC1之间变化，而第二AC电压vac2在正负第二DC电压VDC2之间变化。
图200示出了模式1期间的转换器操作，其中，电流足以支持HV侧128开关器件S1、S2的零电压开关(zero voltage switching，ZVS)操作。在模式1期间，AC电压vac1、vac2通过激励串联谐振阻抗Z生成接近正弦电流iL，如图214所示。具有接近正弦电流会产生较低的电流应力和较低的高阶谐波，从而在变压器T和电感器L中产生较低的传导和磁芯损耗。在模式1操作期间，开关网络102、104以接近百分之五十的占空比(D＝50％)操作，即，接近相等的导通和关断时间，如图210和212所示。在模式1操作期间，第一AC电压vac1在零伏特与+VDC1伏特之间变化，而第二AC电压vac2在–VDC2与+VDC2伏特之间波动。
作为理解的帮助，下文分析假设正向功率流，其中，功率从第一DC电压VDC1流向第二DC电压VDC2。应当理解，同样的分析同样适用于反向功率流，其中，交换受控电压VC并反转流信号Fd，如上所述。
将基本分量分析应用于转换器拓扑132，示出了由等式(1)和等式(2)给出的LV侧130处的平均功率Po2和电流Io2：
其中，θ表示第一AC电压vac1与第二AC电压vac2之间的相移。相移可以在–π/2≤θ≤+π/2的范围内变化，其中，符号确定第一DC电压VDC1其它HV侧128与第二DC电压VDC2或LV侧130之间的功率流方向。正相移+θ表示从高压侧128到LV侧130的功率流，负相移–θ表示从LV侧130到HV侧128的功率流。
阻抗上的电压增益M如等式(3)所示：
取决于开关频率fs的阻抗Z如等式(4)所示：
转换拓扑132中的传导损耗主要取决于电感器电流ILrms的均方根值，其可以如等式(5)所示计算：
对于平均输出电流Io2的给定值，最小均方根电感器电流ILrmsmin可以通过取最小均方根电感器电流除以平均输出电流ILrms/Io2相对于相移θ的一阶导数并将其设置为零来找到。结果如等式(6)所示：
将等式(6)替换为等式(5)，给出了最小均方根电感器电流ILrmsmin与平均输出电流Io2之间的关系，如等式(7)所示：
等式(7)表明，对于增益大于1，即M>1，电流随增益M的增加成比例增加。变压器匝数比N的适当选择是使用等式(3)选择使增益M小于或等于1(M≤1)的变压器匝数比N。将等式(6)替换为等式(2)给出的输出电流Io2，产生输出电流的关系，如等式(8)所示：
在增益等于1(M＝1)的情况下，等式(6)显示相移为零(θ＝0)，这根据等式(8)产生为零的输出电流Io2。在输出电流为零的情况下操作转换器拓扑132存在问题，必须避免。为确保ZVS，转换器增益M应限制在小于1的某个最大值Mmax(M<1)，并产生足够大的输出电流以维持ZVS。
图3示出了转换器增益M与相移θ之间的关系的图300。图300中绘制的关系在上文导出，并由等式(6)给出。在图300中，描绘转换器增益M沿水平轴302向右增加，并且描绘相移θ以弧度为单位沿垂直轴304向上增加。
对应于最大转换器增益Mmax的最小相移θmin由等式(9)给出：
θmin＝cos-1 Mmax (9)。
等式(6)和等式(9)可以组合以形成单一关系，如等式(10)所示：
θ＝cos-1M对于M<Mmax(10)。
为了确保HV侧128开关器件S1、S2的ZVS操作，最小相移θmin必须对应于足以在死时间td1期间从HV侧128开关器件S1、S2的输出电容Coss中去除电荷的电感器电流iL。此选择取决于等式(11)中所示的最大转换器增益Mmax的选择：
其中，Io2,min,zvs是LV侧130处的最小输出电流，在该最小输出电流之上，HV侧开关器件S1、S2的ZVS得到保证。LV侧开关器件S3、S4、S5、S6的ZVS始终如等式(10)所示保证。
如上所述，相移θ由转换器增益M限定，因此平均输出电流Io2可以通过改变阻抗Z来改变，阻抗Z随开关频率fs而变化，如等式(2)和等式(4)所示。因此，提供给定最大输出电流Io2max所需的最小阻抗Zmin可以基于最大转换器增益Mmax和最小输入DC电压VDC1,min计算，如等式(12)所示：
其中，VDC1,min是给定的最小输入电压，fs,min是给定的最小开关频率。为了以电感方式表现，谐振频率fr应小于最小开关频率fs,min，其中，谐振频率由等式(13)给出：
形成阻抗Z的L和C的值可以通过同时求解等式(12)和等式(13)来确定。
通过上述分析，当开关频率低于最大设计开关频率fs,maxn时，可以实现如图200所示的模式1操作。在模式1下，通过基于控制频率fPI改变开关频率fs来调节输出，并且通过将等式(10)应用于转换器增益M来生成相移θ。
等式(2)和等式(4)表明，当开关频率处于其最小值fs,min时，平均输出电流Io2处于其最大值，当开关频率处于其最大值fs,max时，平均输出电流Io2处于其最小值。最大开关频率fs,max是基于转换器拓扑132的硬件规格定义的预定值。
当输出电流低于最小值时，传统的功率转换器实现突发模式操作。但是，突发模式可能会产生超出法规要求的不可接受的纹波和EMI。当转换器增益M在宽电压范围内变化时，可以促使功率转换装置100提供高于其额定输出功率的功率电平，并且突发模式工作范围可以转换到更高的功率电平，通常转换到转换器的中等工作范围。当突发模式以较高的电流电平启动时，开关器件的可靠性降低，可能导致转换器故障。因此，希望消除突发模式操作。
有益地，示例性控制器110避免使用突发模式，而是使用第二控制模式，在此称为模式2。在模式1期间，电感器电流iL几乎是正弦的，开关网络的占空比D设置为百分之五十，如图200所示。相比之下，模式2期间的电感器电流iL变为分段线性，并以两种不同的模式表现，产生两个子模式。
图4示出了在功率流从转换器的HV侧128到LV侧130的情况下，在第二操作模式期间示例性串联谐振DC-DC功率转换器拓扑132的关键操作波形的图400。在图400中，描绘时间沿着水平轴402、404、406向右增加，描绘信号幅度沿着垂直轴408向上增加。半桥开关网络102的开关器件S1和S2的导通和关断状态在图410中描绘，高频开关网络104的开关器件S3、S4、S5和S6的导通和关断状态在图412中描绘，其中，416表示开关器件S3和S6的导通状态，418表示开关器件S4和S5的导通状态。
图414描绘了在开关网络的一个完整周期期间的第一AC电压vac1、第二AC电压vac2和电感器电流iL，其中，沿时间轴406表示周期，从时间0开始，到时间T结束。第一AC电压vac1由半桥开关网络102生成，并在零与第一DC电压VDC1之间变化，而第二AC电压vac2在正负第二DC电压VDC2之间变化。
图5示出了在功率流从转换器的HV侧128到LV侧130的情况下，在第二操作模式期间示例性串联谐振DC-DC功率转换器拓扑132的关键操作波形的第二可能集合的图500。在图500中，描绘时间沿着水平轴502、504、506向右增加，描绘信号幅度沿着垂直轴508向上增加。半桥开关网络102的开关器件S1和S2的导通和关断状态在图510中描绘，高频开关网络104的开关器件S3、S4、S5和S6的导通和关断状态在图512中描绘，其中，516表示开关器件S3和S6的导通状态，518表示开关器件S4和S5的导通状态。
图514描绘了在开关网络的一个完整周期期间的第一AC电压vac1、第二AC电压vac2和电感器电流iL，其中，沿时间轴506表示周期，从时间0开始，到时间T结束。第一AC电压vac1由半桥开关网络102生成，并在零与第一DC电压VDC1之间变化，而第二AC电压vac2在正负第二DC电压VDC2之间变化。
与在第一操作模式期间产生并在上文的图200中示出的近正弦电感器电流相比，在模式2期间流动的减小的电感器电流iL产生如图414和514中所示的分段线性电感器iL电流。
当控制频率fsPI等于或超过最大开关频率fs,max时，第二控制模式被启用。在第二控制模式下，开关频率fs设置为等于最大开关频率fs,max，转换器相移θs设置为控制相移θPI，转换器占空比Ds设置为控制占空比DPI，其中，控制占空比DPI和控制相移θPI是基于控制算法126产生的控制信号c生成的。当需要时，可以通过将线性函数Dm、θm分别应用于控制占空比DPI和控制相移θPI来生成控制占空比DPI和控制相移θPI。
如图400和图500所示，改变转换器相移θs和转换器占空比Ds产生分段线性电感器电流iL，从而形成两个子模式。当第一AC电压420的上升沿领先第二AC电压422的上升沿时，第一子模式发生，如图414所示。当第一AC电压520的上升沿在第二AC电压522的上升沿之后时，第二子模式发生，如图514所示。
在图400和图500所示的第二操作模式下，由于不可能遵守等式(10)中给出的关系，因此不能维持最小均方根电流。但是，由于转换器增益小于最大增益M<Mmax，ZVS保持不变。
在图400所示的第一子模式期间，LV侧开关器件确实经历硬开关，而对于图500所示的第二子模式，所有LV侧开关器件都使用ZVS操作。图500所示的第二子模式通常发生在较低的功率电平下，因此对转换器的性能没有显著影响。
在示例性控制器110中，当控制频率fsPI等于或大于最大开关频率fs,max时，该第二控制模式被启用。在这种情况下，比较器124输出的模式信号x为真或逻辑1，使得开关频率fs被设置(120)为最大频率fs,max，相移θs被设置为控制相移θPI，占空比Ds被设置为控制占空比DPI。
上述并由示例性控制器110执行的控制方案可以使用任何合适的硬件、软件或其组合来实现，并且可以根据需要包括模拟和数字电路。例如，控制器110可以使用微控制器(MCU)或其它计算或处理设备来实现，或者控制器110可以根据需要基于数字和/或模拟电路的任何合适组合来实现。
参考图6，可以看到用于操作串联谐振DC-DC功率转换器拓扑(例如上文参考图1描述的双向串联谐振DC-DC功率转换器拓扑132)的示例性方法600的流程图。所公开实施例的示例性方法600涉及一种用于应用多模控制策略以在串联谐振DC-DC功率转换装置中实现双向功率流的方法。方法600使用一种控制模式确保ZVS操作并在转换器在可变开关频率范围内操作时调节转换器输出，以及第二控制模式以消除转换器在其最大开关频率下操作时的突发操作。
在一个实施例中，功率转换装置包括由串联连接的电感器、电容器和变压器的初级绕组组成的串联谐振电路。所述装置还包括耦合在所述串联谐振电路与第一DC电压之间的半桥开关电路，以及耦合在变压器的次级绕组与第二DC电压之间的全桥开关电路。
该方法通过从参考电压Vref减去受控电压VC来生成(602)误差信号e。受控电压是实际的转换器输出，其可以是第一DC电压VDC1或第二DC电压VDC2中的任一个，这取决于所需的功率流方向。参考电压Vref是表示转换器的所需输出的信号或设定点。
双向转换器操作是通过选择受控电压实现的。当期望正向功率流时，功率从第一DC电压VDC1流向第二DC电压VDC2，方法600将受控电压VC设置为等于第二DC电压VDC2。当需要反向功率流时，功率从第二DC电压VDC2流向第一DC电压VDC1，方法600将受控电压VC设置为第一DC电压VDC1，并反转转换器相移θs。
通过将控制算法应用于误差信号e，生成控制信号604。在一个实施例中，控制算法包括比例加积分控制算法。或者，任何合适类型的环路补偿都可以有利地用作控制算法。当需要时，控制算法增益Km可以应用于控制算法。在一个实施例中，基于控制频率fsPI与最大开关频率fs,max之间的比较，为控制算法增益Km选择不同的值是有益的。
该方法基于控制信号c生成(606)控制频率fsPI、控制占空比DPI和控制相移θPI。当需要时，可以将各种线性操作应用于控制信号c以生成控制频率fsPI、控制占空比DPI和控制相移θPI作为设计选择的问题。
基于控制频率fsPI和预定的最大开关频率fs,max的比较608来选择转换器操作模式。预定的最大开关频率fs,max可以基于由方法600控制的串联谐振DC-DC功率转换器拓扑内的组件的规格来选择。
当控制频率fsPI大于预定的最大开关频率fs,max时，方法600将转换器开关频率fs设置(610)为等于最大开关频率fs,max，将转换器相移θs设置(612)为控制相移θPI，并将转换器占空比Ds设置(614)为控制占空比DPI。将开关频率固定在最大开关频率fs,max支持控制器避免突发模式，并通过改变转换器相移θs和转换器占空比Ds来调节转换器输出。
当控制频率fsPI小于预定的最大开关频率fs,max时，控制器通过改变开关频率来调节转换器输出。在该操作模式下，转换器将开关频率fs设置(616)为等于控制频率fsPI，并将转换器占空比Ds设置(618)为恒定值百分之五十(50％)。
高效的转换器操作需要在至少中等和高负载运行期间的ZVS开关。为了确保ZVS操作，方法600基于第一DC电压VDC1、第二DC电压VDC2和变压器T的匝数比N生成(620)转换器增益M。基于转换器增益M生成(622)转换器相移θs。
如上所述，等式(10)可用于基于转换器增益M确定合适的转换器相移θs。最大增益Mmax基于高压开关网络102的死时间td1、存储在高压侧开关器件S1的输出电容Coss中的电荷以及提供零电压开关所需的最小低压侧输出电流确定。当转换器增益M小于最大增益Mmax时，方法600基于转换器增益的反余弦cos–1M生成(622)转换器相移θs。
一旦生成了转换器开关频率fs、转换器占空比Ds和转换器相移θs，则基于转换器开关频率fs、转换器相移θs和转换器占空比Ds生成(624)开关控制信号S'1、S'2、S'3、S'5、S'5、S'6。开关控制信号S'1、S'2、S'3、S'5、S'5、S'6如上文所述用于操作第一开关网络102和第二开关网络104，以在第一DC电压VDC1与第二DC电压VDC2之间传输功率。
因此，尽管文中已示出、描述和指出应用于本发明的示例性实施例的本发明的基本新颖特征，但应理解，本领域技术人员可以在不脱离本发明的精神和范围的情况下，对所示出的设备和方法的形式和细节以及设置操作进行各种省略、取代和改变。进一步，明确地希望以大体相同的方式执行大体相同的功能以实现相同结果的那些元件的所有组合均在本发明的范围内。此外，应认识到，结合所公开的本发明的任何形式或实施例进行展示和/或描述的结构和/或元件可作为设计选择的通用项而并入所公开或描述或建议的任何其它形式或实施例中。因此，其意图仅如所附权利要求的范围所表明的那样加以限制。

Claims (15)

1.一种装置(100)，其特征在于，包括：
串联谐振电路(Z)，所述串联谐振电路(Z)包括串联连接的电感器(L)、电容器(C)和变压器(T)的初级绕组(106)；
半桥开关电路(102)，耦合在所述串联谐振电路(Z)与第一DC电压(VDC1)之间；
全桥开关电路(104)，耦合在所述变压器(T)的次级绕组(108)与第二DC电压(VDC2)之间；
控制器(110)，用于接收所述第一DC电压(VDC1)、所述第二DC电压(VDC2)，并产生开关控制信号(S'1、S'2、S'3、S'5、S'5、S'6)，其中，所述开关控制信号(S'1、S'2、S'3、S'5、S'5、S'6)用于操作所述第一开关网络(102)和所述第二开关网络(104)以在所述第一DC电压(VDC1)与所述第二DC电压(VDC2)之间传输功率，
其中，所述控制器(110)用于：
从参考电压(Vref)减去受控电压(VC)以产生误差信号(e)，其中，所述受控电压是所述第一DC电压(VDC1)和所述第二DC电压(VDC2)中的一个；
将控制算法(126)应用于所述误差信号(e)以产生控制信号(c)；
基于所述控制信号(c)生成控制频率(fsPI)、控制占空比(DPI)和控制相移(θPI)；
基于开关频率(fs)、转换器相移(θs)和转换器占空比(Ds)生成所述开关控制信号(S'1、S'2、S'3、S'5、S'5、S'6)，
其中，当所述控制频率(fsPI)大于预定的最大开关频率(fs,max)时，所述控制器(110)还用于：
将所述开关频率(fs)设置为等于所述最大开关频率(fs,max)；
将所述转换器相移(θs)设置为所述控制相移(θPI)；
将所述转换器占空比(Ds)设置为所述控制占空比(DPI)。
2.根据权利要求1所述的装置(100)，其特征在于，所述控制器(110)占空比小于百分之五十(50％)。
3.根据权利要求1所述的装置(100)，其特征在于，
当功率从所述第一DC电压(VDC1)流向所述第二DC电压(VDC2)时，所述受控电压(VC)设置为等于所述第二DC电压(VDC2)，
当功率从所述第二DC电压(VDC2)流向所述第一DC电压(VDC1)时，所述受控电压(VC)设置为等于所述第一DC电压(VDC1)，并且所述转换器相移(θs)被反转。
4.根据上述权利要求中任一项所述的装置(100)，其特征在于，所述控制算法(126)包括比例加积分控制算法。
5.根据上述权利要求中任一项所述的装置(100)，其特征在于，所述控制器(110)用于通过将一个或多个线性函数应用于所述控制信号(c)来生成所述控制频率(fsPI)、所述控制占空比(DPI)和所述控制相移(θPI)。
6.根据上述权利要求中任一项所述的装置(100)，其特征在于，所述控制器(110)用于基于所述控制频率(fsPI)与所述最大开关频率(fs,max)之间的比较确定控制算法增益(Km)。
7.根据上述权利要求中任一项所述的装置(100)，其特征在于，所述控制器(110)用于基于所述第一DC电压(VDC1)、所述第二DC电压(VDC2)和所述变压器(T)的匝数比(N)生成转换器增益(M)，当所述控制频率(fsPI)小于所述最大开关频率(fs,max)时：
将所述开关频率(fs)设置为等于所述控制频率(fsPI)；
将所述转换器占空比(Ds)设置为百分之五十(50％)；
基于所述转换器增益(M)生成所述转换器相移(θs)。
8.根据权利要求7所述的装置(100)，其特征在于，当所述转换器增益(M)小于预定的最大增益(Mmax)时，所述转换器相移(θs)设置为所述转换器增益的反余弦(cos–1M)。
9.根据权利要求8所述的装置(100)，其特征在于，所述最大增益(Mmax)是基于所述高压开关网络(102)的死时间(td1)、存储在高压侧(128)开关(S1)的输出电容(Coss)中的电荷以及提供零电压开关所需的最小低压侧输出电流确定的。
10.一种用于控制串联谐振DC-DC功率转换器拓扑(132)的方法(600)，其特征在于，所述串联谐振DC-DC功率转换器拓扑(132)包括：
串联谐振电路(Z)，所述串联谐振电路(Z)包括串联连接的电感器(L)、电容器(C)和变压器(T)的初级绕组(106)；
半桥开关电路(102)，耦合在所述串联谐振电路(Z)与第一DC电压(VDC1)之间；
全桥开关电路(104)，耦合在所述变压器(T)的次级绕组(108)与第二DC电压(VDC2)之间；
其中，所述方法(600)包括：
通过从参考电压(Vref)减去受控电压(VC)，生成(602)误差信号(e)，其中，所述受控电压是所述第一DC电压(VDC1)和所述第二DC电压(VDC2)中的一个；
通过将控制算法应用于误差信号(e)，生成(604)控制信号(c)；
基于所述控制信号(c)生成(606)控制频率(fsPI)、控制占空比(DPI)和控制相移(θPI)；
比较(608)所述控制频率(fsPI)与预定的最大开关频率(fs,max)，
当所述控制频率(fsPI)大于所述预定的最大开关频率(fs,max)时，所述方法(600)包括：
将转换器开关频率(fs)设置(610)为等于所述最大开关频率(fs,max)；
将所述转换器相移(θs)设置(612)为所述控制相移(θPI)；
将所述转换器占空比(Ds)设置(614)为所述控制占空比(DPI)；
基于所述开关频率(fs)、所述转换器相移(θs)和所述转换器占空比(Ds)生成(624)开关控制信号(S'1、S'2、S'3、S'5、S'5、S'6)，
其中，所述开关控制信号(S'1、S'2、S'3、S'5、S'5、S'6)用于操作所述第一开关网络(102)和所述第二开关网络(104)，以在所述第一DC电压(VDC1)与所述第二DC电压(VDC2)之间传输功率。
11.根据权利要求10所述的方法(600)，其特征在于，还包括：
当功率从所述第一DC电压(VDC1)流向所述第二DC电压(VDC2)时，所述方法(600)包括将所述受控电压(VC)设置为等于所述第二DC电压(VDC2)，
当功率从所述第二DC电压(VDC2)流向所述第一DC电压(VDC1)时，所述方法(600)包括将所述受控电压(VC)设置为所述第一DC电压(VDC1)，并且反转所述转换器相移(θs)。
12.根据权利要求10或11中任一项所述的方法(600)，其特征在于，所述控制算法包括比例加积分控制算法。
13.根据权利要求10至12中任一项所述的方法(600)，其特征在于，所述控制算法包括控制算法增益(Km)，所述方法(600)包括基于所述控制频率(fsPI)与所述最大开关频率(fs,max)之间的比较确定控制算法增益(Km)。
14.根据权利要求10至13中任一项所述的方法(600)，其特征在于，当所述控制频率(fsPI)小于所述预定的最大开关频率(fs,max)时，所述方法(600)包括：
将所述开关频率(fs)设置(616)为等于所述控制频率(fsPI)；
将所述转换器占空比(Ds)设置(618)为百分之五十(50％)；
基于所述第一DC电压(VDC1)、所述第二DC电压(VDC2)和所述变压器(T)的匝数比(N)生成(620)转换器增益(M)；
基于所述转换器增益(M)生成(622)所述转换器相移(θs)。
15.根据权利要求14所述的方法(600)，其特征在于，还包括：
基于所述高压开关网络(102)的死时间(td1)、存储在高压侧开关(S1)的输出电容(Coss)中的电荷以及提供零电压开关所需的最小低压侧输出电流确定最大增益(Mmax)；
当所述转换器增益(M)小于所述最大增益(Mmax)时，基于所述转换器增益的反余弦(cos–1M)生成(622)所述转换器相移(θs)。
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