CN117614301B - 一种多电平逆变器的混合调制方法及系统 - Google Patents

一种多电平逆变器的混合调制方法及系统 Download PDF

Info

Publication number
CN117614301B
CN117614301B CN202410095656.XA CN202410095656A CN117614301B CN 117614301 B CN117614301 B CN 117614301B CN 202410095656 A CN202410095656 A CN 202410095656A CN 117614301 B CN117614301 B CN 117614301B
Authority
CN
China
Prior art keywords
voltage power
voltage
power unit
low
level
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN202410095656.XA
Other languages
English (en)
Other versions
CN117614301A (zh
Inventor
胡文华
唐小兵
韦宝泉
于小四
李晋
曾建军
李黎
李唐兵
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
East China Jiaotong University
Original Assignee
East China Jiaotong University
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by East China Jiaotong University filed Critical East China Jiaotong University
Priority to CN202410095656.XA priority Critical patent/CN117614301B/zh
Publication of CN117614301A publication Critical patent/CN117614301A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN117614301B publication Critical patent/CN117614301B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

本发明涉及多电平逆变器技术领域，尤其涉及一种多电平逆变器的混合调制方法及系统，方法包括：配置不对称CHB多电平逆变器直流侧电压比，并使各级联单元的输出电压电平与逆变器的输出电压电平极性非异；基于短距系数和分布系数对高压功率单元进行调制，得到高压功率单元中的功率器件驱动的方波信号，对方波信号进行相应的逻辑运算及归一化处理，得到等效的高压功率单元的调制波；基于正弦调制波和等效的高压功率单元的调制波得到低压功率单元的调制波，对低压功率单元的调制波进行PWM调制。本发明通过对高电压功率单元和低电压功率单元协调控制，使逆变器达到输出电压波形谐波含量低、消除功率倒灌现象及各功率单元输出功率均衡。

Description

一种多电平逆变器的混合调制方法及系统
技术领域
本发明涉及多电平逆变器技术领域，尤其涉及一种多电平逆变器的混合调制方法及系统。
背景技术
混合调制方法是不对称CHB多电平逆变器中的一项关键技术，直接决定逆变器的输出电压质量及性能；现有的混合调制方法大多基于阶梯波和载波层叠或载波移相调制方法，以消除功率倒灌问题、改善输出电压波形质量和减少高压单元开关频率为目标而设计。目前传统的混合调制方法在应用于三个及以上功率单元的不对称CHB多电平逆变器中时，往往存在各功率单元之间功率倒灌、输出电压波形质量不理想和输出功率不均衡的情况；功率倒灌或输出功率不均衡一方面会在逆变器输出端引入大量的低次谐波，降低逆变器输出电压波形质量，另一方面还会给逆变器的安全运行带来隐患。
针对功率单元功率倒灌问题，传统的方法是从逆变器输出电压电平的冗余中选择相同极性的电平来组成多电平；针对功率不均衡问题，传统的方法是重新设计多电平逆变器的调制策略，使得调制策略实现难度增加；而且，在解决功率均衡问题时，往往会导致功率倒灌问题出现和开关频率的增加，从而限制了不对称CHB多电平逆变器单元数的增加。
发明内容
为了解决上述技术问题，本发明提供了一种多电平逆变器的混合调制方法及系统。
本发明采用以下技术方案：一种多电平逆变器的混合调制方法，所述方法包括：
配置不对称CHB多电平逆变器直流侧电压比，并使各级联单元的输出电压电平与所述逆变器的输出电压电平极性非异；
根据各级联单元的开关状态冗余组合进行选择，使高压功率单元具有工作于基频状态的条件；
基于短距系数和分布系数对所述高压功率单元进行调制，得到所述高压功率单元中的功率器件驱动的方波信号，对所述方波信号进行相应的逻辑运算及归一化处理，得到等效的所述高压功率单元的调制波；
基于正弦调制波和等效的所述高压功率单元的调制波得到低压功率单元的调制波，对所述低压功率单元的调制波进行PWM调制。
本发明一实施例的多电平逆变器的混合调制方法，首先通过对不对称CHB多电平逆变器合理的设置直流侧电压比，并使各级联单元的输出电压电平与所述逆变器的输出电压电平极性非异，为消除功率倒灌、降低高压功率单元开关频率及简化调制策略创造有利条件，进而平衡输出电压波形质量、消除功率倒灌这两个指标与降低高压功率单元开关频率及提高逆变器效率、简化调制策略这两个目标之间的矛盾；而且通过开关状态冗余组合合理地选择，可以使高压H桥单元具有工作于基频状态的条件，从而减小开关损耗，提高系统效率；其次，通过短距系数和分布系数的方法对不对称CHB多电平逆变器的高压功率单元进行控制，使逆变器输出波形良好和各功率单元输出功率均衡，对于低电压功率单元，通过PWM调制技术，使逆变器输出波形谐波含量低。
进一步的，配置不对称CHB多电平逆变器直流侧电压比，并使各级联单元的输出电压电平与所述逆变器的输出电压电平极性非异的步骤具体包括：
设所述逆变器由m(m≥2)个低压功率单元和n（n≥1）个高压功率单元级联而成，其中，所述低压功率单元的直流源电压为E，每个所述低压功率单元具有4个低压开关器件/>；其中，/>表示第i个所述低压功率单元，/>表示第i个低压功率单元的第e个所述低压开关器件；
所述高压功率单元的直流源电压为所述低压功率单元直流源电压的m倍，记为mE，每个所述高压功率单元具有4个高压开关器件/>；其中，/>表示第j个所述高压功率单元，/>表示第j个高压功率单元的第f个所述高压开关器件；
定义第i个所述低压功率单元的开关状态函数为，表示为：
当所述导通时，定义所述/>取值为1，当所述/>断开时，定义所述/>取值为0，则每个所述低压功率单元的开关状态函数/>共有3种取值：1、0、-1，与之对应的所述低压功率单元的输出电压存在3种电平状态；
定义第j个所述高压功率单元的开关状态函数为，表示为：
当所述导通时，定义所述/>取值为1，当所述/>断开时，定义所述/>取值为0，则每个所述高压功率单元的开关状态函数/>共有3种取值：1、0、-1，与之对应的所述高压功率单元的输出电压存在3种电平状态；
所述逆变器的输出电压表示为：
其中，为全部所述低压功率单元的输出电压，/>为全部所述高压功率单元的输出电压，/>为第i个所述低压功率单元的输出电压，/>为第j个所述高压功率单元的输出电压；
对各级联单元的开关函数值进行筛选，使各级联单元的输出电压电平与所述逆变器的输出电压电平极性非异，具体包括：
当所述逆变器的输出电压极性非负时，各级联单元的输出电压电平为正或零的开关状态函数值；
当所述逆变器的输出电压极性为负时，各级联单元的输出电压电平为负或零的开关状态函数值。
进一步的，根据各级联单元的开关状态冗余组合进行选择，使高压功率单元具有工作于基频状态的条件的步骤具体包括：
在正半周，当所述逆变器输出电压的电平在（i-1+m×x）E到（i+m×x）E（i=1,2,…，m，x=0,1,…，n）区间时，选择x个所述高压功率单元和i个所述低压功率单元同时工作，并协调x个所述高压功率单元工作于输出正电平的基频状态和i个所述低压功率单元工作于输出零或正电平的PWM状态；
在负半周，当所述逆变器输出电压的电平在-（i-1+m×x）E到-（i+m×x）E（i=1,2,…，m，x=0,1,…，n）区间时，需选择x个所述高压功率单元和i个所述低压功率单元同时工作，并协调x个所述高压功率单元工作于输出负电平的基频状态和i个所述低压功率单元工作于输出零或负电平的PWM状态即可。
进一步的，基于短距系数和分布系数对所述高压功率单元进行调制，得到所述高压功率单元中的功率器件驱动的方波信号，对所述方波信号进行相应的逻辑运算及归一化处理，得到等效的所述高压功率单元的调制波的步骤具体包括：
基于短距系数，设幅值调制度的取值为/>，在一个基波周期内，所述高压功率单元的三电平（0，±mE）输出电压/>为：
其中，为所述高压功率单元在一个基波周期的导通角，/>为一个基波周期的时间；
单个所述高压功率单元的输出基波电压幅值为：
令n个所述高压功率单元的输出电压波形相位互差为，/>，其中，v为消除谐波的次数；则n个所述高压功率单元的输出基波电压幅值/>为：
其中，，/>为基波分布系数；
令n个所述高压功率单元的输出基波电压幅值为所述逆变器的输出基波电压幅值的，即：
则导通角为：
所述高压功率单元的导通角随所述幅值调制度/>的改变而改变，在/>从0到1之间变化时，所述高压功率单元的导通角/>始终大于0；
若要得到导通角，根据调制原理，则使所述高压功率单元的比较电位/>的取值为浮动值：
得到方波信号为：
将全部的所述方波信号高电平相加并减去全部的所述方波信号/>高电平，得到一个阶梯波，对所述阶梯波进行归一化处理，得到等效的所述高压功率单元的调制波；其中，/>表示对/>的取反，/>表示对/>的取反。
进一步的，基于正弦调制波和等效的所述高压功率单元的调制波得到低压功率单元的调制波，对所述低压功率单元的调制波进行PWM调制的步骤具体包括：
设为总的所述正弦调制波，/>为所述高压功率单元的调制波，将/>与相减得到所述低压功率单元的调制波/>，所述低压功率单元的调制波/>表示为：
其中，，/>为/>次谐波分布系数，/>为正弦调制波角频率；
当时，所述低压功率单元的/>导通而/>关断，当/>时，所述低压功率单元的/>关断而/>导通；
当时，所述低压功率单元的/>导通而/>关断，当/>时，所述低压功率单元的/>关断而/>导通；其中，/>为第i个所述低压功率单元横轴以上的三角载波，/>为第i个所述低压功率单元横轴以下的三角载波，/>与/>关于所述低压功率单元横轴对称。
本发明还提出一种多电平逆变器的混合调制系统，所述系统包括：
配置模块，用于配置不对称CHB多电平逆变器直流侧电压比，并使各级联单元的输出电压电平与所述逆变器的输出电压电平极性非异；
选择模块，用于根据各级联单元的开关状态冗余组合进行选择，使高压功率单元具有工作于基频状态的条件；
第一调制模块，用于基于短距系数和分布系数对所述高压功率单元进行调制，得到所述高压功率单元中的功率器件驱动的方波信号，对所述方波信号进行相应的逻辑运算及归一化处理，得到等效的所述高压功率单元的调制波；
第二调制模块，用于基于正弦调制波和等效的所述高压功率单元的调制波得到低压功率单元的调制波，对所述低压功率单元的调制波进行PWM调制。
进一步的，所述配置模块具体用于：
设所述逆变器由m(m≥2)个低压功率单元和n（n≥1）个高压功率单元级联而成，其中，所述低压功率单元的直流源电压为E，每个所述低压功率单元具有4个低压开关器件/>；其中，/>表示第i个所述低压功率单元，/>表示第i个低压功率单元的第e个所述低压开关器件；
所述高压功率单元的直流源电压为所述低压功率单元直流源电压的m倍，记为mE，每个所述高压功率单元具有4个高压开关器件/>；其中，/>表示第j个所述高压功率单元，/>表示第j个高压功率单元的第f个所述高压开关器件；
定义第i个所述低压功率单元的开关状态函数为，表示为：
当所述导通时，定义所述/>取值为1，当所述/>断开时，定义所述/>取值为0，则每个所述低压功率单元的开关状态函数/>共有3种取值：1、0、-1，与之对应的所述低压功率单元的输出电压存在3种电平状态；
定义第j个所述高压功率单元的开关状态函数为，表示为：
当所述导通时，定义所述/>取值为1，当所述/>断开时，定义所述/>取值为0，则每个所述高压功率单元的开关状态函数/>共有3种取值：1、0、-1，与之对应的所述高压功率单元的输出电压存在3种电平状态；
所述逆变器的输出电压表示为：
其中，为全部所述低压功率单元的输出电压，/>为全部所述高压功率单元的输出电压，/>为第i个所述低压功率单元的输出电压，/>为第j个所述高压功率单元的输出电压；
对各级联单元的开关函数值进行筛选，使各级联单元的输出电压电平与所述逆变器的输出电压电平极性非异，具体包括：
当所述逆变器的输出电压极性非负时，各级联单元的输出电压电平为正或零的开关状态函数值；
当所述逆变器的输出电压极性为负时，各级联单元的输出电压电平为负或零的开关状态函数值。
进一步的，所述选择模块具体用于：
在正半周，当所述逆变器输出电压的电平在（i-1+m×x）E到（i+m×x）E（i=1,2,…，m，x=0,1,…，n）区间时，选择x个所述高压功率单元和i个所述低压功率单元同时工作，并协调x个所述高压功率单元工作于输出正电平的基频状态和i个所述低压功率单元工作于输出零或正电平的PWM状态；
在负半周，当所述逆变器输出电压的电平在-（i-1+m×x）E到-（i+m×x）E（i=1,2,…，m，x=0,1,…，n）区间时，需选择x个所述高压功率单元和i个所述低压功率单元同时工作，并协调x个所述高压功率单元工作于输出负电平的基频状态和i个所述低压功率单元工作于输出零或负电平的PWM状态即可。
进一步的，所述第一调制模块具体用于：
基于短距系数，设幅值调制度的取值为/>，在一个基波周期内，所述高压功率单元的三电平（0，±mE）输出电压/>为：
其中，为所述高压功率单元在一个基波周期的导通角，/>为一个基波周期的时间；
单个所述高压功率单元的输出基波电压幅值为：
令n个所述高压功率单元的输出电压波形相位互差为，/>，其中，v为消除谐波的次数；则n个所述高压功率单元的输出基波电压幅值/>为：
其中，，/>为基波分布系数；
令n个所述高压功率单元的输出基波电压幅值为所述逆变器的输出基波电压幅值的，即：
则导通角为：
所述高压功率单元的导通角随所述幅值调制度/>的改变而改变，在/>从0到1之间变化时，所述高压功率单元的导通角/>始终大于0；
若要得到导通角，根据调制原理，则使所述高压功率单元的比较电位/>的取值为浮动值：
得到方波信号为：
将全部的所述方波信号高电平相加并减去全部的所述方波信号/>高电平，得到一个阶梯波，对所述阶梯波进行归一化处理，得到等效的所述高压功率单元的调制波；其中，/>表示对/>的取反，/>表示对/>的取反。
进一步的，所述第二调制模块具体用于：
设为总的所述正弦调制波，/>为所述高压功率单元的调制波，将/>与相减得到所述低压功率单元的调制波/>，所述低压功率单元的调制波/>表示为：
其中，，/>为/>次谐波分布系数，/>为正弦调制波角频率；
当时，所述低压功率单元的/>导通而/>关断，当/>时，所述低压功率单元的/>关断而/>导通；
当时，所述低压功率单元的/>导通而/>关断，当/>时，所述低压功率单元的/>关断而/>导通；其中，/>为第i个所述低压功率单元横轴以上的三角载波，/>为第i个所述低压功率单元横轴以下的三角载波，/>与/>关于所述低压功率单元横轴对称。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明的多电平逆变器的混合调制方法的流程图；
图2为本发明的多电平逆变器的混合调制方法中不对称CHB多电平逆变器的拓扑结构图；
图3为本发明的多电平逆变器的混合调制方法中高压功率单元的输出电压波形图；
图4 为本发明的多电平逆变器的混合调制方法中高压功率单元的调制信号图；
图5为本发明的多电平逆变器的混合调制方法中高压功率单元的调制原理图；
图6为本发明的多电平逆变器的混合调制方法中低压功率单元的调制原理图；
图7为本发明第二实施例中m=2、n=2时，高压功率单元的调制原理图；
图8为本发明第二实施例中m=2、n=2时，低压功率单元的调制原理图；
图9为本发明第二实施例中m=2、n=2时，逆变器的输出电压波形图；
图10为本发明第二实施例中逆变器在不同幅值调制度下的输出电压波形图；
图11为本发明第二实施例=0.6、/>=1.5kHz时，逆变器的输出电压的频谱图；
图12为本发明第二实施例=0.9、/>=1.5kHz时，逆变器的输出电压的频谱图；
图13 为本发明第二实施例=0.9时，高压功率单元、低压功率单元的输出电压波形图；
图14 为本发明第二实施例=0.9时，逆变器的输出电压波形图及频谱图；
图15 为本发明第二实施例=0.6时，高压功率单元、低压功率单元的输出电压波形图；
图16 为本发明第二实施例=0.6时，逆变器的输出电压波形图及频谱图；
图17为本发明的多电平逆变器的混合调制系统的结构框图。
具体实施方式
下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，旨在用于解释本发明的实施例，而不能理解为对本发明的限制。
实施例一
参照图1至图6，本发明第一实施例，一种多电平逆变器的混合调制方法，方法包括：
S1：配置不对称CHB多电平逆变器直流侧电压比，并使各级联单元的输出电压电平与逆变器的输出电压电平极性非异；步骤具体包括：
设逆变器由m(m≥2)个低压功率单元和n（n≥1）个高压功率单元级联而成，其中，低压功率单元的直流源电压为E，每个低压功率单元具有4个低压开关器件/>，具体包括/>，/>表示第i个低压功率单元，/>表示第i个低压功率单元的第一个低压开关器件，/>的定义以此类推；m为低压功率单元的总数；本实施例中，低压开关器件可由IGBT、Power MOSFET等耐压能力较低、开关速度较快的开关器件构成。
高压功率单元的直流源电压为低压功率单元直流源电压的m倍，记为mE，每个高压功率单元具有4个高压开关器件/>，具体包括，/>表示第j个高压功率单元，/>表示第j个高压功率单元的第一个高压开关器件，/>的定义以此类推；n为高压功率单元的总数；本实施例中，高压开关器件可由GTO、IGCT等耐压能力较高、开关速度较低的开关器件构成。
归纳可得逆变器理论上可以输出的总电平数为：
在级联的H桥单元数相同的情况下，电平不对称CHB逆变器比对称CHB逆变器的输出电平数多/>，其计算公式为：
定义低压功率单元的开关状态函数为，表示为：
当导通时，定义/>取值为1，当/>断开时，定义/>取值为0，则每个低压功率单元的开关状态函数/>共有3种取值：1、0、-1，与之对应的低压功率单元的输出电压存在3种电平状态。
定义高压功率单元的开关状态函数为，表示为：
当导通时，定义/>取值为1，当/>断开时，定义/>取值为0，则每个高压功率单元的开关状态函数/>共有3种取值：1、0、-1，与之对应的高压功率单元的输出电压存在3种电平状态。
在图2中，不对称CHB逆变器拓扑的各H桥单元采用串联联结，因此其输出电压等于高压功率单元和低压功率单元中各H桥单元的输出电压之和，即逆变器的输出电压/>表示为：
其中，为全部低压功率单元的输出电压，/>为全部高压功率单元的输出电压，为第i个低压功率单元的输出电压，/>为第j个高压功率单元的输出电压。
根据上式可知，N（N=m+n）个级联单元开关状态函数取值共计有种组合方式，使得逆变器输出电压中的部分电平可由多种开关状态函数取值组合实现，其中，有些输出电压的电平是由级联单元输出电压极性相反的开关状态函数值组合而成，从而引起级联单元间功率倒灌，甚至可能导致级联单元直流侧电源电压波动，这一方面会在逆变器输出电压中引入大量的低次谐波，降低逆变器输出电压波形质量，另一方面还会给逆变器的安全运行带来隐患，严重影响系统的安全可靠性；根据不对称CHB多电平逆变器级联单元功率倒灌的内在机理可知，引起级联单元间功率倒灌的根本原因是因为不同级联单元间输出电压极性相反；为了有效解决级联单元间功率倒灌问题，对/>种组合方式的开关状态函数值进行筛选，仅保留各级联单元输出电压与逆变器输出电压极性非异的开关状态函数值组合方式。
对各级联单元的开关函数值进行筛选，使各级联单元的输出电压电平与逆变器的输出电压电平极性非异，具体包括：
当逆变器的输出电压极性非负时，各级联单元的输出电压电平为正或零的开关状态函数值；
当逆变器的输出电压极性为负时，各级联单元的输出电压电平为负或零的开关状态函数值。
S2：根据各级联单元的开关状态冗余组合进行选择，使高压功率单元具有工作于基频状态的条件；步骤具体包括：
在正半周，当逆变器输出电压的电平在（i-1+m×x）E到（i+m×x）E（i=1,2,…，m，x=0,1,…，n）区间时，选择x个高压功率单元和i个低压功率单元同时工作，并协调x个高压功率单元工作于输出正电平的基频状态和i个低压功率单元工作于输出零或正电平的PWM状态；
在负半周，当逆变器输出电压的电平在-（i-1+m×x）E到-（i+m×x）E（i=1,2,…，m， x=0,1,…，n）区间时，需选择x个高压功率单元和i个低压功率单元同时工作，并协调x个高压功率单元工作于输出负电平的基频状态和i个低压功率单元工作于输出零或负电平的PWM状态即可。
S3：基于短距系数和分布系数对高压功率单元进行调制，得到高压功率单元中的功率器件驱动的方波信号，对方波信号进行相应的逻辑运算及归一化处理，得到等效的高压功率单元的调制波；步骤具体包括：
基于短距系数，设幅值调制度的取值为/>，在一个基波周期内，高压功率单元的三电平（0，±mE）输出电压/>为：/>
其中，为高压功率单元在一个基波周期的导通角，/>为一个基波周期的时间。
单个高压功率单元的输出基波电压幅值为：
为了让n个高压功率单元输出功率均衡，令n个高压功率单元的输出电压波形相位互差为，/>，其中，v为消除谐波的次数；则n个高压功率单元的输出基波电压幅值/>为：
其中，，/>为基波分布系数；
为了让n个高压功率单元均参与逆变器的功率输出，令n个高压功率单元的输出基波电压幅值为逆变器的输出基波电压幅值的，即：
则导通角为：
高压功率单元的导通角随幅值调制度/>的改变而改变，在/>从0到1之间变化时，高压功率单元的导通角/>始终大于0；即高压功率单元始终参与逆变器电压输出。
若要得到图3所示的导通角，根据调制原理，则使高压功率单元的比较电位的取值为浮动值：
得到方波信号为：/>
其中，表示对/>的取反，/>表示对/>的取反。
其中，图3中，为/>左移一个/>的的波形图，/>为/>右移一个/>的波形图。
由图4可知，当≥/>时得方波信号/>（高电平），/>时得方波信号/>（高电平）；方波信号/>和/>经上式处理后得到高压功率单元的高压开关器件的基准驱动信号，其它高压功率单元的高压开关器件的驱动信号可以在基准驱动信号的基础上左移或右移偏移角/>而得到；基于方波信号将所有/>高电平相加并减去所有的/>高电平，得到一个阶梯波，对阶梯波进行归一化处理，得到等效的高压功率单元的调制波。其中，图5为高压功率单元的调制原理图，图6为低压功率单元的调制原理图，由图5可知，高压功率单元中各高压开关器件的驱动信号为方波信号，保证了高压功率单元工作于基波频率，而且在幅值调制度/>所有取值的条件下，高压功率单元输出的阶梯波电压都会在特定时间段抬升低压功率单元输出电压中的某些电平，进而可使逆变器输出多电平PWM电压波形，改善输出电压波形质量。
S4：基于正弦调制波和等效的高压功率单元的调制波得到低压功率单元的调制波，对低压功率单元的调制波进行PWM调制；步骤具体包括：
设为总的正弦调制波，/>为高压功率单元的调制波，将/>与/>相减得到低压功率单元的调制波/>，低压功率单元的调制波/>表示为：
其中，，/>为/>次谐波分布系数，/>为正弦调制波角频率。
在图6中，当时，低压功率单元的/>导通而/>关断，当/>时，低压功率单元的/>关断而/>导通；
当时，低压功率单元的/>导通而/>关断，当/>时，低压功率单元的/>关断而/>导通；
其中，和/>为2m个幅值 (1/m) 和频率(受开关器件限制)完全相同的三角载波,所有载波垂直排列，/>为第i个低压功率单元横轴以上的三角载波,/>为第i个低压功率单元横轴以下的三角载波，/>与/>关于横轴对称，即其中在横轴以上的所有载波同相位，横轴以下的所有载波相位也相同，但与横轴以上的载波反相；也可以所有载波的相位完全相同或任意相邻的两个载波相位相反。
可见低压功率单元工作于高频PWM状态，通过低压功率单元与高压功率单元的协同工作，能有效地消除输出电压中的低次谐波分量，从而保证良好的输出电压波形质量。
高压单元通过短距系数消除某些谐波，通过分布系数又可以消除部分谐波，并且通过分布的方式也可以达到高压功率单元的输出功率均衡；低压单元通过PWM调制技术，能有效地消除低次谐波；通过高压单元和低压单元协调工作，确保了不对称CHB多电平逆变器输出电压波形质量优良。
本发明一实施例的多电平逆变器的混合调制方法，首先通过对不对称CHB多电平逆变器合理的设置直流侧电压比，并使各级联单元的输出电压电平与逆变器的输出电压电平极性非异，为消除功率倒灌、降低高压功率单元开关频率及简化调制策略创造有利条件，进而平衡输出电压波形质量、消除功率倒灌这两个指标与降低高压功率单元开关频率及提高逆变器效率、简化调制策略这两个目标之间的矛盾；而且在保证逆变器的输出电压波形质量的前提下，通过开关状态冗余组合合理地选择，可以使高压H桥单元具有工作于基频状态的条件，从而减小开关损耗，提高系统效率；其次，通过短距系数和分布系数的方法对不对称CHB多电平逆变器高压功率单元进行控制，使逆变器输出波形良好和各功率单元输出功率均衡，对于低电压功率单元，通过PWM调制技术，使逆变器输出波形谐波含量低；最后，通过对高电压功率单元和低电压功率单元协调控制，使不对称CHB多电平逆变器达到输出电压波形谐波含量低、消除功率倒灌现象及各功率单元输出功率均衡。
实施例二
参照图7至图16，为更好的说明多电平逆变器的混合调制方法，现以m=2、n=2时电压比为1:1:2:2的不对称CHB十三电平逆变器为例，进一步说明多电平逆变器的混合调制方法的工作原理；为消除功率倒灌问题，本发明各功率单元输出电压值如表1所示，其调制原理如图7、图8、图9所示；其中，图7为m=2、n=2时，高压功率单元的调制原理图；图8为m=2、n=2时，低压功率单元的调制原理图；图9为m=2、n=2时，逆变器的工作波形图。
表1：不对称CHB十三电平逆变器各功率单元输出电压值
下面以电压比分别为1:1:2:2的不对称CHB十三电平逆变器为例，利用Matlab2014/Simulink搭建仿真平台，进一步分析本发明所提的多电平逆变器的混合调制方法的特点；设置电路参数如下：低压功率单元直流电压源为100V，高压功率单元直流电压源为200V，负载为一个10Ω电阻。
当电压比为1:1:2:2、载波频率=1.5kHz时，在幅值调制度/>=0.9和/>=0.6两种情况下，逆变器的输出电压波形如图10所示，其频谱如图8所示；图10中/>为低压功率单元的输出电压波形，/>为高压功率单元的输出电压波形，/>为逆变器的输出电压波形；图11为/>=0.6、/>=1.5kHz时逆变器的输出电压频谱图，图12为/>=0.9、/>=1.5kHz时逆变器的输出电压频谱图。
综合图10和图11、图12所示的频谱分析可得如下结论：一是逆变器输出电压的基波（Fundamental）由=0.6时的360V增大到/>=0.9时的539.6V、总谐波畸变率THD由/>=0.6时的16.71%降低到/>=0.9时的10.76%，但输出电压的谐波特性几乎不受/>变化的影响；二是逆变器输出电压中的主谐波频率/>主要分布在/>频率附近，即载波频率2m倍附近。
为验证本发明所提多电平逆变器的混合调制方法的正确性和可行性，搭建了一台直流侧电压比分别为1:1:2:2的不对称CHB十三电平逆变器实验样机，验证逆变器在不同载波频率和幅值调制度/>下的输出电压波形；两台实验样机均采用DSP+FPGA对主电路进行控制，其中低压功率单元直流侧电压均为12V，高压功率单元直流侧电压为24V，负载为一个10Ω电阻。
不对称CHB十三电平逆变器在载波频率=1.5kHz、幅值调制度/>=0.9时，输出电压波形如图13、图14所示；由图13可见，逆变器高压功率单元、低压功率单元的输出电压极性始终相同，两个高压功率单元均工作于基波频率，两个低压功率单元均工作在高开关频率，逆变器通过高低压功率单元之间的协同工作输出图14所示的十三电平电压波形，输出电压的频谱如图14所示，其主谐波频率/>主要分布在5kHz～6kHz频段内；其中，图13为=0.9时，逆变器高压功率单元、低压功率单元的输出电压波形图，图14为/>=0.9时，逆变器的输出电压波形图及频谱图。
图15、图16给出了载波频率为1.5kHz，幅值调制度=0.6时，不对称CHB十三电平逆变器的工作波形；由图15和图16可见，在/>=0.6时，逆变器仍然有二个高压功率单元和两个低压功率单元工作，各单元输出电压极性始终相同，高压功率单元工作于基波频率，两个低压功率单元工作在高开关频率，逆变器通过高低压功率单元之间的协同工作输出图16所示的电压波形，输出电压的频谱如图16所示，其主谐波频率/>主要分布在5kHz～6kHz频段内；其中，图15为/>=0.6时，逆变器高压功率单元、低压功率单元的输出电压波形图，图16为/>=0.6时，逆变器的输出电压波形图及频谱图。
综合图13-图16可知，一是在幅值调制度变化时，逆变器中高压功率单元均会自动地调整工作状态(导通时长)，而低压功率单元却始终工作于高频开关状态，以高低压功率单元之间有机地协同工作来消除电流倒灌问题和保证良好的输出电压质量；二是逆变器输出电压的频谱分布几乎不受/>的影响，逆变器输出电压中的主谐波频率主要分布在频率附近，即载波频率2m倍附近；三是逆变器中各高压功率单元均工作在基波频率。
实施例三
参照图17，本发明还提出一种多电平逆变器的混合调制系统，系统包括：
配置模块，用于配置不对称CHB多电平逆变器直流侧电压比，并使各级联单元的输出电压电平与逆变器的输出电压电平极性非异；
选择模块，用于根据各级联单元的开关状态冗余组合进行选择，使高压功率单元具有工作于基频状态的条件；
第一调制模块，用于基于短距系数和分布系数对高压功率单元进行调制，得到高压功率单元中的功率器件驱动的方波信号，对方波信号进行相应的逻辑运算及归一化处理，得到等效的高压功率单元的调制波；
第二调制模块，用于基于正弦调制波和等效的高压功率单元的调制波得到低压功率单元的调制波，对低压功率单元的调制波进行PWM调制。
进一步的，配置模块具体用于：
设逆变器由m(m≥2)个低压功率单元和n（n≥1）个高压功率单元级联而成，其中，低压功率单元的直流源电压为E，每个低压功率单元具有4个低压开关器件/>；/>
高压功率单元的直流源电压为低压功率单元直流源电压的m倍，记为mE，每个高压功率单元具有4个高压开关器件/>；
定义低压功率单元的开关状态函数为，表示为：
当导通时，定义/>取值为1，当/>断开时，定义/>取值为0，则每个低压功率单元的开关状态函数/>共有3种取值：1、0、-1，与之对应的低压功率单元的输出电压存在3种电平状态；
定义高压功率单元的开关状态函数为，表示为：
当导通时，定义/>取值为1，当/>断开时，定义/>取值为0，则每个高压功率单元的开关状态函数/>共有3种取值：1、0、-1，与之对应的高压功率单元的输出电压存在3种电平状态；
逆变器的输出电压表示为：
其中，为全部低压功率单元的输出电压，/>为全部高压功率单元的输出电压，为第i个低压功率单元的输出电压，/>为第j个高压功率单元的输出电压；
对各级联单元的开关函数值进行筛选，使各级联单元的输出电压电平与逆变器的输出电压电平极性非异，具体包括：
当逆变器的输出电压极性非负时，各级联单元的输出电压电平为正或零的开关状态函数值；
当逆变器的输出电压极性为负时，各级联单元的输出电压电平为负或零的开关状态函数值。
进一步的，选择模块具体用于：
在正半周，当逆变器输出电压的电平在（i-1+m×x）E到（i+m×x）E（i=1,2,…，m，x=0,1,…，n）区间时，选择x个高压功率单元和i个低压功率单元同时工作，并协调x个高压功率单元工作于输出正电平的基频状态和i个低压功率单元工作于输出零或正电平的PWM状态；
在负半周，当逆变器输出电压的电平在-（i-1+m×x）E到-（i+m×x）E（i=1,2,…，m， x=0,1,…，n）区间时，需选择x个高压功率单元和i个低压功率单元同时工作，并协调x个高压功率单元工作于输出负电平的基频状态和i个低压功率单元工作于输出零或负电平的PWM状态即可。
进一步的，第一调制模块具体用于：
基于短距系数，设幅值调制度的取值为/>，在一个基波周期内，高压功率单元的三电平（0，±mE）输出电压/>为：
其中，为高压功率单元在一个基波周期的导通角，/>为一个基波周期的时间；
单个高压功率单元的输出基波电压幅值为：
令n个高压功率单元的输出电压波形相位互差为，/>，其中，v为消除谐波的次数；则n个高压功率单元的输出基波电压幅值/>为：
其中，，/>为基波分布系数；
使n个高压功率单元均参与逆变器的功率输出，令n个高压功率单元的输出基波电压幅值为逆变器的输出基波电压幅值的，即：
则导通角为：
高压功率单元的导通角随幅值调制度/>的改变而改变，在/>从0到1之间变化时，高压功率单元的导通角/>始终大于0；
若要得到导通角，根据调制原理，则使高压功率单元的比较电位/>的取值为浮动值：
得到方波信号为：/>
将全部的所述方波信号高电平相加并减去全部的所述方波信号/>高电平，得到一个阶梯波，对所述阶梯波进行归一化处理，得到等效的所述高压功率单元的调制波；其中，/>表示对/>的取反，/>表示对/>的取反。
进一步的，第二调制模块具体用于：
设为总的正弦调制波，/>为高压功率单元的调制波，将/>与/>相减得到低压功率单元的调制波/>，低压功率单元的调制波/>表示为：
其中，，/>为/>次谐波分布系数，/>为正弦调制波角频率；
当时，低压功率单元的/>导通而/>关断，当时，低压功率单元的/>关断而/>导通；
当时，低压功率单元的/>导通而/>关断，当/>时，低压功率单元的/>关断而/>导通；其中，/>为第i个低压功率单元横轴以上的三角载波，/>为第i个低压功率单元横轴以下的三角载波，/>与/>关于低压功率单元横轴对称。
本发明一实施例的多电平逆变器的混合调制系统，首先通过对不对称CHB多电平逆变器合理的设置直流侧电压比，并使各级联单元的输出电压电平与逆变器的输出电压电平极性非异，为消除功率倒灌、降低高压功率单元开关频率及简化调制策略创造有利条件，进而平衡输出电压波形质量、消除功率倒灌这两个指标与降低高压功率单元开关频率及提高逆变器效率、简化调制策略这两个目标之间的矛盾；而且在保证逆变器的输出电压波形质量的前提下，通过开关状态冗余组合合理地选择，可以使高压H桥单元具有工作于基频状态的条件，从而减小开关损耗，提高系统效率；其次，通过短距系数和分布系数的方法对不对称CHB多电平逆变器进行控制，使逆变器输出波形良好和各功率单元输出功率均衡，对于低电压功率单元，通过PWM调制技术，使逆变器输出波形谐波含量低。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (2)

1.一种多电平逆变器的混合调制方法，其特征在于，所述方法包括：
配置不对称CHB多电平逆变器直流侧电压比，并使各级联单元的输出电压电平与所述逆变器的输出电压电平极性非异；
根据各级联单元的开关状态冗余组合进行选择，使高压功率单元具有工作于基频状态的条件；
基于短距系数和分布系数对所述高压功率单元进行调制，得到所述高压功率单元中的功率器件驱动的方波信号，对所述方波信号进行相应的逻辑运算及归一化处理，得到等效的所述高压功率单元的调制波；
基于正弦调制波和等效的所述高压功率单元的调制波得到低压功率单元的调制波，对所述低压功率单元的调制波进行PWM调制；
配置不对称CHB多电平逆变器直流侧电压比，并使各级联单元的输出电压电平与所述逆变器的输出电压电平极性非异的步骤具体包括：
设所述逆变器由m个低压功率单元和n个高压功率单元级联而成， m≥2，n≥1；其中，所述低压功率单元的直流源电压为E，每个所述低压功率单元具有4个低压开关器件/>；其中，/>表示第i个所述低压功率单元，/>表示第i个低压功率单元的第e个所述低压开关器件；
所述高压功率单元的直流源电压为所述低压功率单元直流源电压的m倍，记为mE，每个所述高压功率单元具有4个高压开关器件/>；/>；/>；其中，/>表示第j个所述高压功率单元，/>表示第j个高压功率单元的第f个所述高压开关器件；
定义第i个所述低压功率单元的开关状态函数为，表示为：
当所述导通时，定义所述/>取值为1，当所述/>断开时，定义所述/>取值为0，则每个所述低压功率单元的开关状态函数/>共有3种取值：1、0、-1，与之对应的所述低压功率单元的输出电压存在3种电平状态；
定义第j个所述高压功率单元的开关状态函数为，表示为：
当所述导通时，定义所述/>取值为1，当所述/>断开时，定义所述/>取值为0，则每个所述高压功率单元的开关状态函数/>共有3种取值：1、0、-1，与之对应的所述高压功率单元的输出电压存在3种电平状态；
所述逆变器的输出电压表示为：
其中，为全部所述低压功率单元的输出电压，/>为全部所述高压功率单元的输出电压，/>为第i个所述低压功率单元的输出电压，/>为第j个所述高压功率单元的输出电压；
对各级联单元的开关函数值进行筛选，使各级联单元的输出电压电平与所述逆变器的输出电压电平极性非异，具体包括：
当所述逆变器的输出电压极性非负时，各级联单元的输出电压电平为正或零的开关状态函数值；
当所述逆变器的输出电压极性为负时，各级联单元的输出电压电平为负或零的开关状态函数值；
根据各级联单元的开关状态冗余组合进行选择，使高压功率单元具有工作于基频状态的条件的步骤具体包括：
在正半周，当所述逆变器输出电压的电平在（i-1+m×x）E到（i+m×x）E区间时，其中，i=1,2,…，m，x=0,1,…，n；选择x个所述高压功率单元和i个所述低压功率单元同时工作，并协调x个所述高压功率单元工作于输出正电平的基频状态和i个所述低压功率单元工作于输出零或正电平的PWM状态；
在负半周，当所述逆变器输出电压的电平在-（i-1+m×x）E到-（i+m×x）E区间时，其中，i=1,2,…，m，x=0,1,…，n；需选择x个所述高压功率单元和i个所述低压功率单元同时工作，并协调x个所述高压功率单元工作于输出负电平的基频状态和i个所述低压功率单元工作于输出零或负电平的PWM状态即可；
基于短距系数和分布系数对所述高压功率单元进行调制，得到所述高压功率单元中的功率器件驱动的方波信号，对所述方波信号进行相应的逻辑运算及归一化处理，得到等效的所述高压功率单元的调制波的步骤具体包括：
基于短距系数，设幅值调制度的取值为/>，在一个基波周期内，所述高压功率单元的三电平输出电压/>为：
其中，为所述高压功率单元在一个基波周期的导通角，/>为一个基波周期的时间；
单个所述高压功率单元的输出基波电压幅值为：
令n个所述高压功率单元的输出电压波形相位互差为，/>，其中，v为消除谐波的次数；则n个所述高压功率单元的输出基波电压幅值/>为：
其中，，/>为基波分布系数；
令n个所述高压功率单元的输出基波电压幅值为所述逆变器的输出基波电压幅值的，即：
则导通角为：
所述高压功率单元的导通角随所述幅值调制度/>的改变而改变，在/>从0到1之间变化时，所述高压功率单元的导通角/>始终大于0；
若要得到导通角，根据调制原理，则使所述高压功率单元的比较电位/>的取值为浮动值：
得到方波信号为：
将全部的所述方波信号高电平相加并减去全部的所述方波信号/>高电平，得到一个阶梯波，对所述阶梯波进行归一化处理，得到等效的所述高压功率单元的调制波；其中，表示对/>的取反，/>表示对/>的取反；
基于正弦调制波和等效的所述高压功率单元的调制波得到低压功率单元的调制波，对所述低压功率单元的调制波进行PWM调制的步骤具体包括：
设为总的所述正弦调制波，/>为所述高压功率单元的调制波，将/>与/>相减得到所述低压功率单元的调制波/>，所述低压功率单元的调制波/>表示为：
其中，，/>为/>次谐波分布系数，/>为正弦调制波角频率；
当时，所述低压功率单元的/>导通而/>关断，当/>时，所述低压功率单元的/>关断而/>导通；其中，/>；
当时，所述低压功率单元的/>导通而/>关断，当/>时，所述低压功率单元的/>关断而/>导通；其中，/>为第i个所述低压功率单元横轴以上的三角载波，/>为第i个所述低压功率单元横轴以下的三角载波，/>与/>关于所述低压功率单元横轴对称。
2.一种多电平逆变器的混合调制系统，其特征在于，所述系统包括：
配置模块，用于配置不对称CHB多电平逆变器直流侧电压比，并使各级联单元的输出电压电平与所述逆变器的输出电压电平极性非异；
选择模块，用于根据各级联单元的开关状态冗余组合进行选择，使高压功率单元具有工作于基频状态的条件；
第一调制模块，用于基于短距系数和分布系数对所述高压功率单元进行调制，得到所述高压功率单元中的功率器件驱动的方波信号，对所述方波信号进行相应的逻辑运算及归一化处理，得到等效的所述高压功率单元的调制波；
第二调制模块，用于基于正弦调制波和等效的所述高压功率单元的调制波得到低压功率单元的调制波，对所述低压功率单元的调制波进行PWM调制；
所述配置模块具体用于：
设所述逆变器由m个低压功率单元和n个高压功率单元级联而成，m≥2，n≥1；其中，所述低压功率单元的直流源电压为E，每个所述低压功率单元具有4个低压开关器件/>；；/>；其中，/>表示第i个所述低压功率单元，/>表示第i个低压功率单元的第e个所述低压开关器件；
所述高压功率单元的直流源电压为所述低压功率单元直流源电压的m倍，记为mE，每个所述高压功率单元具有4个高压开关器件/>；/>；/>；其中，/>表示第j个所述高压功率单元，/>表示第j个高压功率单元的第f个所述高压开关器件；
定义第i个所述低压功率单元的开关状态函数为，表示为：
当所述导通时，定义所述/>取值为1，当所述/>断开时，定义所述/>取值为0，则每个所述低压功率单元的开关状态函数/>共有3种取值：1、0、-1，与之对应的所述低压功率单元的输出电压存在3种电平状态；
定义第j个所述高压功率单元的开关状态函数为，表示为：
当所述导通时，定义所述/>取值为1，当所述/>断开时，定义所述/>取值为0，则每个所述高压功率单元的开关状态函数/>共有3种取值：1、0、-1，与之对应的所述高压功率单元的输出电压存在3种电平状态；
所述逆变器的输出电压表示为：
其中，为全部所述低压功率单元的输出电压，/>为全部所述高压功率单元的输出电压，/>为第i个所述低压功率单元的输出电压，/>为第j个所述高压功率单元的输出电压；
对各级联单元的开关函数值进行筛选，使各级联单元的输出电压电平与所述逆变器的输出电压电平极性非异，具体包括：
当所述逆变器的输出电压极性非负时，各级联单元的输出电压电平为正或零的开关状态函数值；
当所述逆变器的输出电压极性为负时，各级联单元的输出电压电平为负或零的开关状态函数值；
所述选择模块具体用于：
在正半周，当所述逆变器输出电压的电平在（i-1+m×x）E到（i+m×x）E区间时，其中，i=1,2,…，m，x=0,1,…，n；选择x个所述高压功率单元和i个所述低压功率单元同时工作，并协调x个所述高压功率单元工作于输出正电平的基频状态和i个所述低压功率单元工作于输出零或正电平的PWM状态；
在负半周，当所述逆变器输出电压的电平在-（i-1+m×x）E到-（i+m×x）E区间时，其中，i=1,2,…，m，x=0,1,…，n；需选择x个所述高压功率单元和i个所述低压功率单元同时工作，并协调x个所述高压功率单元工作于输出负电平的基频状态和i个所述低压功率单元工作于输出零或负电平的PWM状态即可；
所述第一调制模块具体用于：
基于短距系数，设幅值调制度的取值为/>，在一个基波周期内，所述高压功率单元的三电平输出电压/>为：
其中，为所述高压功率单元在一个基波周期的导通角，/>为一个基波周期的时间；
单个所述高压功率单元的输出基波电压幅值为：
令n个所述高压功率单元的输出电压波形相位互差为，/>，其中，v为消除谐波的次数；则n个所述高压功率单元的输出基波电压幅值/>为：
其中，，/>为基波分布系数；
令n个所述高压功率单元的输出基波电压幅值为所述逆变器的输出基波电压幅值的，即：
则导通角为：
所述高压功率单元的导通角随所述幅值调制度/>的改变而改变，在/>从0到1之间变化时，所述高压功率单元的导通角/>始终大于0；
若要得到导通角，根据调制原理，则使所述高压功率单元的比较电位/>的取值为浮动值：
得到方波信号为：
将全部的所述方波信号高电平相加并减去全部的所述方波信号/>高电平，得到一个阶梯波，对所述阶梯波进行归一化处理，得到等效的所述高压功率单元的调制波；其中，表示对/>的取反，/>表示对/>的取反；
所述第二调制模块具体用于：
设为总的所述正弦调制波，/>为所述高压功率单元的调制波，将/>与/>相减得到所述低压功率单元的调制波/>，所述低压功率单元的调制波/>表示为：
其中，，/>为/>次谐波分布系数，/>为正弦调制波角频率；
当时，所述低压功率单元的/>导通而/>关断，当/>时，所述低压功率单元的/>关断而/>导通；其中，/>；
当时，所述低压功率单元的/>导通而/>关断，当/>时，所述低压功率单元的/>关断而/>导通；其中，/>为第i个所述低压功率单元横轴以上的三角载波，/>为第i个所述低压功率单元横轴以下的三角载波，/>与/>关于所述低压功率单元横轴对称。
CN202410095656.XA 2024-01-24 2024-01-24 一种多电平逆变器的混合调制方法及系统 Active CN117614301B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202410095656.XA CN117614301B (zh) 2024-01-24 2024-01-24 一种多电平逆变器的混合调制方法及系统

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202410095656.XA CN117614301B (zh) 2024-01-24 2024-01-24 一种多电平逆变器的混合调制方法及系统

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN117614301A CN117614301A (zh) 2024-02-27
CN117614301B true CN117614301B (zh) 2024-04-05

Family

ID=89953924

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202410095656.XA Active CN117614301B (zh) 2024-01-24 2024-01-24 一种多电平逆变器的混合调制方法及系统

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN117614301B (zh)

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104065295A (zh) * 2014-06-16 2014-09-24 南京航空航天大学 适用于电压比为1：2的h桥混合级联逆变器的控制方法
CN105226983A (zh) * 2015-11-02 2016-01-06 南京航空航天大学 一种基于混合载波的多电平pwm调制方法
CN108306538A (zh) * 2017-01-13 2018-07-20 南京航空航天大学 一种适用于混合级联h桥多电平逆变器的改进型载波移相调制方法
CN108306537A (zh) * 2017-01-13 2018-07-20 南京航空航天大学 一种适用于混合级联h桥九电平逆变器的功率均衡调制方法
CN110098757A (zh) * 2019-04-24 2019-08-06 华东交通大学 一种混合级联h桥多电平逆变器的混合载波移相调制方法
CN113395007A (zh) * 2021-06-15 2021-09-14 安徽理工大学 一种适用于级联h桥多电平逆变器的新型功率均衡调制方法

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20120218795A1 (en) * 2011-02-28 2012-08-30 Siemens Corporation Pulse width modulated control for hybrid inverters
US8982593B2 (en) * 2012-04-27 2015-03-17 Rockwell Automation Technologies, Inc. Cascaded H-Bridge (CHB) inverter level shift PWM with rotation
CN106230003B (zh) * 2016-08-22 2019-08-13 阳光电源股份有限公司 一种级联多电平逆变系统及其调制方法和控制器

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104065295A (zh) * 2014-06-16 2014-09-24 南京航空航天大学 适用于电压比为1：2的h桥混合级联逆变器的控制方法
CN105226983A (zh) * 2015-11-02 2016-01-06 南京航空航天大学 一种基于混合载波的多电平pwm调制方法
CN108306538A (zh) * 2017-01-13 2018-07-20 南京航空航天大学 一种适用于混合级联h桥多电平逆变器的改进型载波移相调制方法
CN108306537A (zh) * 2017-01-13 2018-07-20 南京航空航天大学 一种适用于混合级联h桥九电平逆变器的功率均衡调制方法
CN110098757A (zh) * 2019-04-24 2019-08-06 华东交通大学 一种混合级联h桥多电平逆变器的混合载波移相调制方法
CN113395007A (zh) * 2021-06-15 2021-09-14 安徽理工大学 一种适用于级联h桥多电平逆变器的新型功率均衡调制方法

Non-Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
Research on Power-Balance Control Strategy of CHB Multilevel Inverter Based on TPWM;Manyuan Ye et al.;EEE Access;20191031;第07卷;第157226-157240页 *
基于载波循环的混合级联逆变器功率均衡调制策略;胡文华 等;科学技术与工程;20191130;第19卷(第33期);第186-192页 *
混合级联H桥逆变器的改进拓扑及其混合调制方法;胡文华 等;电力系统及其自动化学报;20200630;第32卷(第06期);第146-150页 *

Also Published As

Publication number Publication date
CN117614301A (zh) 2024-02-27

Similar Documents

Publication Publication Date Title
Siddique et al. A new single phase single switched-capacitor based nine-level boost inverter topology with reduced switch count and voltage stress
Samizadeh et al. A new topology of switched-capacitor multilevel inverter with eliminating leakage current
Zhao et al. Multilevel circuit topologies based on the switched-capacitor converter and diode-clamped converter
Kakar et al. New asymmetrical modular multilevel inverter topology with reduced number of switches
Pulikanti et al. Hybrid flying-capacitor-based active-neutral-point-clamped five-level converter operated with SHE-PWM
CN105450059B (zh) 抑制两h桥级联逆变器漏电流的调制方法
Prasad et al. Design and implementation of 31-level asymmetrical inverter with reduced components
Ye et al. Research on power-balance control strategy of CHB multilevel inverter based on TPWM
Banaei et al. Series H‐bridge with stacked multicell inverter to quadruplicate voltage levels
Aboadla et al. Selective Harmonics Elimination technique in single phase unipolar H-bridge inverter
CN110098757B (zh) 一种混合级联h桥多电平逆变器的混合载波移相调制方法
Saleh et al. Design of new structure of multilevel inverter based on modified absolute sinusoidal PWM technique
Devi et al. Comparative study on different five level inverter topologies
Ren et al. Capacitor voltage regulation strategy for 7-level single DC source hybrid cascaded inverter
Kumar et al. Enhancement of Power Quality with Increased Levels of Multi-level Inverters in Smart Grid Applications
Dehedkar et al. Simulation of Single Phase Cascaded H-Bridge Multilevel Inverters & THD Analysis
Sun et al. Hybrid control strategy for a novel asymmetrical multilevel inverter
CN117614301B (zh) 一种多电平逆变器的混合调制方法及系统
Oskuee et al. Reduction of circuit devices in developed symmetrical/asymmetrical multilevel converters
Maamar et al. Modeling and control of 41-level inverter using best switching angles calculation method
Ye et al. Modified modulation strategy with balanced power and switching losses distributed for seven-level cascaded H-bridge inverters
Panda et al. Design and control of an asymmetrical cascaded compact module multilevel inverter for PV system
Raj et al. Nine-level inverter with lesser number of power semiconductor switches using dSPACE
Gupta et al. Control of multilevel inverters with reduced device count
Alizadeh et al. Extended hybrid cross-switched multilevel inverter circuit topology

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant