CN110098757A - 一种混合级联h桥多电平逆变器的混合载波移相调制方法 - Google Patents

Abstract

一种混合级联H桥多电平逆变器的混合载波移相调制方法，包括：(1)利用阶梯波调制方法对所有高压单元进行调制，使所有高压单元工作在基波频率，使逆变器输出较多的电平数；(2)对所有的低压单元采用基于载波移相调制方法的脉冲宽度调制，使逆变器获得倍频特性和改善其输出电压波形质量。本发明不仅可以使高低压单元输出同极性的电压，有效地消除电流倒灌问题；还可以使低压单元工作在高频PWM状态，改善逆变器输出电压的波形质量；更可以用统一的数学模型来描述，降低在级联单元数增加时调制方法的设计难度。

Description

一种混合级联H桥多电平逆变器的混合载波移相调制方法

技术领域

本发明涉及级联多电平逆变器技术领域，尤其涉及的是一种应用于混合级联H桥多电平逆变器的混合载波移相调制方法。

背景技术

级联多电平逆变器由于具有开关电压应力小、输出电平数多和波形质量高等优点被广泛用于高压大功率传动系统、光伏发电系统等电力工业中。多电平逆变器可以分 为二极管箝位型、飞跨电容型和级联H桥型三种，其中二极管箝位型和飞跨电容型一 般需要进行电容电压平衡控制，而级联H桥型则不要进行电容电压平衡控制，因此级 联H桥型逆变器受到了更加广泛的研究和应用。级联H桥多电平逆变器又可以分为对 称级联H桥多电平逆变器和混合级联H桥多电平逆变器两种，其中混合级联H桥电 平逆变器与对称级联H桥逆变器多电平逆变器相比，混合级联逆变器在相等的级联单 元数下可以输出更多的电平数，减少了开关器件和直流电源的数目，因而受到了更多 的研究和应用。

混合调制方法是混合级联H桥多电平逆变器中的一项关键技术，直接决定输出电压质量及逆变器的性能。现有的混合调制方法大多基于载波层叠调制方法，以消除电 流倒灌问题、改善输出电压波形质量和减少高压单元开关频率为目标而设计。例如， 王毅等.基于混合频率载波调制的多电平PWM控制策略研究[J].中国电机工程学报， 2004，24(11):188-192、陈仲等.一种基于载波层叠脉宽调制的倍频调制方法[J].电工技 术学报，2018，33(10):2334-2344、何凯益等.混合H桥级联逆变器的优化调制[J].电 工技术学报，2016，31(14):193-200、苏利捷等.混合级联逆变器的混合频率载波调制 技术[J].高电压技术，2017，43(1):30-37、李宋等.混合级联多电平逆变器混合频率 载波调制技术[J].高电压技术，2015，41(7):2378-2383.、张云等.混合H桥级联型多 电平逆变器调制策略优化控制[J].电力自动化设备，2010，30(5):63-66及许赟等.一 种改进型级联多电平拓扑及其频谱分析[J].电工技术学报，2011，26(4):77-85。分别 采用不同方法和手段对混合载波层叠调制方法进行改进，从而消除了压比为1:2的混 合级联H桥七电平逆变器中的电流倒灌问题，改善了该逆变器输出电压的波形质量和 减少了该逆变器高压单元的开关频率。

但上述各种基于载波层叠调制的混合载波层叠方法在应用于三个以上单元混合级 联H桥场合时，为消除电流倒灌问题和改善输出电压质量而设计的调制方法，均存在 三个不足：一是，多个高压单元必须为高频工作；二是，使该类逆变器失去了级联H 桥拓扑的倍频特性；三是，随级联单元数的增加，调制方法的设计难度会急剧地加重， 从而限制了混合级联H桥逆变器单元数的增加。

发明内容

本发明所要解决的问题是针对现有技术的不足提供一种应用于混合级联H桥多电平逆变器的混合载波移相调制方法。

本发明是通过以下技术方案实现的。

本发明所述的一种混合级联H桥多电平逆变器的混合载波移相调制方法，包括：

(1)利用阶梯波调制方法对所有高压单元进行调制，使所有高压单元工作在基波频率，从而保证逆变器可以输出较多的电平数；

(2)对所有的低压单元采用基于载波移相调制方法的脉冲宽度调制，从而使逆变器获得倍频特性和改善其输出电压波形质量。

本发明不仅可以使高低压单元输出同极性的电压，有效地消除电流倒灌问题；还可以使低压单元工作在高频PWM状态，改善逆变器输出电压的波形质量；更可以用 统一的数学模型来描述，降低在级联单元数增加时调制方法的设计难度。

附图说明

图1为Δ电平混合级联H桥多电平逆变器。

图2为阶梯波调制方法和载波移相调制方法。其中(a)为阶梯波调制方法；(b)为载波 移相调制方法。

图3为混合载波移相调制方法原理图。其中(a)为高压单元调制方法；(b)为低压单元 调制方法。

图4为m＝2、n＝1时，混合载波移相调制方法原理图。其中(a)为高压单元调制方法；(b)为低压单元调制方法；(c)为工作波形。

图5为II型逆变器在不同调制度下的输出电压波形。其中(a)为M_a＝0.9时逆变器的工作 波形；(b)M_a＝0.6时逆变器的工作波形。

图6为II型逆变器在不同调制度下输出电压的频谱。(a)为M_a＝0.9、f_tr＝1.5kHz时输出电 压频谱；(b)为M_a＝0.6、f_tr＝1.5kHz时输出电压频谱。

图7为III型逆变器在不同调制度下的输出电压波形。其中(a)为M_a＝0.5时逆变器的工 作波形；(b)M_a＝0.85时逆变器的工作波形。

图8为III型逆变器在不同调制度下输出电压的频谱。其中(a)为M_a＝0.5、f_tr＝1.0kHz时 输出电压频谱；(b)为M_a＝0.85、f_tr＝1.0kHz时输出电压频谱。

图9为II型逆变器在M_a＝0.9时的工作波形。其中(a)为逆变器高低压单元的输出电压波 形；(b)为逆变器的输出电压波形；(c)输出电压的频谱图。

图10为II型逆变器在M_a＝0.6时的工作波形。其中(a)逆变器各单元的输出电压波形； (b)为逆变器高低压单元的输出电压波形；(c)为逆变器的输出电压波形；(d)输出电压的 频谱图。

图11为III型逆变器在M_a＝0.85时的工作波形。其中(a)为逆变器高低压单元的输出电 压波形；(b)为逆变器的输出电压波形；(c)输出电压的频谱图。

图12为III型逆变器在M_a＝0.5时的工作波形。其中(a)为逆变器高低压单元的输出电压 波形；(b)为逆变器的输出电压波形及频谱。

具体实施方式

以下结合附图及实施例，对本发明作进一步进行详细说明。

Δ电平混合级联H桥多电平逆变器如图1所示，该拓扑由m(m≥2)个低压单元和n个高压 单元级联而成。其中低压单元L_j(j＝1,2,3…,m)的直流源电压为E，H桥可由IGBT、MOSFET等 耐压较低、开关频率较高的开关器件构成；高压单元H_i(i＝1,2,3,…,n)的直流源电压为低压单元 直流源电压的m倍(本发明记为mE)，H桥可由GTO、IGCT等耐压较高、开关频率较低的开 关器件构成。归纳可得该逆变器理论上可以输出的总电平数Δ为：

△＝2m(n+1)+1 (1)

图1可知，图中各H桥均是串联，则混合级联H桥多电平逆变器输出电压等于高低压单 元各H桥级联逆变器的输出电压之和，即可表示为：

为对图1所示混合级联H桥多电平逆变器进行调制，从而让逆变器输出高质量的电压波形。 本发明基于混合调制思想提出了一种适用于图1所示混合级联H桥多电平逆变器的混合载波移 相调制方法，其基本原理为：一是利用阶梯波调制方法(如图2(a)所示)对所有高压单元进 行调制，使所有高压单元工作在基波频率，从而增加逆变器的输出电平数；二是对所有的低压 单元采用基于载波移相调制方法(如图2(b)所示)的脉冲宽度调制，从而使逆变器获得倍 频特性和改善其输出电压波形质量。

混合载波移相调制方法的一般模型如图3所示，图3(a)为高压单元调制方法的 模型，图3(b)为低压单元调制方法的模型。

图3(a)中，V_ref为高压单元的调制波，±V_li(i＝1,2,…,n)为比较电位值，±L_i(i＝1,2,…,n) 为V_ref与±V_li相比较得到的方波信号。

设图4中，V_ref幅值为1，比较电位±V_li的值可按照下式计算：

由图3(a)可知，当V_ref≥+V_li时可得到方波信号+L_i(i＝1,2,…,n)，V_ref≤-V_li时可得到方波 信号-L_i。方波信号±L_i(i＝1,2,…,n)经过一定的逻辑运算后可得高压单元各开关管的驱动信号，高 压单元各开关管驱动信号的数学逻辑表达式为：

由式(4)可知，高压单元中各开关管的驱动信号始终方波信号，因此高压单元工作在基 波频率。由高压单元调制方法可知，高压单元在与低压单元协同工作时，其输出的方波电压会 在特定时间段抬起低压单元输出电压中的某些电平段，进而使逆变器输出阶梯状的多电平电压 波形。

图3(b)中，V_m为低压单元的调制波，±V_cj(j＝1,2,…m)为一系列幅值相等但相位不同的 三角载波，V_m与±V_cj相比较可得到各低压单元开关管的驱动信号。±y为三角载波V_cj的幅值， 其计算公式为：

+V_cj与+V_cj-(j＝1,2,…m)之间相为角为+V_cj与-V_cj之间相位相反，相位角计算公式为：

图4中，设方波信号±L_i(i＝1,2,…,n)的幅值为1，则调制波V_m计算公式为：

式(3-7)中，m为低压单元的个数，n为高压单元的个数。

由图3(b)可知，当V_m≥+V_cj(j＝1,2,…m)时得到低压单元开关管S_j1和的驱 动信号，V_m≤-V_cj时得到低压单元开关管S_j3和的驱动信号，可见低压单元工作 在高频PWM状态。由低压单元调制方法可知，通过低压单元与高压单元的协同工作有效消除 逆变器输出电压中的低频谐波，进而改善的输出电压波形质量。

下面对高低压单元输出电压的基波大小进行分析。设逆变器的参考电压可表示为：

V_ref(t)＝M_a sinωt (8)

式中ω为调制波角频率；M_a∈[0,1]为调制度，其大小为希望输出电压的基波幅值U_o(1)与直流母线电压总和∑E的比值，本发明中其计算公式为：

单个高压单元参考电压的傅里叶展开式为：

高压单元参考电压的傅里叶展开式为：

低压单元参考电压的傅里叶展开式为：

本发明中，由式(10-12)可得高压单元输出电压的基波表达式为：

式(8-13)中，m为低压单元的个数，n为高压单元的个数。

由式(8-13)可知，当E、m和n的大小确定时，高低压单元输出的基波电压大 小随着调制度M_a的变化而变化，而且高低单元输出电压的基波始终小于逆变器总输 出电压u_o的基波电压，从而可以消除电流倒灌问题。

为更好的说明本发明的混合载波移相调制方法，现以m＝2、n＝1时电压比为1:1:2的混 合H桥级联九电平逆变器为例，进一步说明本发明的混合载波移相调制方法的工作原理。 为消除电流倒灌问题，本发明所采用的输出电压合成方法如表1所示。

表1九电平逆变器输出电压合成方法

当E＝100V、调制度M_a＝0.9、载波频率f_c＝600Hz时，混合载波移相调制方法及逆变器的工作波形如图4所示，混合载波层叠调制方法及逆变器的工作波形如图5所示。

图4(a)中±V_l1值为0.4的水平载波，调制波V_ref与±V_l1相比较可得高压单元H1中各开关管的驱动信号，高压单元H1的输出电压波形如图4(c)中u_H1所示的。图4(b)中 V_m为V_ref与V_Hr相减得到的低压单元调制波，三角载波+V_c1与+V_c2之间相位相差π/2， -V_c1与+V_c1相位相反，-V_c2与+V_c2相位相反，±V_c1,2与V_m相比较可分别得到低压单元 L1和L2的驱动信号。两低压单元L1和L2的输出电压波形如图4(c)中u_L1和u_L2所示， 低压单元的输出电压波形如图4(c)中u_L所示。由图4(c)可知，各高低压单元输出电压 的极性一致，因而可以消除电流倒灌问题；在一个周期内，高压单元会在t₁～t₂和t₃～ t₄时间段抬起低压单元的输出电压，实现逆变器输出多电平的电压波形。

下面以电压比分别为1:1:2:2(记为II型)和1:1:1:3(记为III型)两种混合级联H桥十 三电平逆变器为例，利用Matlab2014/Simulink搭建仿真平台，进一步分析本发明所提 混合载波移相调制方法的特点。设置电路参数如下：低压单元直流电压源为100V，高 压单元直流电压源为200V，负载为一个10Ω电阻。

当电压比为1:1:2:2、载波频率f_tr＝1.5kHz时，在调制度M_a＝0.9和M_a＝0.6两种情况下，II型逆变器的输出电压波形如图5所示，其频谱如图6所示。当电压比为1:1:1:3、 载波频率f_tr＝1kHz时，在调制度M_a＝0.85和M_a＝0.5两种情况下，III型逆变器的输出 电压波形如图7所示，其频谱如图8所示。。

图5和图7中u_L为低压单元的输出电压波形，u_H为高压单元的输出电压波形，u_o为逆变器的输出电压波形。图5(a)和图7(b)中，由于调制度M_a较高，所有的高 低压单元均处于工作状态，从而逆变器可以输出十三电平的电压波形。

图5(b)和图7(a)中，由于调制度M_a的减小导致逆变器的部分高压单元不工 作。此时，II型逆变器输出九电平的相电压波形，相当于电压比为1:1:2的混合H桥 级联逆变器；III型逆变器输出七电平的相电压波形，相当于电压比为1:1:1的H桥级 联逆变器。

综合图5和图7可以看出，两种逆变器输出的电平数均随调制度M_a的变化而变 化，M_a越大输出电平数越多，M_a越小输出电平数越少。归纳可得，本发明所提混合 H桥级联逆变器构成方案中各逆变器输出电平数的分布规律为：当M_a满足下式所列条 件时，

逆变器实际可以输出的电平数δ为：

δ＝3+2i,i＝0,1,2,...,Λ-1 (15)

式(14-15)中，Λ＝m(n+1)，m为低压单元的个数，n为高压单元的个数。

综合图6和图8所示的频谱分析可得如下结论：一是逆变器输出电压的基波大小随着M_a的增大而增大、总谐波畸变率THD随着M_a的增大而减小，但输出电压的谐 波特性几乎不受M_a变化的影响；二是逆变器输出电压中的主谐波频率主要分布在2mf_tr频率附近，即载波频率2m倍附近。

为验证本发明所提混合载波移相调制方法的正确性和可行性，搭建了两台直流侧电压比分别为1:1:2:2(记为II型)和1:1:1:3(记为III型)的混合级联H桥十三电平逆变器实验样机，验证逆变器在不同载波频率f_tr和调制度M_a下的输出电压波形。两台实验 样机均采用DSP+FPGA对主电路进行控制，其中低压单元直流侧电压均为12V，负载 也均为一个10Ω电阻。II型逆变器中两高压单元直流侧电压为24V，III型逆变器中高 压单元直流侧电压为36V。

II型逆变器在载波频率f_tr＝1.5kHz、调制度M_a＝0.9时，输出电压波形如图9所示。由图9(a)可见，逆变器高低压单元的输出电压极性始终相同，两个高压单元均工作 于基波频率，两个低压单元均工作在高开关频率，逆变器通过高低压单元之间的协同 工作输出图9(b)所示的十三电平电压波形，输出电压的频谱如图9(c)所示。图9 (c)中主谐波频率主要分布在5～6kHz频段内。

图10给出了载波频率为1.5kHz，调制度M_a＝0.6时，II型逆变器的工作波形。由 图10(a)和(b)可见，在调制度M_a＝0.6时，逆变器仅有一个高压单元和两个低压 单元工作，各单元输出电压极性始终相同，高压单元工作于基波频率，两个低压单元 工作在高开关频率，逆变器通过高低压单元之间的协同工作输出图10(c)所示的九 电平电压波形，输出电压的频谱如图10(c)所示。图10(d)中主谐波频率主要分布 在5～6kHz频段内。

图11给出了载波频率为1kHz，调制度M_a＝0.85时，III型逆变器的工作波形。由 图11(a)可见，在调制度M_a＝0.85时，高低压单元输出电压极性始终相同，高压单 元工作于基波频率，两个低压单元工作在高开关频率，逆变器通过高低压单元之间的 协同工作输出图11(b)所示的十三电平电压波形，输出电压的频谱如图11(c)所示。 图11(c)中主谐波频率主要分布在5～6kHz频段内。

图12给出了载波频率为1kHz，调制度M_a＝0.85时III型逆变器的工作波形。由图12(a)可见，在调制度M_a＝0.5时，高压单元不工作，两个低压单元工作在高开关频 率，逆变器通过高低压单元之间的协同工作输出图12(b)中所示的七电平电压波形， 输出电压的频谱如图12(b)中所示。图12(b)中主谐波频率主要分布在5～6kHz 频段内。

综合图9-12可知，一是在调制度M_a变化时，逆变器中高压单元均会自动地调整 工作状态，而低压单元却始终工作于高频开关状态，以高低单元之间有机地协同工作 来消除电流倒灌问题和保证良好的输出电压质量；二是逆变器输出电压的频谱分布几 乎不受调制度M_a的影响，II型逆变器具有4倍频特性，III型逆变器具有6倍频特性， 逆变器输出电压中的主谐波频率主要分布在2mf_tr频率附近，即载波频率2m倍附近； 三是逆变器中各高压单元均工作在基波频率。

应当理解的是，对于本领域普通技术人员来说，可以根据上述说明加以改进或变换，而所有这些改进和变换都应属于本发明所附权利要求的保护范围。

Claims (1)

1.一种混合级联H桥多电平逆变器的混合载波移相调制方法，其特征是包括：

(1)利用阶梯波调制方法对所有高压单元进行调制，使所有高压单元工作在基波频率，使逆变器输出较多的电平数；

(2)对所有的低压单元采用基于载波移相调制方法的脉冲宽度调制，使逆变器获得倍频特性和改善其输出电压波形质量。