CN117595671A - 供电电路以及应用其的不对称半桥反激变换器 - Google Patents
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Abstract
本申请公开了一种供电电路以及应用其的不对称半桥反激变换器。本发明实施例中供电电路的辅助绕组通过第一工作路径对第一储能电容充电，并且辅助绕组和第一储能电容通过第二工作路径对第二储能电容充电，以在第二储能电容上产生供电电压，该供电电压与输出电压不相关，从而实现对原边控制电路的稳定供电，实现宽范围输出应用，并且降低成本。
Description
技术领域
本发明涉及电力电子技术，具体涉及不对称半桥反激变换器以及其供电电路。
背景技术
反激变换器可以利用变压器的激磁电感、漏感，实现全输入/全负载范围内开关器件零电压导通，这为开关电源产品的效率提升、体积减小、制造工艺简化、EMI改善等带来了可能。但是不对称半桥反激(AHBF)拓扑存在不适合宽压输入场合的问题。
常见的不对称半桥反激变换器一般包括功率级电路、原边控制电路和给原边控制电路供电的供电电路。原边控制电路接收供电电路提供的满足要求的供电电压后开始工作，并控制功率级电路中的开关管的导通和关断，以将输入信号转换为稳定的输出信号。常见的供电方法是通过增加辅助绕组为原边控制电路进行供电，由于变压器中辅助绕组和副边绕组为同名端的方式，因此辅助绕组上的电压范围会随输出电压的变化而变化，采用辅助绕组直接供电的方式不利于原边控制电路的的稳定供电。
发明内容
鉴于上述问题，本发明的目的在于提供一种供电电路和不对称半桥反激变换器，以实现对原边控制电路的稳定供电，实现宽范围输出应用，并且降低成本。
根据本发明的一方面提供用于不对称半桥反激变换器的供电电路，所述供电电路包括：
辅助绕组，与所述反激变换器中变压器的原边绕组耦合；
第一储能电容，与所述辅助绕组串联耦接；以及
第二储能电容，与所述反激变换器中原边控制电路的供电端连接，以提供供电电压；
其中，在所述第一功率管导通时，所述辅助绕组通过第一工作路径对所述第一储能电容进行充电，在所述第二功率管导通时，所述辅助绕组和第一储能电容通过第二工作路径对所述第二储能电容进行充电以提供所述供电电压。
优选地，所述供电电压与输入电压呈正比例关系，与辅助绕组和原边绕组的匝比呈正比例关系。
优选地，所述第一功率管和第二功率管串联连接以接收输入电压，当所述第一功率管导通时，原边电流在所述原边绕组中流动以将能量存储在所述原边绕组中；当所述第二功率管导通时，能量从所述原边绕组被传递到所述反激变换器的负载。
优选地，所述供电电路包括；
第一开关，串联地设置在所述辅助绕组对所述第一储能电容进行充电的第一工作路径上，用于连通或断开所述第一工作路径；以及
第二开关，串联地设置在所述辅助绕组和第一储能电容对所述第二储能电容进行充电的第二工作路径上，用于连通或断开所述第二工作路径。
优选地，所述第一开关被配置为二极管，其阳极连接至参考电压，其阴极耦接至所述辅助绕组。
优选地，所述第二开关被配置为二极管，其阳极串联耦接至所述辅助绕组，其阴极连接至所述第二储能电容。
优选地，所述第一开关在所述辅助绕组上电压为负电压时导通，所述第二开关在所述辅助绕组上电压为正电压时导通。
优选地，所述第一开关在所述第一功率管导通时导通，所述第二开关在所述第二功率管导通时导通。
根据本发明的另一方面提供一种反激变换器，包括：
功率级电路，包括半桥，所述半桥包括第一功率管和第二功率管；
变压器，包括原边绕组，副边绕组；
原边控制电路，用于控制所述第一功率管和第二功率管
以及
如第一方面任一项所述的供电电路，用于给所述原边控制电路的供电端提供供电电压。
优选地，所述原边绕组并联耦接在所述第二功率管的两端。
附图说明
通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：
图1是本发明第一实施例的不对称半桥反激变换器的电路图；
图2是本发明第二实施例的不对称半桥反激变换器的电路图；
图3是本发明第三实施例的不对称半桥反激变换器的电路图；
图4是本发明实施例的不对称半桥反激变换器的工作波形图。
具体实施方式
以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。
此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。
同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。
除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。
在本发明的描述中，需要理解的是，术语“第一”、“第二”等仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。
图1是本发明第一实施例的不对称半桥反激变换器的电路图。如图1所示，不对称半桥反激变换器用于接收输入电压Vin，并提供输出电压Vout为负载供电。该反激变换器包括功率级电路和原边控制电路10。功率级电路包括一个半桥，该半桥包括串联连接在输入电压和参考电压之间的功率管Q1和功率管Q2，功率管Q1和Q2可以形成非对称拓扑。原边控制电路驱动功率级电路中功率管Q1和Q2周期性地导通和关断。功率管Q1的栅极接收原边控制电路10产生的第一驱动信号，功率管Q2的栅极接收原边控制电路10产生的第二驱动信号。应理解，本实施例中功率管可以是金属氧化物半导体(MOSFET)、绝缘栅双极性晶体管(IGBT)、双极性功率晶体管或宽禁带半导体场效应管等。
在本申请实施例中，功率管可以分别是同类型或不同类型晶体管。本实施例中以功率管为MOSFET为例进行说明，但本申请实施例对功率管的晶体管类型不做限定。
在本申请实施例中，功率管Q1为第一功率管，功率管Q2为第二功率管，功率管的驱动方式是高电平导通、低电平关断。示例性的，第一功率管Q1接收高电平驱动信号，第一功率管Q1导通。第二功率管Q2接收低电平驱动信号，第二功率管Q2关断。可以理解的是，本申请实施例中第一和第二功率管还可以采用其他驱动方式，本申请实施例对于第一和第二功率管的驱动方式不做限定。
该反激变换器包括谐振电路11和副边电路12。功率级电路用于驱动谐振电路11，该谐振电路包括变压器的原边绕组Lp和谐振电容CR，原边绕组Lp并联耦接在第二功率管Q2的两端。副边电路12包括变压器的副边绕组Ls和整流电路。变压器的原边绕组Lp接收功率级电路的输出电压，并在原边绕组Lp上产生原边绕组电压，经过变压器的副边绕组Ls与原边绕组Lp相耦合，副边绕组Ls上产生副边绕组电压。整流电路接收副边绕组Ls上产生的副边绕组电压，并转换为输出电压Vout。
如图1所示，谐振电容CR和原边绕组Lp串联连接在第二功率管Q2的两个功率端，第二功率管Q2通过采样电阻Rs连接至参考电压。本申请实施例中参考电压为地。整流电路包括二极管D1和输出电容Cout。二极管D1的阳极与副边绕组Ls的第一端连接，输出电容Cout的两端分别连接二极管的阴极和与副边绕组的第二端，输出电压Vout在输出电容Cout的两端产生。
在本申请实施例中，该反激变换器包括供电电路13，用于为原边控制电路10的供电端供电，原边控制电路10在提供满足要求的供电电压后开始工作。供电电路13包括辅助绕组Laux，辅助绕组Laux与原边绕组Lp相耦合。原边绕组Lp上的电压经过耦合在辅助绕组上产生辅助绕组电压，该供电电路13根据辅助绕组电压给原边控制电路10供电。
在一种实施例中，原边控制电路10可以发送驱动信号控制非对称半桥中的第一功率管Q1和第二功率管Q2，从而控制非对称半桥的运行状态。例如，原边控制电路10调整驱动信号的频率或占空比，可以控制第一功率管Q1和第二功率管Q2的导通频率或导通时长，从而相应地调整半桥的输出电压的电压值，进而调整原边绕组Lp上的电压值，以及控制输出电压Vout的电压值。在一种实施例中，原边控制电路10根据输出电压Vout来控制半桥中的第一功率管Q1和第二功率管Q2的导通和关断。
供电电路13包括辅助绕组Laux，第一储能电容C1以及第二储能电容C2。第二储能电容C2与原边控制电路10的供电端连接，以提供供电电压VCC。第一储能电容C1与辅助绕组Laux串联耦接。在第一功率管Q1导通时，辅助绕组Laux通过第一工作路径对第一储能电容C1进行充电，在第二功率管Q2导通时，辅助绕组Laux和第一储能电容C1通过第二工作路径对第二储能电容C2进行充电以提供供电电压VCC。进一步地，供电电路13还包括电阻R，串联地设置在第一工作路径和第二工作路径上，用于限流。
在本实施例中，辅助绕组Laux和第一储能电容C1串联耦接，第一储能电容C1的第一端通过电阻R连接至辅助绕组Laux的同名端，辅助绕组Laux异名端连接至参考电压。在本实施例中参考电压为地。第一储能电容C1的第二端连接至开关S1和开关S2的公共连接点A。第一开关S1串联地设置在辅助绕组Laux对第一储能电容C1进行充电的第一工作路径上。具体地，第一开关S1连接在公共连接点A和参考地之间。第二开关S2串联地设置在辅助绕组Laux和第一储能电容C1对第二储能电容C2进行充电的第二工作路径上。具体地，第二开关S2连接在公共连接点A和供电端之间。
在一种实现方式中，第一开关S1和第二开关S2均为二极管。二极管S1的阳极连接至参考地，阴极公共连接点A。二极管S2的阳极连接至公共连接点A，阴极连接至第二储能电容的一端，也即供电电路的供电端。当辅助绕组上电压为负电压时，二极管S1导通，供电电路13中辅助绕组电压通过第一工作路径对第一储能电容C1进行充电。当辅助绕组上电压为正电压时，二极管S2导通，供电电路13中辅助绕组和第一储能电容C1通过第二工作路径对第二储能电容C2进行充电。应理解，本实施例中第一开关S1和S2其中一个可以设置为二极管，另一个设置为可控开关，本申请实施例对于开关S1和S2的类型不做限定。
在另一种实现方式中，第一开关S1和第二开关S2分别由功率管Q1和Q2的驱动信号控制，在第一功率管Q1导通时，第一开关S1导通，在第二功率管Q2导通时，第二开关S2导通。
在本实施例中，当第一功率管Q1导通，第二功率管Q2关断，原边电流在原边绕组Lp中流动以将能量存储在原边绕组Lp中，该反激变换器工作在第一工作模式。原边绕组Lp经过耦合在辅助绕组Laux上产生辅助绕组电压，辅助绕组电压Vaux为负电压，并且可以表示如下：
Vaux＝-(Vin-Vout*Ns)*Naux/Np
其中，Vin为输入电压，Vout为输出电压，Ns,Np，Naux分别为副边绕组Ls，原边绕组Lp和辅助绕组Laux的匝数。
此时，开关S1导通，供电电路13中辅助绕组通过第一工作路径对第一储能电容C1进行充电，第一工作路径为：参考地-辅助绕组Laux-电阻R-第一储能电容C1-开关S1。第一储能电容C1上电压为(Vin-Vout*Ns)*Naux/Np。
当第一功率管Q1关断，第二功率管Q2导通，能量从原边绕组Lp被传递到所述反激变换器的负载，该反激变换器工作在第二工作模式。副边绕组Ls经过耦合在辅助绕组Laux上产生辅助绕组电压，辅助绕组电压Vaux为正电压，并且可以表示如下：
Vaux＝Vout*Ns*Naux/Np
此时，供电电路13中辅助绕组和第一储能电容C1通过第二工作路径对第二储能电容C2进行充电，第二工作路径为：参考地-辅助绕组Laux-电阻R-第一储能电容C1-开关S2-第二储能电容C2。由于电容电压不能突变，因此第一储能电容C1上电压保持为(Vin-Vout*Ns)*Naux/Np，第二储能电容C2上电压为第一储能电容C1上电压和辅助绕组Laux上电压之和，即Vin*Naux/Np，从而供电电压VCC也为Vin*Naux/Np。进一步地，供电电压VCC与输入电压Vin呈正比例关系，与辅助绕组和原边绕组的匝比也呈正比例关系。本申请实施例中供电电压VCC与输出电压无关，只与输入电压和绕组匝比相关，因此供电电路适用于宽范围输出应用，并且成本低。
本实施例中供电电路产生的供电电压VCC和输入电压Vin以及辅助绕组Laux和原边绕组Lp的匝比相关，和输出电压Vout无关。通过调节辅助绕组Laux和原边绕组Lp的匝比，本实施例中供电电路可以得到一个合适的，稳定的供电电压VCC，从而实现对原边控制电路的稳定供电，实现宽范围输出应用。
本发明实施例中供电电路通过辅助绕组对第一储能电容进行充电，并且通过辅助绕组和第一储能电容对第二储能电容进行充电，以在第二储能电容上产生供电电压，该供电电压与输出电压不相关，从而实现对原边控制电路的稳定供电，实现宽范围输出应用，并且降低成本。
图2是本发明第二实施例的不对称半桥反激变换器的电路图。与第一实施例的不同点在于，本实施中不对称半桥反激变换器中变压器的原边绕组Lp并联耦接在功率管Q1的两端。在本实施例中，功率管Q1为第二功率管，功率管Q2为第一功率管。当第一功率管Q2导通，第二功率管Q1关断，原边电流在原边绕组Lp中流动以将能量存储在原边绕组Lp中，该反激变换器工作在第一工作模式，供电电路13中辅助绕组Laux通过第一工作路径对第一储能电容C1进行充电。当第一功率管Q2关断，第二功率管Q1导通，能量从原边绕组Lp被传递到所述反激变换器的负载，该反激变换器工作在第二工作模式，供电电路13中辅助绕组和第一储能电容C1通过第二工作路径对第二储能电容C2进行充电，以提供供电电压VCC。本实施中供电电路的工作原理均与上述实施例相同，不再赘述。
图3是本发明第三实施例的不对称半桥反激变换器的电路图。与第一实施例的不同点在于，本实施中供电电路的电路结构不同，该反激变换器的工作原理以及供电电路的工作原理均与第一实施例相同，不再赘述。
在本实施例中，供电电路包括辅助绕组Laux，第一储能电容C1和第二储能电容C2。第二储能电容C2连接在原边控制电路的供电端，用于提供供电电压VCC。辅助绕组Laux和第一储能电容C1串联连接，第一储能电容C1的第一端连接至辅助绕组Laux的异名端，第二端连接至参考电压。在本实施例中参考电压为地。辅助绕组Laux的同名端通过电阻R连接至开关S1和开关S2的公共连接点A。第一开关S1串联地设置在辅助绕组Laux对第一储能电容C1的第一工作路径上。具体地，第一开关连接在公共连接点A和参考地之间。第二开关S2串联地设置在辅助绕组Laux和第一储能电容C1对第二储能电容C2的第二工作路径上。具体地，第二开关连接在公共连接点A和供电端之间。
在一种实现方式中，第一开关S1和第二开关S2均为二极管。二极管S1的阳极连接至参考地，阴极通过电阻R连接至辅助绕组Laux的同名端。二极管S2的阳极连接至公共连接点A，阴极连接至第二储能电容C2的一端，也即供电电路的供电端。
在一种实现方式中，当第一功率管Q1导通，第二功率管Q2关断，原边电流在原边绕组Lp中流动以将能量存储在原边绕组Lp中，该反激变换器工作在第一工作模式。原边绕组Lp经过耦合在辅助绕组Laux上产生辅助绕组电压，该电压为负电压。此时，供电电路13中辅助绕组Laux通过第一工作路径对第一储能电容C1进行充电，第一工作路径为：参考地-开关S1-电阻R-辅助绕组Laux-第一储能电容C1。
当第一功率管Q1关断，第二功率管Q2导通，能量从原边绕组Lp被传递到所述反激变换器的负载，该反激变换器工作在第二工作模式。副边绕组Ls经过耦合在辅助绕组Laux上产生辅助绕组电压，该电压为正电压。此时，供电电路13中辅助绕组电压和第一储能电容C1通过第二工作路径对第二储能电容C2进行充电，第二工作路径为：参考地-第一储能电容C1-辅助绕组Laux-电阻R-开关S2-第二储能电容C2。本实施例中第二储能电容C2上电压为Vin*Naux/Np，供电电压VCC也为Vin*Naux/Np。本申请实施例中供电电压VCC与输出电压无关，只与输入电压和绕组匝比相关，因此供电电路适用于宽范围输出应用，并且成本低。
图4是本发明实施例中反激变换器的工作波形图。该波形图示出驱动用于控制功率管Q1的驱动信号VG1,用于驱动功率管Q2的驱动信号VG2，原边绕组上电压VLp，辅助绕组上电压Vaux，第一开关和第二开关公共连接点A处的电压VA，以及供电电压VCC的波形。本实施以功率管Q1和Q2分别为第一和第二功率管，并且以驱动方式是高电平导通、低电平关断为例进行说明。在驱动信号VG1为低电平，驱动信号VG2高电平时，第一功率管Q1关断，第二功率管Q2导通，能量从原边绕组Lp被传递到所述反激变换器的负载。原边绕组上电压VLp为Vout*Ns，对应辅助绕组上电压Vaux为正电压，并且为Vout*Ns*Naux/Np，供电电路13中辅助绕组和第一储能电容C1通过第二工作路径对第二储能电容C2进行充电，因此公共连接点A处电压VA为第一储能电容C1上电压和辅助绕组Laux上电压之和,即Vin*Naux/Np，忽略第二开关S2的导通电压，第二储能电容C2上电压，也即供电电压VCC，等于公共连接点A处电压VA。
在驱动信号VG1为高电平，驱动信号VG2低电平时，第一功率管Q1导通，第二功率管Q2关断，原边电流在原边绕组Lp中流动以将能量存储在原边绕组Lp中。原边绕组上电压VLp为-(Vin-Vout*Ns)，对应辅助绕组上电压Vaux为负电压，并且为-(Vin-Vout*Ns)*Naux/Np，供电电路13中辅助绕组通过第一工作路径对第一储能电容C1进行充电。此时第一开关S1导通，忽略第一开关S1的导通电压，公共连接点A处电压VA为零。由于电容电压不能突变，因此第二储能电容C2上电压保持不变，也即供电电压VCC维持不变，仍然保持为Vin*Naux/Np。
本发明实施例中辅助绕组通过第一工作路径对第一储能电容充电，并且辅助绕组和第一储能电容通过第二工作路径对第二储能电容充电，以在第二储能电容上产生供电电压，该供电电压与输出电压不相关，从而实现对原边控制电路的稳定供电，实现宽范围输出应用，并且降低成本。
以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域技术人员而言，本发明可以有各种改动和变化。凡在本发明的精神和原理之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
Claims (10)
1.一种用于不对称半桥反激变换器的供电电路，所述半桥包括第一功率管和第二功率管，其特征在于，所述供电电路包括：
辅助绕组，与所述反激变换器中变压器的原边绕组耦合；
第一储能电容，与所述辅助绕组串联耦接；以及
第二储能电容，与所述反激变换器中原边控制电路的供电端连接，以提供供电电压；
其中，在所述第一功率管导通时，所述辅助绕组通过第一工作路径对所述第一储能电容进行充电，在所述第二功率管导通时，所述辅助绕组和第一储能电容通过第二工作路径对所述第二储能电容进行充电以提供所述供电电压。
2.根据权利要求1所述的供电电路，其特征在于，所述供电电压与输入电压呈正比例关系，以及与辅助绕组和原边绕组的匝比呈正比例关系。
3.根据权利要求1所述的供电电路，其特征在于，所述第一功率管和第二功率管串联连接以接收输入电压，当所述第一功率管导通时，原边电流在所述原边绕组中流动以将能量存储在所述原边绕组中；当所述第二功率管导通时，能量从所述原边绕组被传递到所述反激变换器的负载。
4.根据权利要求1所述的供电电路，其特征在于，所述供电电路包括；
第一开关，串联地设置在所述辅助绕组对所述第一储能电容进行充电的第一工作路径上，用于连通或断开所述第一工作路径；以及
第二开关，串联地设置在所述辅助绕组和第一储能电容对所述第二储能电容进行充电的第二工作路径上，用于连通或断开所述第二工作路径。
5.根据权利要求4所述的供电电路，其特征在于，所述第一开关被配置为二极管，其阳极连接至参考电压，其阴极耦接至所述辅助绕组。
6.根据权利要求4所述的供电电路，其特征在于，所述第二开关被配置为二极管，其阳极串联耦接至所述辅助绕组，其阴极连接至所述第二储能电容。
7.根据权利要求4所述的供电电路，其特征在于，所述第一开关在所述辅助绕组上电压为负电压时导通，所述第二开关在所述辅助绕组上电压为正电压时导通。
8.根据权利要求4所述的供电电路，其特征在于，所述第一开关在所述第一功率管导通时导通，所述第二开关在所述第二功率管导通时导通。
9.一种不对称半桥反激变换器，包括：
功率级电路，包括半桥，所述半桥包括第一功率管和第二功率管；
变压器，包括原边绕组，副边绕组；
原边控制电路，用于控制所述第一功率管和第二功率管；以及
如权利要求1-8任一项所述的供电电路，用于给所述原边控制电路的供电端提供供电电压。
10.根据权利要求9所述的不对称半桥反激变换器，其特征在于，所述原边绕组并联耦接在所述第二功率管的两端。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202311526734.9A CN117595671A (zh) | 2023-11-15 | 2023-11-15 | 供电电路以及应用其的不对称半桥反激变换器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202311526734.9A CN117595671A (zh) | 2023-11-15 | 2023-11-15 | 供电电路以及应用其的不对称半桥反激变换器 |
Publications (1)
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| CN117595671A true CN117595671A (zh) | 2024-02-23 |
Family
ID=89914387
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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| CN202311526734.9A Pending CN117595671A (zh) | 2023-11-15 | 2023-11-15 | 供电电路以及应用其的不对称半桥反激变换器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
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| CN (1) | CN117595671A (zh) |
-
2023
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