CN117561670A - 一种ac/dc功率转换器 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种AC/DC功率转换器(300、422)。所述AC/DC功率转换器(300、422)包括低频半桥开关器件电路(Sa、Sb)(302)、高频半桥开关器件(S1、S2)电路(304)和控制器(308、420)。所述控制器(308、420)包括功率因数校正(Power Factor Correction，PFC)级，所述功率因数校正级具有用于DC总线电压控制的外环(402)和用于控制转换器占空比的内环(404)。所述控制器(308、420)用于生成转换器占空比。所述控制器(308、420)用于基于转换器增益使所述转换器占空比饱和。所述控制器(308、420)用于通过利用过零补偿算法，在过零区域周围在所述转换器占空比饱和之后保持所述转换器增益。

Description

一种AC/DC功率转换器
技术领域
本发明涉及功率转换器，具体而言，本发明涉及一种AC/DC功率转换器。
背景技术
5G提供了先进的连接性，能够在不同场景和设备(例如，智能手机、平板电脑和屏幕更大的笔记本电脑)中融合一切。这些设备需要更多的功率，电池寿命和充电的压力不断增加。因此，对下一代AC/DC适配器的需求不断增加，以便为更大的锂离子电池快速充电。高端手机/智能设备的当前趋势是更快的充电速度。因此，需要功率更大、尺寸更小、重量更轻的AC/DC适配器。早些时候，AC/DC适配器的充电范围为5瓦到50瓦。最近，AC/DC适配器的充电功率如今在高端的优质设备上增加到120W或更高。然而，如今的笔记本电脑功率已经达到50-60W，配备了大型笨重的充电器、隔离式单级功率因数校正(power factorcorrection，PFC)AC/DC转换器以及氮化镓(Gallium Nitride，GaN)等宽带隙半导体材料，从而有机会提供高功率快速充电，外形更小、重量更轻。
图1A至图1C示出了根据现有技术的桥式两级AC/DC转换器、桥式单级AC/DC转换器和无桥单级AC/DC转换器。PFC AC/DC转换器中最流行的AC/DC转换器拓扑是桥式两级AC/DC转换器，如图1A所示。桥式两级AC/DC转换器包括提供PFC的第一级和调节输出电压的半桥LLC谐振转换器。桥式两级AC/DC转换器由于半导体数量的增加、磁性组件设计的改进和开关频率的降低而实现了高效率。然而，桥式两级AC/DC转换器的功率密度随着输入能量被分两步处理而降低，从而在效率上受到限制。桥式两级AC/DC转换器中的组件较多，因此对于小功率应用来说成本较高。桥式两级AC/DC转换器的控制变得复杂。
此外，如图1B所示的AC/DC转换器拓扑是桥式单级AC/DC转换器。桥式单级AC/DC转换器集成了二极管桥、升压电感器和LLC谐振转换器，以提供PFC功能和输出电压调节。桥式单级AC/DC转换器中的组件较多，因此对于小功率应用来说成本较低。然而，设备额定值高于桥式两级AC/DC转换器是有限制的。。还会出现与低频纹波(100赫兹)有关的问题。在调制控制策略中，自由度本质上是有限的。如图1B所示的桥式单级AC/DC转换器使用用于输出电压调节的非对称占空比控制和脉冲调频控制来调节DC总线电压。
如图1C所示的无桥单级AC/DC转换器使用固定频率的非对称占空比控制来提供输出电压调节，没有DC总线调节。需要注意的一点是在无桥配置中的操作，如图1C所示，要求输入二极管(D1、D2)需要快速二极管，而不是低欧姆MOSFET。这是因为输入二极管以开关频率脉动，这种行为会使输入滤波器更大，从而增加尺寸和成本。
图2A是示出根据现有技术的各种输入电压的占空比的图表。占空比取决于图2A所示的输入电压的大小，在高输入电压期间，占空比变得相当小。小占空比影响可以在图2B中看到出，其中，在高输入电压下可以观察到低效率。
图2B是示出根据现有技术的各种输入电压的效率的图表。随着输入电压增大，占空比越小，桥式单级AC/DC转换器的效率就越低。因此，在图2B中，效率变得低至约90％。
此外，桥式单级AC/DC转换器和无桥单级AC/DC转换器的操作模式为不连续导通模式(discontinuous conduction mode，DCM)。这种DCM操作会导致更高的输入电流总谐波失真、通过开关的高均方根(root mean square，RMS)电流，因此是效率低下的另一个原因。由于快速二极管的成本更高，因此单级AC/DC转换器的成本更高。
因此，本发明旨在克服单级AC/DC转换器的概述缺点。
发明内容
本发明的一个目的是提供一种AC/DC功率转换器，以使用用于单级AC/DC谐振转换器拓扑的新控制技术来实现宽输入和宽输出电压调节的优势。新的控制技术使用ACM控制技术来调节PFC级，使用VFM控制技术来进行DC级调节(输出电压)。通过这种控制，保证了所有操作点的零电压开关(zero voltage switching，ZVS)和零电流开关(Zero currentswitching，ZCS)，同时避免了现有技术方法的缺点。
该目的通过独立权利要求的特征来实现。其它实现形式在从属权利要求、说明书和附图中是显而易见的。
本发明的另一个目的是提供一种AC/DC功率转换器。
根据第一方面，提供了一种AC/DC功率转换器。该AC/DC功率转换器包括低频半桥开关器件电路(Sa、Sb)、高频半桥开关器件(S1、S2)电路和控制器。所述控制器包括功率因数校正(Power Factor Correction，PFC)控制级，所述功率因数校正控制级具有用于DC总线电压控制的外环和用于控制转换器占空比的内环。控制器用于生成转换器占空比。所述控制器用于基于转换器增益使所述转换器占空比饱和。所述控制器用于通过利用过零补偿算法，在过零区域周围在所述转换器占空比饱和之后保持所述转换器增益。
由于在本发明的情况下也实现了为转换器中所有操作点保证ZVS，因此AC/DC功率转换器由于高效率而适合于更高的功率水平。开关谐振级在大大低于谐振频率的情况下操作。ZVS仍然保留在开关上，而不会在AC/DC功率转换器的初级和次级侧产生更高的导通损耗。这是因为设计升压电感器的优势在于升压电感器的电流可以低于零或负值，因此在仍然保持ZVS方面起着关键作用。在没有硬开关的情况下，开关谐振级在谐振频率以下操作的这种行为使得AC/DC功率转换器有可能具有宽输入(110至230Vac)和宽输出(11Vdc至20Vdc)调节，同时保持高效率。由于宽占空比变化(占空比与输入电压的大小无关)和开关谐振级在谐振频率区域下方和上方的操作，AC/DC功率转换器保持高效率和宽输入/输出电压调节能力，而不会通过输入电压到DC总线电压控制的不同组合损失ZVS/ZCS。更重要的是，由于DC总线电容器充当功率去耦，所以不需要额外的电路来消除输出中的低频纹波(100Hz)。
AC/DC功率转换器提供低THD(<10％)、高PF(>96％)、高功率密度和高效率(>95％)。AC/DC功率转换器的THD符合IEC D类要求。
可选地，AC/DC功率控制器还用于基于所述转换器增益使所述转换器占空比在0.2与0.8之间饱和。
可选地，所述AC/DC功率控制器还用于利用所述过零区域附近的所述过零补偿算法来关闭所述低频半桥开关器件电路(Sa、Sb)，以停止反向功率流。
可选地，AC/DC功率控制器还用于在所述占空比饱和之前在所述转换器占空比中使用连续导通模式(continuous conduction mode，CCM)，在所述占空比饱和之后在所述转换器占空比中并且在所述过零区域中使用不连续导通模式(discontinuous conductionmode，DCM)。
可选地，AC/DC功率控制器还用于使用变频调制(Variable frequencymodulation，VFM)调节输出电压，从而生成开关频率。可选地，控制器还用于将所述开关频率与所述生成的转换器占空比进行比较，以生成用于所述高频半桥开关器件(S1、S2)的高频(high frequency，HF)PWM信号。
可选地，所述AC/DC功率控制器还用于基于网格频率利用所述PWM信号控制所述高频半桥开关器件电路的所述开关(S1、S2)和所述低频半桥开关器件电路的所述开关(Sa、Sb)。
可选地，所述AC/DC功率控制器还用于将所述低频半桥开关器件电路的所述开关(Sa、Sb)设置为在所述DCM模式期间关闭，并设置为在所述CCM模式期间在网格频率(50Hz/60Hz)的每个半周期内互补打开。
可选地，所述AC/DC功率控制器还用于利用所述过零算法，确定箝位电压(Vg_clamp)和箝位角度(wt)，用于通过以下公式将所述低频半桥开关器件电路的所述开关(Sa、Sb)设置为关闭：
|Vg_clamp.sin(wt)|＝Vbus(1-Dclamp)
其中，Vbus、Vg_pk和Dclamp分别为总线电压、输入电压峰值和箝位占空比，并且基于以下公式缩小所述DCM模式下的所述转换器占空比：
其中，Lb、fsw和Pac分别为升压电感器、开关频率和输入功率。
可选地，所述AC/DC功率控制器还用于在所述DCM区域中运行PFC控制，以生成与所述开关频率比较的所述转换器占空比，从而生成所述HF PWM信号。
可选地，AC/DC功率转换器还包括包含升压电感器的无桥整流器级以及与开关谐振级耦合的DC总线电容器。
可选地，所述开关谐振级包括谐振电感器、谐振电容器和连接到输出同步整流(synchronous rectification，SR)开关(SR1-SR2)的高频(high frequency，HF)变压器。
可选地，所述开关谐振级还包括所述高频半桥开关电路的两个开关(S1、S2)和所述低频半桥开关电路的两个开关(Sa、Sb)。
可选地，所述AC/DC功率转换器还包括用于集成PFC+LLC级的调制控制器。
因此，与现有技术相比，根据该方法和该装置，为可信应用提供具有更高级别的信任保证和隐私的应用级认证。
本发明的这些和其它方面在下面描述的实现方式中是显而易见的。
附图说明
现仅通过示例的方式结合附图对本发明的各实现方式进行说明，其中：
图1A至图1C示出了根据现有技术的桥式两级AC/DC转换器、桥式单级AC/DC转换器和无桥单级AC/DC转换器；
图2A是示出根据现有技术的各种输入电压的占空比的图表；
图2B是示出根据现有技术的各种输入电压的效率的图表；
图3是根据本发明的实现方式的具有低频半桥开关器件电路和高频半桥开关器件电路的单级AC/DC转换器的电路图；
图4是示出根据本发明的实现方式的控制调制策略的单级AC/DC转换器的拓扑图；
图5是根据本发明的实现方式的高频开关和低频开关的控制的框图；
图6A至图6D是根据本发明的实现方式的低频半桥开关器件电路的开关(Sa、Sb)在CCM模式和DCM模式下使用过零补偿算法的操作的图形表示；
图7是根据本发明的实现方式的单级AC/DC转换器的占空比变化的增益曲线的图形表示；
图8是示出根据本发明的实现方式的输出功率变化的单级AC/DC转换器的功率因数的图形表示；
图9是示出根据本发明的实现方式的输出功率变化的单级AC/DC转换器的效率的图形表示；
图10是根据本发明的实现方式的单级AC/DC转换器的总谐波失真的图形表示。
具体实施方式
本发明的实现方式提供了一种AC/DC功率转换器，该转换器具有使用新开发的控制技术的宽输入和宽输出电压调节的优势，该控制技术为转换器中的所有操作点提供零电压开关(zero voltage switching，ZVS)。
为了使本领域技术人员更容易理解本发明的方案，结合附图描述了本发明的以下实现方式。
本发明的说明书、权利要求书及上述附图中的“第一”、“第二”、“第三”和“第四”(如果有)等术语用于区分相似的对象，而不一定用于描述特定的序列或顺序。应当理解，如此使用的术语在适当的情况下是可互换的，例如使得本文描述的本发明的实现方式能够以本文所示或所描述的序列以外的序列来实现。此外，术语“包括”和“具有”及其任何变体旨在涵盖非排他性包括。例如，包括一系列步骤或单元的过程、方法、系统、产品或设备不一定限于明确列出的步骤或单元，而是可以包括未明确列出的或此类过程、方法、产品或设备固有的其它步骤或单元。
图3是根据本发明的实现方式的AC/DC功率转换器300的电路图。AC/DC功率转换器300的电路图包括低频半桥开关器件电路(Sa、Sb)302、高频半桥开关器件(S1、S2)电路304和控制器308。控制器308包括功率因数校正(Power Factor Correction，PFC)控制级，该功率因数校正控制级具有用于DC总线电压控制的外环和用于控制转换器占空比的内环。控制器308用于生成转换器占空比。控制器308用于基于转换器增益使转换器占空比饱和。控制器308用于通过利用过零补偿算法，在过零区域周围在转换器占空比饱和之后保持转换器增益。
AC/DC功率转换器300的电路图包括开关谐振级306。低频半桥开关器件电路(Sa、Sb)302可以包括低频MOSFET。高频半桥开关器件(S1、S2)电路304可以包括氮化镓(galliumnitride，GaN)开关。开关谐振级306包括谐振电感器Lr、谐振电容器Cr和连接到输出同步整流(synchronous rectification，SR)开关(SR1-SR2)的高频(high frequency，HF)变压器。AC/DC功率转换器300通过输入EMI滤波器310从AC源(Vac)接收输入功率。例如，输入滤波器可以被实现为单级或两级共模(common-mode，CM)滤波器和差分滤波器(differentialfilter，DF)。EMI滤波器310的第一输出端子连接到AC/DC功率转换器300的输入级。AC/DC功率转换器300包括连接到高频半桥开关器件电路304的开关(S1、S2)的升压电感器Lb。谐振电感器Lr的一个端子和其它端子连接到谐振电容器Cr。谐振电容器Cr连接到高频(highfrequency，HF)变压器的初级绕组，次级绕组连接到输出同步整流(synchronousrectification，SR)开关(SR1-SR2)，然后连接到为负载供电的输出电容器Co。
由于为AC/DC功率转换器300中所有操作点保证ZVS，因此AC/DC功率转换器300由于高效率而适合于更高的功率水平。开关谐振级在大大低于谐振频率的情况下操作。ZVS仍然保留在开关上，而不会在AC/DC功率转换器300的初级和次级侧产生更高的导通损耗。这是因为设计升压电感器的优势在于升压电感器的电流可以低于零或负值，在仍然保持ZVS方面起着关键作用。在没有硬开关的情况下，开关谐振级在谐振频率以下操作的这种行为使得AC/DC功率转换器300有可能具有宽输入(110至230Vac)和宽输出(11Vdc至20Vdc)调节，并且保持高效率。由于宽占空比变化(因为输入电压的大小现在与占空比无关)和开关谐振级在谐振频率区域下方和上方的操作，AC/DC功率转换器300保持高效率，而不会通过输入电压到DC总线电压控制的不同组合损失ZVS/ZCS，同时仍然保持ZVS。更重要的是，由于DC总线电容器充当功率去耦，所以不需要额外的电路来消除输出中的低频纹波(100Hz)。
AC/DC功率转换器300提供低THD(<10％)、高PF(>96％)、高功率密度和高效率(>95％)。AC/DC功率转换器300的THD符合IEC D类要求。
可选地，AC/DC功率控制器308还用于基于转换器增益使转换器占空比在0.2与0.8之间饱和。
可选地，AC/DC功率控制器308还用于利用过零区域附近的过零补偿算法来关闭低频半桥开关器件电路(Sa、Sb)302，以停止反向功率流。
可选地，AC/DC功率控制器308还用于在占空比饱和之前在转换器占空比中使用连续导通模式(continuous conduction mode，CCM)，在占空比饱和之后在转换器占空比中并且在过零区域中使用不连续导通模式(discontinuous conduction mode，DCM)。
可选地，AC/DC功率控制器308还用于使用变频调制(Variable frequencymodulation，VFM)调节输出电压，从而生成开关频率。可选地，控制器还用于将所述开关频率与所述生成的转换器占空比进行比较，以生成用于所述高频半桥开关器件(S1、S2)的高频(high frequency，HF)PWM信号。
可选地，AC/DC功率控制器308还用于基于网格频率利用PWM信号控制高频半桥开关器件电路304的开关(S1、S2)和低频半桥开关器件电路302的开关(Sa、Sb)。
可选地，AC/DC功率控制器308还用于将低频半桥开关器件电路302的开关(Sa、Sb)设置为在DCM模式期间关闭，并设置为在CCM模式期间在网格频率(50Hz/60Hz)的每个半周期内互补打开。
可选地，AC/DC功率控制器308还用于利用过零算法，确定箝位电压(Vg_clamp)和箝位角度(wt)，用于通过以下公式将低频半桥开关器件电路302的开关(Sa、Sb)设置为关闭：
|Vg_clamp.sin(wt)|＝Vbus(1-Dclamp)
其中，Vbus、Vg_pk和Dclamp分别为总线电压、输入电压峰值和箝位占空比，并且基于以下公式缩小所述DCM模式下的所述转换器占空比：
其中，Lb、fsw和Pac分别为升压电感器、开关频率和输入功率。
可选地，AC/DC功率控制器308还用于在DCM区域中运行PFC控制，以生成与开关频率比较的转换器占空比，从而生成HF PWM信号。
可选地，AC/DC功率转换器还包括包含升压电感器的无桥整流器级以及与开关谐振级耦合的DC总线电容器。
可选地，所述开关谐振级包括谐振电感器、谐振电容器和连接到输出同步整流(synchronous rectification，SR)开关(SR1-SR2)的高频(high frequency，HF)变压器。
可选地，开关谐振级还包括高频半桥开关电路304的两个开关(S1、S2)和低频半桥开关电路302的两个开关(Sa、Sb)。
可选地，转换器还包括用于集成PFC+LLC级的调制控制器。
图4是示出根据本发明的实现方式的控制调制策略的AC/DC功率转换器422的控制器420的拓扑图。控制器420的拓扑图包括：高频(high-frequency，HF)MOSFET控制400；具有用于DC总线电压控制的外环402和用于控制转换器占空比的内环404的级；过零操作406；脉冲宽度调制器(pulse width modulator，PWM)408A、408B，用于通过与转换器占空比进行比较来生成PWM信号；输出电压回路(output voltage loop，VFM)410；低频(low-frequency，LF)MOSFET控制412。
HF MOSFET控制400可以包括高频半桥开关器件电路的开关(S1、S2)。LF MOSFET控制412可以包括低频半桥开关器件电路的开关(Sa、Sb)。PWM调制器408A、408B可以通过将信号的幅度编码为脉冲宽度来生成PWM信号。
控制调制策略包括平均电流模式(average current mode，ACM)控制技术和变频模式(variable frequency mode，VFM)控制调制。ACM控制技术提供PFC调节，VFM控制技术调节输出电压并生成开关频率。
具有用于DC总线电压控制的外环402的PFC控制级将DC总线电压与恒定的DC参考值进行比较，以在低带宽比例积分(proportional-integral，PI)控制器中生成误差信号。低带宽为8-10Hz。PI控制器的输出除以输入AC电压(Vac)的均方根的平方，然后乘以测得的Vac，以生成参考电流(Iac ref)。用于控制转换器占空比的内环404将参考电流(Iac ref)与测得的输入AC(Iac)进行比较，以生成误差信号，该误差信号被提供给PI控制器，以生成转换器占空比。基于转换器增益，转换器占空比在0.2至0.8之间饱和。可以使用过零算法在过零区域周围补偿转换器占空比。过零补偿算法在过零区域附近保持转换器增益，并关闭低频半桥开关器件电路的开关(Sa、Sb)，以停止反向功率流。转换器占空比分别在过零区域之前和过零区域期间组合CCM和DCM模式占空比。输出电压回路(VFM)410使用VFM调节输出电压。带宽可以大于2KHz。将输出电压与转换器占空比进行比较，以产生高频半桥开关器件电路的开关(S1、S2)的PWM信号。PWM信号控制高频半桥开关器件电路的开关(S1、S2)和低频半桥开关器件电路的开关(Sa、Sb)。基于网格频率(50Hz)控制高频半桥开关器件电路的开关(S1、S2)和低频半桥开关器件电路的开关(Sa、Sb)。低频半桥开关器件电路的开关(Sa、Sb)在DCM操作期间关闭，并在网格频率(50Hz)的每个半周期内互补打开。
图5是根据本发明的实现方式的高频开关和低频开关的控制的框图。外环502将DC总线电压与恒定的DC参考值进行比较，以在低带宽比例积分(proportional-integral，PI)控制器中生成误差信号。低带宽为8-10Hz。PI控制器的输出除以输入AC电压(Vac)的均方根的平方，然后乘以测得的Vac，以生成参考电流(Iac ref)。内环504将参考电流(Iac ref)与测得的输入AC(Iac)进行比较，以生成误差信号，该误差信号被提供给PI控制器，以生成转换器PFC占空比。根据转换器增益，转换器PFC占空比在0.2与0.8之间饱和。使用新开发的过零算法在过零区域周围补偿PFC占空比。过零补偿算法在过零区域附近保持转换器增益，并关闭LF开关，以停止反向功率流。所生成的PFC占空比分别在过零区域之前和过零区域期间组合CCM和DCM模式占空比。输出电压回路(带宽>2KHz)使用VFM调节输出电压，然后与独特的转换器占空比进行比较，从而为HF开关(S1、S2)产生PWM信号。PWM信号基于网格频率(50Hz)控制HF开关(S1、S2)和LF开关(Sa、Sb)。LF开关(Sa、Sb)在DCM操作期间关闭，并在网格频率(50Hz)的每个半周期内互补打开。
图6A是根据本发明的实现方式的低频半桥开关器件电路的开关(Sa、Sb)在CCM模式和DCM模式下的操作的图形表示。该图形表示描述了基于网格频率的低频半桥开关器件电路的开关(Sa、Sb)的模式变化。低频半桥开关器件电路的开关(Sa、Sb)在DCM模式下关闭，并在转换器的CCM模式期间，在网格频率50赫兹/60赫兹的每个半周期内互补打开。
例如，首先打开开关Sb，并且在网格频率的下一个半周期内，打开开关Sa，如图所示。
图6B是根据本发明的实现方式的过零区域中的电流尖峰的图形表示。该图形表示描述了当低频半桥开关器件电路的开关(Sa、Sb)未关闭时过零区域中的电流尖峰。
图6C是根据本发明的实现方式的过零区域之后的电流尖峰的图形表示。该图形表示描述了由于过零区域中占空比没有变化而在过零区域之后的电流尖峰。转换器占空比被箝位，低频半桥开关器件电路的开关(Sa、Sb)在过零区域关闭。如果低频半桥开关器件电路的开关没有关闭，过零区域周围会产生巨大的反向功率流，从而导致巨大的电流尖峰。
图6D是根据本发明的实现方式的描述在过零区域中缩小的占空比的图形表示。该图形表示描述了在过零区域中缩小占空比。使用过零算法描述过零区域。过零算法确定箝位电压(Vg_clamp)和箝位角度(wt)，用于通过以下公式将低频半桥开关器件电路的开关(Sa、Sb)设置为关闭：
|Vg_clamp.sin(wt)|＝Vbus(1-Dclamp)
其中，Vbus、Vg_pk和Dclamp分别为总线电压、输入电压峰值和箝位占空比，并且基于以下公式缩小所述DCM模式下的所述转换器占空比：
其中，Lb、fsw和Pac分别为升压电感器、开关频率和输入功率。箝位区域的占空比的变化防止电流尖峰，保持转换器增益，以调节主输出电压。
图7是根据本发明的实现方式的单级AC/DC转换器的占空比变化的增益曲线的图形表示。该图形表示描述了占空比范围为0至1时单级AC/DC转换器的各种增益曲线。当占空比低于0.2或高于0.8时，DC总线电压与输出电压之间的电压增益下降非常快。输出电压的下降给输出电压的调节带来了困难。因此，当电压增益保持平坦时，0.3至0.7的占空比被称为单级AC/DC转换器的工作区域。
图8是示出根据本发明的实现方式的输出功率变化的单级AC/DC转换器的功率因数的图形表示。该图形表示描述了在150W的满功率时大于96％的功率因数。当功率在230Vac rms的高输入电压下变低时，功率因数更差。然而，在低于75W功率的情况下，根据D类要求标准，不需要功率因数。
图9是示出根据本发明的实现方式的输出功率变化的单级AC/DC转换器的效率的图形表示。该图形表示分别描述了150W、20V和75W、11V的满载时高输入电压230伏(V)和低输入电压的效率曲线。低输入电压和高输入电压分别获得95.44％和95.18％的峰值效率。
图10是根据本发明的实现方式的单级AC/DC转换器的总谐波失真(totalharmonic distortion，THD)的图形表示。该图形表示描述了为每个谐波测得的THD。测得的THD高达39次谐波，在高输入电压下大幅满足所需IEC 61000-3-2D类要求。
应当理解，在所描述的附图中示出的组件的布置是示例性的，并且其它布置也是可能的。还应理解，由权利要求定义的、下文描述的并在各种框图中示出的各种系统组件(和装置)代表根据本文公开的主题配置的一些系统中的组件。例如，这些系统组件(和装置)中的一个或多个系统组件(和装置)可以全部或部分地通过在所描述的附图中所示的布置中所示的至少一些组件实现。
此外，虽然这些组件中的至少一个至少部分地实现为电子硬件组件，并因此构成机器，但其它组件可以在软件中实现，当该软件包括在执行环境中时，构成机器、硬件或软件和硬件的组合。
虽然本发明及其优点已详细描述，但是应当理解，在不脱离所附权利要求书界定的本发明的精神和范围的情况下，可以作出各种改变、替代和更改。

Claims (13)

1.一种AC/DC功率转换器(300、422)，其特征在于，所述转换器(300、422)包括低频半桥开关器件电路(Sa、Sb)(302)、高频半桥开关器件(S1、S2)电路(304)和控制器(308、420)，其中，所述控制器包括功率因数校正(Power Factor Correction，PFC)级，所述功率因数校正级具有用于DC总线电压控制的外环(402)和用于控制转换器占空比的内环(404)，其中，所述控制器(308、420)用于：
生成转换器占空比；
基于转换器增益使所述转换器占空比饱和；
通过利用过零补偿算法，在过零区域周围在所述转换器占空比饱和之后保持所述转换器增益。
2.根据权利要求1所述的AC/DC功率转换器(300、422)，其特征在于，所述控制器(308、420)还用于基于所述转换器增益使所述转换器占空比在0.2与0.8之间饱和。
3.根据权利要求1或2所述的AC/DC功率转换器(300、422)，其特征在于，所述控制器(308、420)还用于利用所述过零区域附近的所述过零补偿算法来关闭所述低频半桥开关器件电路(Sa、Sb)(302)，以停止反向功率流。
4.根据权利要求1、2或3所述的AC/DC功率转换器(300、422)，其特征在于，所述控制器(308、420)还用于在所述占空比饱和之前在所述转换器占空比中使用连续导通模式(continuous conduction mode，CCM)，在所述占空比饱和之后在所述转换器占空比中并且在所述过零区域中使用不连续导通模式(discontinuous conduction mode，DCM)。
5.根据前述权利要求中任一项所述的AC/DC功率转换器(300、422)，其特征在于，所述控制器(308、420)还用于：
使用变频调制(Variable frequency modulation，VFM)调节输出电压，从而生成开关频率，
将所述开关频率与所述生成的转换器占空比进行比较，以生成用于所述高频半桥开关器件(S1、S2)(304)的高频(high frequency，HF)PWM信号。
6.根据权利要求5所述的AC/DC功率转换器(300、422)，其特征在于，所述控制器(308、420)还用于基于网格频率利用所述PWM信号控制所述高频半桥开关器件电路(304)的所述开关(S1、S2)和所述低频半桥开关器件电路(302)的所述开关(Sa、Sb)。
7.根据权利要求4和6所述的AC/DC功率转换器(300、422)，其特征在于，所述控制器(308、420)还用于将所述低频半桥开关器件电路(302)的所述开关(Sa、Sb)设置为在所述DCM模式期间关闭，并设置为在所述CCM模式期间在网格频率(50Hz/60Hz)的每个半周期内互补打开。
8.根据前述权利要求中任一项所述的AC/DC功率转换器(300、422)，其特征在于，所述控制器还用于利用所述过零算法，确定箝位电压(Vg_clamp)和箝位角度(wt)，用于通过以下公式将所述低频半桥开关器件电路(302)的所述开关(Sa、Sb)设置为关闭：
|Vg_clamp.sin(wt)|＝Vbus(1-Dclamp)
其中，Vbus、Vg_pk和Dclamp分别为总线电压、输入电压峰值和箝位占空比，并且基于以下公式缩小所述DCM模式下的所述转换器占空比：
其中，Lb、fsw和Pac分别为升压电感器、开关频率和输入功率。
9.根据权利要求5和8所述的AC/DC功率转换器(300、422)，其特征在于，所述控制器(308、420)还用于在所述DCM区域中运行PFC控制，以生成与所述开关频率比较的所述转换器占空比，从而生成所述HF PWM信号。
10.根据前述权利要求中任一项所述的AC/DC功率转换器(300、422)，其特征在于，还包括包含升压电感器的无桥整流器级以及与开关谐振级(306)耦合的DC总线电容器。
11.根据权利要求10所述的AC/DC功率转换器(300、422)，其特征在于，所述开关谐振级(306)包括谐振电感器、谐振电容器和连接到输出同步整流(synchronous rectification，SR)开关(SR1-SR2)的高频(high frequency，HF)变压器。
12.根据权利要求10或11所述的AC/DC功率转换器(300、422)，其特征在于，所述开关谐振级(306)还包括所述高频半桥开关电路的两个开关(S1、S2)和所述低频半桥开关电路的两个开关(Sa、Sb)。
13.根据权利要求10至12中任一项所述的AC/DC功率转换器(300、422)，其特征在于，所述AC/DC功率转换器(300、422)还包括用于集成PFC+LLC级的调制控制器。
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