CN117434410A - 一种易于拓展的功率器件导通压降在线测量电路 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种易于拓展的功率器件导通压降在线测量电路，属于电力电力器件技术领域。电路包括钳位单元和串联的n个承压单元，其中串联的第一个承压单元的一端用于连接待测功率器件的集电极，串联的最后一个承压单元的一端与钳位单元的一端连接，钳位单元的另一端用于连接待测功率器件的发射极，钳位单元的两端作为测量输出端；当待测功率器件导通时，承压单元完全导通，钳位单元输出为待测功率器件的导通压降；当待测功率器件关断时，承压单元承受接近功率器件关断电压的值，钳位单元输出为钳位值。该电路通过承压单元与钳位单元的配合，提取待测器件的导通压降，并实现对关断电压的有效钳位；结构简单，易于拓展，灵活性强。
Description
技术领域
本发明涉及电力电力器件技术领域，特别是一种易于拓展的功率器件导通压降在线测量电路。
背景技术
大功率电力电子变换器是支撑新能源发电、高效能电机驱动以及柔性直流输电等领域的核心装备，而功率半导体器件作为变换器的核心子部件，其可靠性关乎着整个变换器系统能否安全、稳定运行，因此对功率半导体器件的健康状态进行实时感知至关重要。
导通压降是功率半导体器件典型的特征参数，它不仅仅是一个温敏感电参数，而且与功率半导体器件的键合线的退化程度相关，因此通过对导通压降的实时测量不仅能够反映功率半导体器件芯片的结温，而且可以用来实时感知器件的老化程度，为功率半导体器件的实时温度保护，故障预警、变换器的健康管理提供了强力有效的手段。
由于电力电子变流器中功率半导体器件实时地在导通与关断状态进行切换，由于功率器件关断时，其两端需要耐受数百伏、数千伏等更高等级电压，而其导通时，其导通压降一般在4V以内，因此直接测量功率器件的导通压降，大量程的测量系统无法保证测量精度。为了精确地测量功率器件的导通压降，目前应用最为广泛地为如图1所示的双二极管电路，其利用D2作为高压阻断的二极管，在待测器件DUT导通时，电路的输出端为其导通压降，因此功率器件的导通压降可以较为精准地测量出来。但该电路无法避免温度漂移对D1，D2两个二极管压降的影响，因此该电路存在一定的温度漂移误差。
发明内容
鉴于以上所述现有技术的缺点，本发明的目的在于提供一种易于拓展的功率器件导通压降在线测量电路，用于解决现有技术中功率器件导通压降测量电路精度易受温度影响、拓展难度大、结构复杂的问题。
为了实现上述目的，本发明采用的技术方案如下：
一种易于拓展的功率器件导通压降在线测量电路，包括钳位单元和串联的n个承压单元，其中串联的第一个承压单元的一端用于连接待测功率器件的集电极，串联的最后一个承压单元的一端与钳位单元的一端连接，钳位单元的另一端用于连接待测功率器件的发射极，钳位单元的两端作为测量输出端；
当待测功率器件导通时，承压单元完全导通，钳位单元输出为待测功率器件的导通压降；当待测功率器件关断时，承压单元承受接近功率器件关断电压的值，钳位单元输出为钳位值。
进一步地，所述的承压单元包括耗尽型场效应管MOSFET、连接电阻R0和R1、静态均压电阻RM、动态均压电阻RD、动态均压电容CD；
所述的R1的一端连接MOSFET的源极，R1的另一端分别连接R0、RM和CD的一端，R0的另一端连接MOSFET的栅极，CD的另一端连接RD的一端，RD的另一端和RM的另一端连接MOSFET的漏极。
进一步地，串联的n个承压单元中，前一个承压单元的R1的另一端与后一个承压单元的MOSFET的漏极相连，串联的第一个承压单元的MOSFET的漏极连接待测功率器件的集电极，串联的第n个承压单元的R1的另一端连接钳位单元。
进一步地，结合MOSFET上的漏电流满足的转移特性公式I＝f(VGS)和I＝-VGS/R1，通过调整R1的阻值，根据两曲线的交点，使得耗尽型场效应管MOSFET承压时工作在合适的工作点；其中I表示漏电流，VGS表示MOSFET的栅极与漏极之间的电压，f(.)表示转移特性函数。
进一步地，所述的承压单元中，耗尽型场效应管MOSFET的筛选以及静态均压电阻RM阻值确定过程包括：
从同一批次耗尽型场效应管MOSFET备选中随机筛选2n个，测量同一小电流下体二极管的压降VF,1-2n，判断|VF,max-VF,min|＜0.01V是否成立，其中，VF,max、VF,min分别为2n个耗尽型场效应管MOSFET中小电流下体二极管压降的最大值和最小值；
若否，重新筛选2n个耗尽型场效应管MOSFET，若是，则从2n个耗尽型场效应管MOSFET中选择n个进行低压测试，剔除承受电压VDS≈0的耗尽型场效应管MOSFET并同时从备选中剔除，并从其余n个耗尽型场效应管MOSFET中进行替补，直至得到n个满足条件的耗尽型场效应管MOSFET；
在第一轮筛选得到的n个耗尽型场效应管MOSFET并联取值为MΩ级的静态均压电阻RM，再次进行低压测试，计算最大承压不均|VDS,max-V DS,min|＝ΔImax*RM，其中，ΔImax为流经n个耗尽型场效应管MOSFET中最大漏电流和最小漏电流的差值，RM为静态均压电阻值，VDS,max、VDS,min分别为n个耗尽型场效应管MOSFET低压测试时承受电压的最大值和最小值；
判断ΔImax*RM＜ΔVDS,set是否成立，其中，ΔVDS,set为n个耗尽型场效应管MOSFET期望的静态最大不均电压，若是，则完成静态均压测试，否则，减小RM阻值或从备选中更换耗尽型场效应管MOSFET。
进一步地，动态均压电容CD取值的数量级与MOSFET的极间电容一致，且满足RDCD<0.25tp，tp为电压上升时间。
进一步地，所述的钳位单元包括第一肖特基二极管Da1、第一齐纳稳压管Z1、第二肖特基二极管Da2；
所述的Da1的阴极与Z1的阴极连接，Z1的阳极与Da2的阳极连接并作为钳位单元的一端，Da2的阴极与Da1的阳极连接并作为钳位单元的另一端，Z1的稳压值VZ1大于待测功率器件的导通压降值。
进一步地，所述的钳位单元包括第一肖特基二极管Da1、第一齐纳稳压管Z1、第二肖特基二极管Da2、第二齐纳稳压管Z2；
所述的Da1的阴极与Z1的阴极连接，Z1的阳极与Da2的阳极连接并作为钳位单元的一端，Da2的阴极与Z2的阴极连接，Z2的阳极与Da1的阳极连接并作为钳位单元的另一端；Z1、Z2的稳压值VZ1、VZ2大于待测功率器件的导通压降值。
进一步地，将所述的钳位单元接入测量电路时，所述的钳位单元的一端连接待测功率器件的集电极，钳位单元的另一端连接串联的最后一个承压单元。
本发明具备的有益效果是：本发明提供的测量电路可以通过承压单元与钳位单元的配合工作，提取到待测器件的导通压降，并实现对关断电压的有效钳位；可以通过改变承压单元的数量来改变测量电路适用的电压等级，结构简单，易于拓展，灵活性强。
附图说明
图1是传统的用于测量功率器件的导通压降的双二极管电路；
图2是本发明实施例示出的易于拓展的功率器件导通压降在线测量电路；
图3是本发明实施例示出的承压单元的组件示意图；
图4是本发明实施例示出的钳位单元的组件示意图；
图5是本发明实施例示出的待测器件DUT处于典型双脉冲测试电路时，对待测器件进行导通压降在线测量的示意图；
图6是耗尽型MOSFET承压时的工作点示意图；
图7是耗尽型MOSFET静态参数存在一定差异时的工作点示意图；
图8是两个静态参数不一致的耗尽型MOSFET直接串联时的承压示意图；
图9是采用均压电阻RM后耗尽型MOSFET直接串联时的承压示意图；
图10是采用动态均压前后耗尽型MOSFET的承压示意图；
图11是双脉冲测试下导通压降测量电路效果及耗尽型MOSFET的承压示意图。
图12是承压单元中耗尽型MOSFET静态特性参数筛选以及静态均压电阻RM阻值的流程图；
图13是低压测试时串联的各单元结构图，其中(a)为第一轮低压测试，(b)为第二轮低压测试。具体实施方式
为了使本发明的内容更容易被清楚地理解，下面根据具体实施例并结合附图，对本发明作进一步详细的说明。
为了提高测量精度，需要设计测量电路将功率器件关断时的高压钳位在一个较低的电压，为了灵活地实现对不同电压等级功率器件导通压降的在线测量，需要明确承压单元拓展的方法，为此，本发明提出一种易于拓展的功率器件导通压降在线测量电路，电路结构如图1中的虚线框中所示，包含了承压单元与钳位单元，其输入端直接与待测功率器件IGBT的集电极C、发射极E相连。待测器件正常运行的过程中，测量电路可以通过承压单元与钳位单元的配合工作，提取到待测器件的导通压降，并实现对关断电压的有效钳位，可以通过改变承压单元的数量来改变测量电路适用的电压等级。
承压单元1-n(n为承压单元个数)通过串联的形式连接，承压单元1的一端连接待测功率器件IGBT的集电极C，承压单元n的一端与钳位单元的一端连接，钳位单元的另一端连接待测功率器件IGBT的发射极E，钳位单元的两端作为输出端。待测功率器件导通时，承压单元完全导通，钳位单元输出为功率器件IGBT的导通压降，待测功率器件关断时，承压单元承受接近功率器件关断电压的值，钳位单元输出为钳位值，因此，钳位单元的输出可以保持为一个低压信号，可以极大程度上便于后续的电路对压降信息进行采集与分析，提高了测量精度。
承压单元由图3中虚线框内所示，第i个承压单元主要包括耗尽型场效应管(MOSFET)Mi(i＝1,2,3…n)，R0和R1为连接电阻，RM为承压单元的静态均压电阻，RD为承压单元的动态均压电阻，CD为承压单元的动态均压电容。其中，R1的一端连接MOSFET的源极，R1的另一端分别连接R0、RM和CD的一端，R0的另一端连接MOSFET的栅极，CD的另一端连接RD的一端，RD的另一端和RM的另一端连接MOSFET的漏极；若干个承压单元串联，前一个承压单元的R1的另一端与后一个承压单元的MOSFET的漏极相连，第一个承压单元的MOSFET的漏极连接待测功率器件的集电极，第n个承压单元的R1的另一端连接钳位单元。
钳位单元由图4中的(a)所示，主要由第一肖特基二极管Da1、第一齐纳稳压管Z1、第二肖特基二极管Da2组成，所述的第一肖特基二极管Da1的阴极与第一齐纳稳压管Z1的阴极连接，第二肖特基二极管Da2的阳极与第一齐纳稳压管Z1的阳极连接并作为钳位单元的一端，第二肖特基二极管Da2的阴极与第一肖特基二极管Da1的阳极连接并作为钳位单元的另一端，需要保证齐纳管的稳压值VZ1大于待测器件的导通压降值VCE,sat，将钳位单元接入测量电路时，第二肖特基二极管Da2的阳极和第一齐纳稳压管Z1的阳极连接待测功率器件IGBT的集电极E，第二肖特基二极管Da2的阴极和第一肖特基二极管Da1的阳极连接承压单元n。当需要测量电路同时具备测量待测器件反并联二极管的压降功能时，可以在Da2的支路上串联第二齐纳稳压管Z2，如图4中的(b)所示，即在Da2的阴极与Da1的阳极之间串联Z2，Z2的阴极与Da2的阴极连接，Z2的阳极与Da1的阳极连接并作为钳位单元的另一端。
所述待测器件DUT处于图5所示的典型双脉冲测试电路中，其中VDC为高压直流电源，C为与其并联的母线电容，L为负载电感，D为并联在负载电感上的续流二极管，所述测量电路的输入端与待测器件DUT的集电极、发射极连接。当待测器件DUT导通时，由于其两端电压Vce,sat在几伏以内，Vce,sat<Vz1，齐纳稳压管未达到反向击穿，其上漏电流Ileak很小，在nA级，因此Ileak在每一个承压单元中的R1上的压降可以忽略不计，承压单元中的耗尽型MOSFET保持导通，因此测量电路输出Vout＝Vce,sat-nIleak(R1+Rds,on)≈Vce,satRds,on为MOSFET导通电阻；当待测器件关断时，齐纳稳压管Z1达到反向击穿，其上漏电流增大，在R1上形成压降，耗尽型MOSFET工作在高阻抗模式，承压单元承受电压，测量电路输出Vout被钳位在Vz1+VDa1，即Vout＝Vz1+VDa1。
暂不考虑承压单元中静态均压电阻RM与动态均压电阻RD、CD的作用，对耗尽型MOSFET在承压时的工作点进行分析。耗尽型MOSEFT在承压时，流经其上的电流为齐纳稳压管Z1上的齐纳击穿电流Iz，此电流在R1上形成的压降为IzR1，由于高速MOSFET的驱动电流极小，可忽略不计，因此耗尽型MOSFET上的栅极G与漏极S之间的电压VGS为-IzR1，另外由于耗尽型MOSFET上的漏电流满足其转移特性I＝f(VGS)，结合关系式I＝-Vgs/R1，可以确定耗尽型MOSFET在承压时的工作点，如图6所示，以BSS126耗尽型MOSFET为例，分别给出了R1＝2k，R1＝3.3k时，其转移特性I＝f(VGS)与I＝-VGS/R1的交点示意，因此，可以通过调整R1的阻值使得耗尽型MOSFET承压时工作在其合适的工作点。
当只用耗尽型MOSFET作为承压单元直接串联时，考虑到其静态参数的一定差异，导致其转移特性存在一定的差异，如图7中I＝f1(VGS)、I＝f2(VGS)所示，若两个MOSFET能够均匀地承担一定电压，两个耗尽型MOSFET的工作点分别应为其与曲线I＝-VGS/R的交点，但由于均压单元直接串联，其承压稳态时漏电流相等，会导致第一个耗尽型MOSFET上的Vds骤降，使其漏电流与第二耗尽型MOSFET保持相等，此时第一耗尽型MOSFET工作在线性区，其上几乎不承受电压，如图8中上方所示，VDS1和VDS2分别表示两个耗尽型MOSFET的承压情况，图8下方为两个耗尽型MOSFET相应的栅源电压VGS1,VGS2。
根据上述由于MOSFET静态参数不一致导致承压单元的承压不均问题，本发明选择RM作为静态均压的元件，如图3所示，由于不同于传统功率器件串联(关断时工作在截止区)，均压电阻的取值较传统取值方法有所不同，以两个单元的串联为例，下面讨论均压电阻RM的阻值选择问题。在高压输入时，并联均压电阻后，采样电路的回路中电流满足以下方程I1+VDS1/RM＝I2+VDS2/RM，其中，I1,I2为流经MOSFET的漏电流，由于均压电阻RM分流的影响，两个MOSFET的漏电流可以不一致，即两个MOSFET均可以工作在图7所示的工作点，此时两个MOSFET的承压差异为：ΔVDS＝(VDS1-VDS2)＝(I2-I1)RM，受高速MOSFET转移特性曲线和ID＝-VGS/R曲率影响，器件特性较不一致时，(I2-I1)在0.05mA附近，因此当RM取值在MΩ级时，其ΔVDS也在几十伏以内，为尽量保证均压效果，取RM＝1MΩ进行验证，得到MOSFET器件的承压如图9上方所示，同时图9下方为两个MOSFET的栅源电压，与理论分析一致。
当采用多个承压单元进行直接串联时，可按照图12给出的流程步骤来确定静态均压电阻阻值，其中n为测量电路需要串联的承压单元数目，首先筛选耗尽型MOSFET，i(i>2n)为同一批次信号级MOSFET的备选数目，随机筛选2n个耗尽型MOSFET，对同一小电流下体二极管的压降VF,1-2n进行测量，VF,max为2n个MOSFET中小电流下体二极管压降的最大值，VF,min为2n个MOSFET中小电流下体二极管压降的最小值。
判断|VF,max-VF,min|＜0.01V是否成立，若否，重新筛选2n个耗尽型MOSFET同一小电流下体二极管的压降VF,1-2n进行测量，若是，则从2n个MOSFET中选择n个MOSFET进行低压测试(测量电路输入电压控制在50V～100V)，VDS,1-n为低压测试时n个MOSFET的承受电压，VDS,max为n个MOSFET低压测试时承受电压的最大值，VDS,min为n个MOSFET低压测试时承受电压的最小值，剔除承受电压VDS≈0的MOSFET，从其余n个MOSFET中进行替补，直至得到n个满足条件的MOSFET。
本实施例中，第一轮低压测试时，如图13中的(a)所示，仅采用MOSFET、连接电阻R0和R1、钳位单元构建成如图2所示的测量电路(没有静态均压电阻RM、动态均压电阻RD、动态均压电容CD)，通过施加50V～100V的输入电压完成低压测试，得到第一轮筛选得到的n个MOSFET。
根据第一轮筛选得到的n个MOSFET，在第一轮低压测试电路基础上，在n个MOSFET并联MΩ级的静态均压电阻RM，再次进行低压测试(测量电路输入电压控制在50V～100V)，计算最大承压不均|VDS,max-VDS,min|＝ΔImax*RM，ΔImax为流经n个MOSFET中最大漏电流和最小漏电流的差值，RM为静态均压电阻值；
本实施例中，第二轮低压测试时，如图13中的(b)所示，在第一轮低压测试电路基础上添加并联的静态均压电阻RM，构建成如图2所示的测量电路(没有动态均压电阻RD、动态均压电容CD)，通过施加50V～100V的输入电压完成低压测试，得到第二轮筛选得到的n个MOSFET。
判断ΔImax*RM＜ΔVDS,set是否成立，ΔVDS,set为n个MOSFET单元期望的静态最大不均电压，若是，则完成静态均压测试，否则，减小RM阻值或从备选中更换器件。
根据前述分析，此时经过第二次筛选的n个MOSFET均工作在饱和区，随着输入电压的提升，ΔImax·RM基本保持不变，当在低压测试时满足ΔImax·RM<ΔVDS,set此条件时，即可完成静态均压测试。
当耗尽型MOSFET的极间电容不一致导致其电压上升的du/dt不一致时，会出现承压过程中的动态不均，如图10上方所示，为此，图3中的缓冲电阻RD和缓冲电容CD可以发挥动态均压的作用，即可使得耗尽型MOSFET的du/dt趋近一致，抑制动态电压不均，如图10下方所示，其中，由于信号型耗尽型MOSFET的极间电容值较小，在pF级，此电容与实际电路中的寄生电容差异不大，因此为了能够忽略掉实际电路中寄生电容的影响，电容CD取值的数量级需要高于与耗尽型MOSFET的极间电容的数量级，可取在nF级，且满足RDCD<0.25tp，tp为电压上升时间。
在本发明的一项具体实施中，母线电压2kV，六个MOSFET串联，设定其中六个静态参数与动态参数较不一致，按照前述分析方法MOSFET可以实现较好的均压效果，如图11下方所示，可以实现较好地动态均压和静态均压。如图11上方所示，测量电路输出在待测器件导通时可以精准地提取到导通压降，并在其关断时实现有效的钳位。
以上列举的仅是本发明的具体实施例。显然，本发明不限于以上实施例，还可以有许多变形。本领域的普通技术人员能从本发明公开的内容直接导出或联想到的所有变形，均应认为是本发明的保护范围。
Claims (9)
1.一种易于拓展的功率器件导通压降在线测量电路，其特征在于，包括钳位单元和串联的n个承压单元，其中串联的第一个承压单元的一端用于连接待测功率器件的集电极，串联的最后一个承压单元的一端与钳位单元的一端连接，钳位单元的另一端用于连接待测功率器件的发射极，钳位单元的两端作为测量输出端；
当待测功率器件导通时，承压单元完全导通，钳位单元输出为待测功率器件的导通压降；当待测功率器件关断时，承压单元承受接近功率器件关断电压的值，钳位单元输出为钳位值。
2.根据权利要求1所述的一种易于拓展的功率器件导通压降在线测量电路，其特征在于，所述的承压单元包括耗尽型场效应管MOSFET、连接电阻R0和R1、静态均压电阻RM、动态均压电阻RD、动态均压电容CD；
所述的R1的一端连接MOSFET的源极，R1的另一端分别连接R0、RM和CD的一端，R0的另一端连接MOSFET的栅极，CD的另一端连接RD的一端，RD的另一端和RM的另一端连接MOSFET的漏极。
3.根据权利要求2所述的一种易于拓展的功率器件导通压降在线测量电路，其特征在于，串联的n个承压单元中，前一个承压单元的R1的另一端与后一个承压单元的MOSFET的漏极相连，串联的第一个承压单元的MOSFET的漏极连接待测功率器件的集电极，串联的第n个承压单元的R1的另一端连接钳位单元。
4.根据权利要求2所述的一种易于拓展的功率器件导通压降在线测量电路，其特征在于，结合MOSFET上的漏电流满足的转移特性公式I＝f(VGS)和I＝-VGS/R1，通过调整R1的阻值，根据两曲线的交点，使得耗尽型场效应管MOSFET承压时工作在合适的工作点；其中I表示漏电流，VGS表示MOSFET的栅极与漏极之间的电压，f(.)表示转移特性函数。
5.根据权利要求2所述的一种易于拓展的功率器件导通压降在线测量电路，其特征在于，所述的承压单元中，耗尽型场效应管MOSFET的筛选以及静态均压电阻RM阻值确定过程包括：
从同一批次耗尽型场效应管MOSFET备选中随机筛选2n个，测量同一小电流下体二极管的压降VF,1-2n，判断|VF,max-VF,min|＜0.01V是否成立，其中，VF,max、VF,min分别为2n个耗尽型场效应管MOSFET中小电流下体二极管压降的最大值和最小值；
若否，重新筛选2n个耗尽型场效应管MOSFET，若是，则从2n个耗尽型场效应管MOSFET中选择n个进行低压测试，剔除承受电压VDS≈0的耗尽型场效应管MOSFET并同时从备选中剔除，并从其余n个耗尽型场效应管MOSFET中进行替补，直至得到n个满足条件的耗尽型场效应管MOSFET；
在第一轮筛选得到的n个耗尽型场效应管MOSFET并联取值为MΩ级的静态均压电阻RM，再次进行低压测试，计算最大承压不均|VDS,max-V DS,min|＝ΔImax*RM，其中，ΔImax为流经n个耗尽型场效应管MOSFET中最大漏电流和最小漏电流的差值，RM为静态均压电阻值，VDS,max、VDS,min分别为n个耗尽型场效应管MOSFET低压测试时承受电压的最大值和最小值；
判断ΔImax*RM＜ΔVDS,set是否成立，其中，ΔVDS,set为n个耗尽型场效应管MOSFET期望的静态最大不均电压，若是，则完成静态均压测试，否则，减小RM阻值或从备选中更换耗尽型场效应管MOSFET。
6.根据权利要求2所述的一种易于拓展的功率器件导通压降在线测量电路，其特征在于，动态均压电容CD取值的数量级与MOSFET的极间电容一致，且满足RDCD<0.25tp，tp为电压上升时间。
7.根据权利要求1所述的一种易于拓展的功率器件导通压降在线测量电路，其特征在于，所述的钳位单元包括第一肖特基二极管Da1、第一齐纳稳压管Z1、第二肖特基二极管Da2；
所述的Da1的阴极与Z1的阴极连接，Z1的阳极与Da2的阳极连接并作为钳位单元的一端，Da2的阴极与Da1的阳极连接并作为钳位单元的另一端，Z1的稳压值VZ1大于待测功率器件的导通压降值。
8.根据权利要求1所述的一种易于拓展的功率器件导通压降在线测量电路，其特征在于，所述的钳位单元包括第一肖特基二极管Da1、第一齐纳稳压管Z1、第二肖特基二极管Da2、第二齐纳稳压管Z2；
所述的Da1的阴极与Z1的阴极连接，Z1的阳极与Da2的阳极连接并作为钳位单元的一端，Da2的阴极与Z2的阴极连接，Z2的阳极与Da1的阳极连接并作为钳位单元的另一端；Z1、Z2的稳压值VZ1、VZ2大于待测功率器件的导通压降值。
9.根据权利要求7或8所述的一种易于拓展的功率器件导通压降在线测量电路，其特征在于，将所述的钳位单元接入测量电路时，所述的钳位单元的一端连接待测功率器件的集电极，钳位单元的另一端连接串联的最后一个承压单元。
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