CN117424447A - 用于海下无线供电系统的接驳盒电源变换方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种用于海下无线供电系统的接驳盒电源变换方法，海底电缆输出1kVDC作为接驳盒的输入，电能进入接驳盒后首先进入缓冲电路，一旦出现过压或者过流的情况，则会在缓冲电路对电能进行阻断，进而防止危害无线供电系统或用电设备，电能经缓冲电路之后，通过功率电路进行能量变化，功率电路分为主功率电路和次功率电路，主功率电路经过控制电路调频后实现1kVDC/375VDC转换，次功率电路经过控制电路调频后实现1kVDC/48VDC转换，辅助电源则分别为缓冲电路、功率电路以及控制电路供电。本发明解决了现有接驳盒电源设计低效率低稳定性的缺陷，同时减小了海下无线供电系统的设计成本。

Description

用于海下无线供电系统的接驳盒电源变换方法
技术领域
本发明属于海下智能装备与电能变换器技术领域，具体涉及一种用于海下无线供电系统的接驳盒电源变换方法。
背景技术
海洋蕴含着丰富的自然资源，海洋能源的开发和利用尤为重要。作为海洋勘测的重要工具，自主水下航行器(AUV，Autonomous Underwater Vehicle)和遥控水下机器人(ROV，Remotely Operated Vehicle)得到了广泛应用。然而AUV/ROV的动力电池能量有限，这限制了其续航能力。与传统插拔连接器的供电方式相比，无线电能传输技术(WPT，Wireless Power Transmission)不存在金属插件的接触及腐蚀，减少了短路的风险，提高了充电的安全性和可靠性，有望解决AUV/ROV续航能力不足的问题。目前，海下无线供电系统还有许多问题亟待解决。其中，接驳盒电源的设计尤为重要，它关系到无线供电系统中电能质量的好坏。
现有的接驳盒电源可以分为主接驳盒和次接驳盒，分别实现375V输出和48V输出，以应对不同电压等级需求。接驳盒电源设计方案一般选用BUCK拓扑或BUCK-BOOST拓扑，这类方案虽然简单可靠，但仍存在较多缺陷。首先，由于非隔离式电路特性，其可能会将直流电网故障引入AUV/ROV，造成较大经济损失；其次，基于上述方案的接驳盒很难维持较高的效率值，高频功率器件会产生较大的开关损耗；最后，接驳盒电源的稳定性难以忽视，基于上述方案的接驳盒面向电网电压波动时其输出电压难以稳定，会对负载侧造成影响。
发明内容
本发明的目的是提供一种用于海下无线供电系统的接驳盒电源变换方法，解决了现有接驳盒电源设计低效率低稳定性的缺陷，同时减小了海下无线供电系统的设计成本。
本发明所采用的技术方案是，用于海下无线供电系统的接驳盒电源变换方法，具体按照以下步骤实施：
海底电缆输出1kVDC作为接驳盒的输入，电能进入接驳盒后首先进入缓冲电路，一旦出现过压或者过流的情况，则会在缓冲电路对电能进行阻断，进而防止危害无线供电系统或用电设备，电能经缓冲电路之后，通过功率电路进行能量变化，功率电路分为主功率电路和次功率电路，主功率电路经过控制电路调频后实现1kVDC/375VDC转换，次功率电路经过控制电路调频后实现1kVDC/48VDC转换，辅助电源则分别为缓冲电路、功率电路以及控制电路供电。
本发明的特点还在于，
缓冲电路基于TL431并联稳压器，TL431并联稳压器的阳极和GND相连，TL431并联稳压器的阴极与三极管Q2的基极连接，TL431并联稳压器的参考端则连接到分压电阻R3和分压电阻R5之间，通过调节分压电阻R3、R5的比值使得输入电压超过设定保护值时R5的分压超过TL431阈值电压进而使得TL431开启，进而开启三极管Q2，使得晶闸管Q1的门极电压上升，晶闸管开启形成短路回路使得保险丝熔断，形成保护，R1、R2、R3都起到限流作用确保器件不会被烧毁。
功率电路为多路输出的LLC谐振变换电路，对于前级逆变电路输出电压记为Vab，对整流电路输入电压记为Vcd，可知：
其中，Vin为直流测输入，Vo为负载侧输出；
首先，定义Reqs为变压器二次侧等效阻抗，fn为归一化频率，Ln为谐振电感同励磁电感的比值，Q为品质因数；因此有：
其中，n为变压器一二次侧匝数比，fs为开关频率，fr为第一谐振频率，Lr为谐振电感，Lm为励磁电感，Cr为谐振电容，Ro为负载电阻；
第一谐振频率fr主要由Lr和Cr引起，因此fr可表示为：
理论推导后得到系统传递函数，即FHA模型如下：
其中，M为系统电压增益；
Q值和Ln值的选取决定最终谐振电感电容及励磁电感的取值，选取原则如下：
(1)LLC增益曲线一定会穿越(1,1)点，即谐振频率等于开关频率时有谐振电路上的阻抗XLr-XCr＝0，也就是说此时增益与负载无关，都为1；
(2)若Q值增大，增益随fn的变换缓慢，有利于控制，不会出现频率轻微波动使得增益剧烈变化的问题，同时Q增大会导致Lr增大，在Ln保持不变的情况下需Lm增大，这会导致励磁电流减小使变压器损耗降低；然而Q值太大会导致系统增益范围降低，不利于高增益场合应用。
(3)Ln取值原理类似，Q不变，Ln增大意味着在Lm减小，这会导致励磁电流增大使变压器损耗升高；而Ln过小同样会使得系统增益范围降低，不利于高增益场合应用；
确定好Q及Ln参数后，根据谐振条件计算谐振电感Lr、励磁电感Lm以及谐振电容Cr的大小：
综合以上要求，对功率电路部分进行仿真，设计一个输出1kV输入，375/48V输出电路，其仿真结果如图5所示通过以上设计，可实现1kVDC转375VDC或48VDC。同时，由仿真结果可以看出，电路负载变动时其输出电压能保持稳定不变，因此对海底不同功率负载具有自适应能力。
控制电路具体结构为：采用DSP28027芯片搭建最小系统，DSP28027芯片分别与A/D转换模块ADS1118和D/A转换模块DAC8563连接，D/A转换模块与驱动电路连接，驱动电路又与功率电路连接，实现DSP28027对功率电路的控制，A/D转换模块同时与电压采样模块A和电压采样模块B连接，电压采样模块A和电压采样模块B的型号为BK-PT202EA，分别对功率电路的375VDC输出和48VDC进行采样，构成电压闭环控制，辅助电源通过TLV1117-33稳压器与DSP28027芯片的VDDA引脚相连，实现对DSP28027芯片的供电，DSP28027芯片的GPIO36-38引脚连接到JTAG接口，通过此接口实现写入及更改，DSP28027的GPIO0-7则为ePWM端口，连接到驱动电路的输出端口，实现PWM信号的输出。
驱动电路基于ACPL-332J-500E驱动芯片及IXDN609SI驱动芯片，驱动电路共四部分，每一部分结构均相同，具体为：辅助电源经过MGJ2D052005SC电源模块将+5V转换为+20V和-5V，分别连接到ACPL-332J-500E芯片的VCC引脚以及VEE引脚，ACPL-332J-500E芯片的ANODE引脚和CATHODE引脚又与PWM输出端口U4相连，经过ACPL-332J-500E芯片将DSP28027芯片输出的0～3.3V脉冲信号转为-5V～20V的驱动信号，从VOUT引脚输出，VOUT引脚连接到IXDN609SI芯片，并从IXDN609SI芯片OUT引脚输出到功率电路上，除此之外，ACPL-332J-500E芯片的VCLAMP引脚、DESAT引脚及VLED引脚为米勒钳位引脚、故障复位引脚和故障指示引脚，分别与驱动信号、功率电路以及LED灯连接，当出现故障时，驱动芯片紧急制动同时LED灯亮起。
本发明的有益效果是，用于海下无线供电系统的接驳盒电源变换方法，集成了主接驳盒和次接驳盒，减少了一级能源变换过程，因此相比于传统的接驳盒电源设计方案，本发明具有更高的效率。本发明采用电路拓扑基于LLC谐振变换器，考虑到器件耐压过流问题，将前后级电路都设计为全桥结构。同时，由于LLC谐振变换器功率器件全负载范围内可实现ZVS的优点，电路效率可以得到进一步提高。本发明不但具有前后级电路电气隔离的优点，可避免将负载侧故障引入电网或将电网故障引入设备，还兼具宽范围输入、稳定输出的特性，可有效解决海底直流微网中常见的电压幅值波动问题。本发明具有完整的电源模块设计方案，包括辅助电路，缓冲电路和功率电路，可直接应用于海下接驳盒电源系统。其中，基于TL431的高压缓冲电路集成了过压保护和过流保护，极大地缩减了成本。可通过接驳盒内部电源设计缓解因海底直流微电网电压波动带来的负载端电压波动的问题。由于本设计中LLC谐振变换器具有宽范围输入、稳定电压输出的特性，因此电缆电压的波动不会使充电负载端电压受到较大影响。
附图说明
图1是本发明用于海下无线供电系统的接驳盒电源变换方法的接驳盒电源模块整体设计框图；
图2是本发明用于海下无线供电系统的接驳盒电源变换方法的LLC谐振电路拓扑图；
图3是本发明用于海下无线供电系统的接驳盒电源变换方法的LLC谐振电路参数设计流程图；
图4是本发明用于海下无线供电系统的接驳盒电源变换方法的接驳盒缓冲电路原理图；
图5是本发明用于海下无线供电系统的接驳盒电源变换方法的接驳盒电源系统动态仿真图；
图6是本发明用于海下无线供电系统的接驳盒电源变换方法的基于DSP28027芯片的控制电路原理图；
图7是本发明用于海下无线供电系统的接驳盒电源变换方法的基于ACPL-332J-500E芯片的驱动电路原理图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明。
本发明用于海下无线供电系统的接驳盒电源变换方法，具体按照以下步骤实施：
接驳盒电源模块整体设计如图1所示，海底电缆输出1kVDC作为接驳盒的输入，电能进入接驳盒后首先进入缓冲电路，一旦出现过压或者过流的情况，则会在缓冲电路对电能进行阻断，进而防止危害无线供电系统或用电设备，电能经缓冲电路之后，通过功率电路进行能量变化，功率电路分为主功率电路和次功率电路，主功率电路经过控制电路调频后实现1kVDC/375VDC转换，次功率电路经过控制电路调频后实现1kVDC/48VDC转换，辅助电源则分别为缓冲电路、功率电路以及控制电路供电。
缓冲电路原理图如图4所示，缓冲电路又具有一定自恢复能力，除保险丝熔断外电路故障不会损害其他电路元件，因此该缓冲电路极大地降低了电路保护的成本，缓冲电路基于TL431并联稳压器，TL431并联稳压器的阳极和GND相连，TL431并联稳压器的阴极与三极管Q2的基极连接，TL431并联稳压器的参考端则连接到分压电阻R3和分压电阻R5之间，通过调节分压电阻R3、分压电阻R5的比值使得输入电压超过设定保护值时分压电阻R5的分压超过TL431阈值电压进而使得TL431开启，进而开启三极管Q2，使得晶闸管Q1的门极电压上升，晶闸管开启形成短路回路使得保险丝熔断，形成保护，电阻R1、电阻R2、电阻R3都起到限流作用确保器件不会被烧毁。只需更换保险丝等电路恢复后即可重新投入，极大地降低了保护成本。
功率电路为多路输出的LLC谐振变换电路，其输出性能好坏取决于电路参数设计。根据图2拓扑，以下为设计方法。
根据电力电子理论，由基本谐波近似法(FHA，First Harmonic Approximation)可知，前级逆变电路相当于一个交流电源，而带负载的整流电路相当于一个交流电阻，因此对于前级逆变电路输出电压记为Vab，对整流电路输入电压记为Vcd，可知：
其中，Vin为直流测输入，Vo为负载侧输出；
首先，定义Reqs为变压器二次侧等效阻抗，fn为归一化频率，Ln为谐振电感同励磁电感的比值，Q为品质因数；因此有：
其中，n为变压器一二次侧匝数比，fs为开关频率，fr为第一谐振频率，Lr为谐振电感，Lm为励磁电感，Cr为谐振电容，Ro为负载电阻；
第一谐振频率fr主要由Lr和Cr引起，因此fr可表示为：
理论推导后得到系统传递函数，即FHA模型如下：
其中，M为系统电压增益；
Q值和Ln值的选取决定最终谐振电感电容及励磁电感的取值，选取原则如下：
(1)LLC增益曲线一定会穿越(1,1)点，即谐振频率等于开关频率时有谐振电路上的阻抗XLr-XCr＝0，也就是说此时增益与负载无关，都为1；
(2)若Q值增大，增益随fn的变换缓慢，有利于控制，不会出现频率轻微波动使得增益剧烈变化的问题，同时Q增大会导致Lr增大，在Ln保持不变的情况下需Lm增大，这会导致励磁电流减小使变压器损耗降低；然而Q值太大会导致系统增益范围降低，不利于高增益场合应用。
(3)Ln取值原理类似，Q不变，Ln增大意味着在Lm减小，这会导致励磁电流增大使变压器损耗升高；而Ln过小同样会使得系统增益范围降低，不利于高增益场合应用；
确定好Q及Ln参数后，根据谐振条件计算谐振电感Lr、励磁电感Lm以及谐振电容Cr的大小：
基于以上推导，LLC谐振变换器参数设计流程图如图3所示。
同时，LLC变换器的另一个主要优点是其可以显著降低开关损耗，这主要是通过原边ZVS实现的；在设计时我们需要尽量满足以下条件：
(1).使LLC谐振变换器工作在感性区域；
(2).尽量延长死区时间；
(3).减小励磁电感。
综合以上要求，对功率电路部分进行仿真，设计一个输出1kV输入，375/48V输出电路，其仿真结果如图5所示通过以上设计，可实现1kVDC转375VDC或48VDC。同时，由仿真结果可以看出，电路负载变动时其输出电压能保持稳定不变，因此对海底不同功率负载具有自适应能力。
控制电路具体结构为：采用DSP28027芯片搭建最小系统，其参数如下：
(1)最高主频60MHz，64KB的闪存和12KB的RAM；
(2)两个12位ADC模块，每个模块最多支持8个模拟输入通道；
(3)内置的通信接口可以与其他设备(如传感器、执行器等)进行数据交换和控制；
(4)三个32位CPU计时器，每个增强型脉宽调制器(ePWM)中均有一个独立的16位计时器；
DSP28027主频足够大，完全可以满足对高频功率器件的控制，同时，四路ePWM通道和定时器也能够满足控制要求。本方案中控制电路的主要任务是输出两路带死区的PWM波，同时利用采样模块对电路中的各种数据进行采集。控制电路设计原理图如图6所示。
DSP28027芯片分别与A/D转换模块ADS1118和D/A转换模块DAC8563连接，D/A转换模块与驱动电路连接，驱动电路又与功率电路连接，实现DSP28027对功率电路的控制，A/D转换模块同时与电压采样模块A和电压采样模块B连接(电压采样模块A和电压采样模块B的型号为BK-PT202EA)，分别对功率电路的375VDC输出和48VDC进行采样，构成电压闭环控制，辅助电源通过TLV1117-33稳压器与DSP28027芯片的VDDA引脚相连，实现对DSP28027芯片的供电，DSP28027芯片的GPIO36-38引脚连接到JTAG接口，通过此接口实现写入及更改，DSP28027的GPIO0-7则为ePWM端口，连接到驱动电路的输出端口，实现PWM信号的输出。
驱动电路基于ACPL-332J-500E驱动芯片及IXDN609SI驱动芯片，其中ACPL-332J-500E最高输出电流2.5A，带集成去饱和检测、故障状态反馈及有源米勒箝位的功能，同时具有低功耗的特点。而IXDN609SI作为高速栅极驱动器最高可产生9A电流，具有很强的驱动能力，同时电压上升和下降时间均小于25ns，因此IXDN609S在高频电路中具有很强的适应性。驱动电路如图7所示。
驱动电路共四部分，每一部分结构均相同，具体为：辅助电源经过MGJ2D052005SC电源模块将+5V转换为+20V和-5V，分别连接到ACPL-332J-500E芯片的VCC引脚以及VEE引脚，ACPL-332J-500E芯片的ANODE引脚和CATHODE引脚又与图6中的PWM输出端口U4相连，经过ACPL-332J-500E芯片将DSP28027芯片输出的0～3.3V脉冲信号转为-5V～20V的驱动信号，从VOUT引脚输出，为增强驱动能力，提高驱动电流，VOUT引脚连接到IXDN609SI芯片，并从IXDN609SI芯片OUT引脚输出到功率电路上，除此之外，ACPL-332J-500E芯片的VCLAMP引脚、DESAT引脚及VLED引脚为米勒钳位引脚、故障复位引脚和故障指示引脚，分别与驱动信号、功率电路以及LED灯连接，当出现故障时，驱动芯片紧急制动同时LED灯亮起。具备一定指示作用。米勒钳位功能可有效降低功率电路中寄生参数引起的驱动信号电压尖峰，避免因过压而造成器件损坏。
本发明用于海下无线供电系统的接驳盒电源变换方法，集成了主接驳盒和次接驳盒的设计，减少一级能源变换过程；与此同时，本发明提供了一种接驳盒电源模块整体设计方案，具体包括：辅助电路设计、缓冲电路设计以及主功率电路和次功率电路设计。由于目前海底供电多采用1kV直流配电网，因此主功率电路设计实现1kVDC/375VDC直流变换，次功率电路设计实现1kVDC/48VDC直流变换；辅助电源为控制电路供电；缓冲电路可实现将过压保护及过流保护，防止高压或者雷击由供电端进入用电设备。
本发明LLC谐振变换接驳盒电源设计方案，该接驳盒电源满足高压宽范围输入，高功率输出以及高可靠性的特点。从技术层面来讲，本设计方案具有优势如下：(1)本方案基于软开关技术，功率器件可实现全负载范围内零电压开通(ZVS，Zero VoltageSwitching)，开关损耗得以减小；(2)本方案中变压器的励磁电感参与谐振，因此减少了无源器件的数量，接驳盒电源的功率密度得以提升；(3)本方案通过谐振元件参数设计可实现宽电压范围输入，恒压输出，驳盒电源的稳定性得以提升；(4)本方案集成了主接驳盒和次接驳盒设计，同时实现375V和48V输出，设计成本和系统体积得到了有效控制。综上所述，本发明具备一定优越性，对海下无线供电系统的建立及海底观测网的发展具有积极的作用。
实施例1
本发明所采用的技术方案是，用于海下无线供电系统的接驳盒电源变换方法，具体按照以下步骤实施：
海底电缆输出1kVDC作为接驳盒的输入，电能进入接驳盒后首先进入缓冲电路，一旦出现过压或者过流的情况，则会在缓冲电路对电能进行阻断，进而防止危害无线供电系统或用电设备，电能经缓冲电路之后，通过功率电路进行能量变化，功率电路分为主功率电路和次功率电路，主功率电路经过控制电路调频后实现1kVDC/375VDC转换，次功率电路经过控制电路调频后实现1kVDC/48VDC转换，辅助电源则分别为缓冲电路、功率电路以及控制电路供电。
实施例2
本发明用于海下无线供电系统的接驳盒电源变换方法，具体按照以下步骤实施：
接驳盒电源模块整体设计如图1所示，海底电缆输出1kVDC作为接驳盒的输入，电能进入接驳盒后首先进入缓冲电路，一旦出现过压或者过流的情况，则会在缓冲电路对电能进行阻断，进而防止危害无线供电系统或用电设备，电能经缓冲电路之后，通过功率电路进行能量变化，功率电路分为主功率电路和次功率电路，主功率电路经过控制电路调频后实现1kVDC/375VDC转换，次功率电路经过控制电路调频后实现1kVDC/48VDC转换，辅助电源则分别为缓冲电路、功率电路以及控制电路供电。
功率电路为多路输出的LLC谐振变换电路，其输出性能好坏取决于电路参数设计。根据图2拓扑，以下为设计方法。
根据电力电子理论，由基本谐波近似法(FHA，First Harmonic Approximation)可知，前级逆变电路相当于一个交流电源，而带负载的整流电路相当于一个交流电阻，因此对于前级逆变电路输出电压记为Vab，对整流电路输入电压记为Vcd，可知：
其中，Vin为直流测输入，Vo为负载侧输出；
首先，定义Reqs为变压器二次侧等效阻抗，fn为归一化频率，Ln为谐振电感同励磁电感的比值，Q为品质因数；因此有：
其中，n为变压器一二次侧匝数比，fs为开关频率，fr为第一谐振频率，Lr为谐振电感，Lm为励磁电感，Cr为谐振电容，Ro为负载电阻；
第一谐振频率fr主要由Lr和Cr引起，因此fr可表示为：
理论推导后得到系统传递函数，即FHA模型如下：
其中，M为系统电压增益；
Q值和Ln值的选取决定最终谐振电感电容及励磁电感的取值，选取原则如下：
(1)LLC增益曲线一定会穿越(1,1)点，即谐振频率等于开关频率时有谐振电路上的阻抗XLr-XCr＝0，也就是说此时增益与负载无关，都为1；
(2)若Q值增大，增益随fn的变换缓慢，有利于控制，不会出现频率轻微波动使得增益剧烈变化的问题，同时Q增大会导致Lr增大，在Ln保持不变的情况下需Lm增大，这会导致励磁电流减小使变压器损耗降低；然而Q值太大会导致系统增益范围降低，不利于高增益场合应用。
(3)Ln取值原理类似，Q不变，Ln增大意味着在Lm减小，这会导致励磁电流增大使变压器损耗升高；而Ln过小同样会使得系统增益范围降低，不利于高增益场合应用；
确定好Q及Ln参数后，根据谐振条件计算谐振电感Lr、励磁电感Lm以及谐振电容Cr的大小：
基于以上推导，LLC谐振变换器参数设计流程图如图3所示。
同时，LLC变换器的另一个主要优点是其可以显著降低开关损耗，这主要是通过原边ZVS实现的；在设计时我们需要尽量满足以下条件：
(1).使LLC谐振变换器工作在感性区域；
(2).尽量延长死区时间；
(3).减小励磁电感。
综合以上要求，对功率电路部分进行仿真，设计一个输出1kV输入，375/48V输出电路，其仿真结果如图5所示通过以上设计，可实现1kVDC转375VDC或48VDC。同时，由仿真结果可以看出，电路负载变动时其输出电压能保持稳定不变，因此对海底不同功率负载具有自适应能力。
控制电路具体结构为：采用DSP28027芯片搭建最小系统，其参数如下：
(1)最高主频60MHz，64KB的闪存和12KB的RAM；
(2)两个12位ADC模块，每个模块最多支持8个模拟输入通道；
(3)内置的通信接口可以与其他设备(如传感器、执行器等)进行数据交换和控制；
(4)三个32位CPU计时器，每个增强型脉宽调制器(ePWM)中均有一个独立的16位计时器；
DSP28027主频足够大，完全可以满足对高频功率器件的控制，同时，四路ePWM通道和定时器也能够满足控制要求。本方案中控制电路的主要任务是输出两路带死区的PWM波，同时利用采样模块对电路中的各种数据进行采集。控制电路设计原理图如图6所示。
DSP28027芯片分别与A/D转换模块ADS1118和D/A转换模块DAC8563连接，D/A转换模块与驱动电路连接，驱动电路又与功率电路连接，实现DSP28027对功率电路的控制，A/D转换模块同时与电压采样模块A和电压采样模块B连接(电压采样模块A和电压采样模块B的型号为BK-PT202EA)，分别对功率电路的375VDC输出和48VDC进行采样，构成电压闭环控制，辅助电源通过TLV1117-33稳压器与DSP28027芯片的VDDA引脚相连，实现对DSP28027芯片的供电，DSP28027芯片的GPIO36-38引脚连接到JTAG接口，通过此接口实现写入及更改，DSP28027的GPIO0-7则为ePWM端口，连接到驱动电路的输出端口，实现PWM信号的输出。
驱动电路基于ACPL-332J-500E驱动芯片及IXDN609SI驱动芯片，其中ACPL-332J-500E最高输出电流2.5A，带集成去饱和检测、故障状态反馈及有源米勒箝位的功能，同时具有低功耗的特点。而IXDN609SI作为高速栅极驱动器最高可产生9A电流，具有很强的驱动能力，同时电压上升和下降时间均小于25ns，因此IXDN609S在高频电路中具有很强的适应性。驱动电路如图7所示。
驱动电路共四部分，每一部分结构均相同，具体为：辅助电源经过MGJ2D052005SC电源模块将+5V转换为+20V和-5V，分别连接到ACPL-332J-500E芯片的VCC引脚以及VEE引脚，ACPL-332J-500E芯片的ANODE引脚和CATHODE引脚又与图6中的PWM输出端口U4相连，经过ACPL-332J-500E芯片将DSP28027芯片输出的0～3.3V脉冲信号转为-5V～20V的驱动信号，从VOUT引脚输出，为增强驱动能力，提高驱动电流，VOUT引脚连接到IXDN609SI芯片，并从IXDN609SI芯片OUT引脚输出到功率电路上，除此之外，ACPL-332J-500E芯片的VCLAMP引脚、DESAT引脚及VLED引脚为米勒钳位引脚、故障复位引脚和故障指示引脚，分别与驱动信号、功率电路以及LED灯连接，当出现故障时，驱动芯片紧急制动同时LED灯亮起。具备一定指示作用。米勒钳位功能可有效降低功率电路中寄生参数引起的驱动信号电压尖峰，避免因过压而造成器件损坏。
实施例3
本发明用于海下无线供电系统的接驳盒电源变换方法，具体按照以下步骤实施：
接驳盒电源模块整体设计如图1所示，海底电缆输出1kVDC作为接驳盒的输入，电能进入接驳盒后首先进入缓冲电路，一旦出现过压或者过流的情况，则会在缓冲电路对电能进行阻断，进而防止危害无线供电系统或用电设备，电能经缓冲电路之后，通过功率电路进行能量变化，功率电路分为主功率电路和次功率电路，主功率电路经过控制电路调频后实现1kVDC/375VDC转换，次功率电路经过控制电路调频后实现1kVDC/48VDC转换，辅助电源则分别为缓冲电路、功率电路以及控制电路供电。
缓冲电路原理图如图4所示，缓冲电路又具有一定自恢复能力，除保险丝熔断外电路故障不会损害其他电路元件，因此该缓冲电路极大地降低了电路保护的成本，缓冲电路基于TL431并联稳压器，TL431并联稳压器的阳极和GND相连，TL431并联稳压器的阴极与三极管Q2的基极连接，TL431并联稳压器的参考端则连接到分压电阻R3和分压电阻R5之间，通过调节分压电阻R3、分压电阻R5的比值使得输入电压超过设定保护值时分压电阻R5的分压超过TL431阈值电压进而使得TL431开启，进而开启三极管Q2，使得晶闸管Q1的门极电压上升，晶闸管开启形成短路回路使得保险丝熔断，形成保护，电阻R1、电阻R2、电阻R3都起到限流作用确保器件不会被烧毁。只需更换保险丝等电路恢复后即可重新投入，极大地降低了保护成本。
控制电路具体结构为：采用DSP28027芯片搭建最小系统，其参数如下：
(1)最高主频60MHz，64KB的闪存和12KB的RAM；
(2)两个12位ADC模块，每个模块最多支持8个模拟输入通道；
(3)内置的通信接口可以与其他设备(如传感器、执行器等)进行数据交换和控制；
(4)三个32位CPU计时器，每个增强型脉宽调制器(ePWM)中均有一个独立的16位计时器；
DSP28027主频足够大，完全可以满足对高频功率器件的控制，同时，四路ePWM通道和定时器也能够满足控制要求。本方案中控制电路的主要任务是输出两路带死区的PWM波，同时利用采样模块对电路中的各种数据进行采集。控制电路设计原理图如图6所示。
DSP28027芯片分别与A/D转换模块ADS1118和D/A转换模块DAC8563连接，D/A转换模块与驱动电路连接，驱动电路又与功率电路连接，实现DSP28027对功率电路的控制，A/D转换模块同时与电压采样模块A和电压采样模块B连接(电压采样模块A和电压采样模块B的型号为BK-PT202EA)，分别对功率电路的375VDC输出和48VDC进行采样，构成电压闭环控制，辅助电源通过TLV1117-33稳压器与DSP28027芯片的VDDA引脚相连，实现对DSP28027芯片的供电，DSP28027芯片的GPIO36-38引脚连接到JTAG接口，通过此接口实现写入及更改，DSP28027的GPIO0-7则为ePWM端口，连接到驱动电路的输出端口，实现PWM信号的输出。
驱动电路基于ACPL-332J-500E驱动芯片及IXDN609SI驱动芯片，其中ACPL-332J-500E最高输出电流2.5A，带集成去饱和检测、故障状态反馈及有源米勒箝位的功能，同时具有低功耗的特点。而IXDN609SI作为高速栅极驱动器最高可产生9A电流，具有很强的驱动能力，同时电压上升和下降时间均小于25ns，因此IXDN609S在高频电路中具有很强的适应性。驱动电路如图7所示。
驱动电路共四部分，每一部分结构均相同，具体为：辅助电源经过MGJ2D052005SC电源模块将+5V转换为+20V和-5V，分别连接到ACPL-332J-500E芯片的VCC引脚以及VEE引脚，ACPL-332J-500E芯片的ANODE引脚和CATHODE引脚又与图6中的PWM输出端口U4相连，经过ACPL-332J-500E芯片将DSP28027芯片输出的0～3.3V脉冲信号转为-5V～20V的驱动信号，从VOUT引脚输出，为增强驱动能力，提高驱动电流，VOUT引脚连接到IXDN609SI芯片，并从IXDN609SI芯片OUT引脚输出到功率电路上，除此之外，ACPL-332J-500E芯片的VCLAMP引脚、DESAT引脚及VLED引脚为米勒钳位引脚、故障复位引脚和故障指示引脚，分别与驱动信号、功率电路以及LED灯连接，当出现故障时，驱动芯片紧急制动同时LED灯亮起。具备一定指示作用。米勒钳位功能可有效降低功率电路中寄生参数引起的驱动信号电压尖峰，避免因过压而造成器件损坏。

Claims (5)

1.用于海下无线供电系统的接驳盒电源变换方法，其特征在于，具体按照以下步骤实施：
海底电缆输出1kVDC作为接驳盒的输入，电能进入接驳盒后首先进入缓冲电路，一旦出现过压或者过流的情况，则会在缓冲电路对电能进行阻断，进而防止危害无线供电系统或用电设备，电能经缓冲电路之后，通过功率电路进行能量变化，功率电路分为主功率电路和次功率电路，主功率电路经过控制电路调频后实现1kVDC/375VDC转换，次功率电路经过控制电路调频后实现1kVDC/48VDC转换，辅助电源则分别为缓冲电路、功率电路以及控制电路供电。
2.根据权利要求1所述的用于海下无线供电系统的接驳盒电源变换方法，其特征在于，所述缓冲电路基于TL431并联稳压器，TL431并联稳压器的阳极和GND相连，TL431并联稳压器的阴极与三极管Q2的基极连接，TL431并联稳压器的参考端则连接到分压电阻R3和分压电阻R5之间，通过调节分压电阻R3、R5的比值使得输入电压超过设定保护值时R5的分压超过TL431阈值电压进而使得TL431开启，进而开启三极管Q2，使得晶闸管Q1的门极电压上升，晶闸管开启形成短路回路使得保险丝熔断，形成保护，R1、R2、R3都起到限流作用确保器件不会被烧毁。
3.根据权利要求2所述的用于海下无线供电系统的接驳盒电源变换方法，其特征在于，所述功率电路为多路输出的LLC谐振变换电路，对于前级逆变电路输出电压记为Vab，对整流电路输入电压记为Vcd，可知：
其中，Vin为直流测输入，Vo为负载侧输出；
首先，定义Reqs为变压器二次侧等效阻抗，fn为归一化频率，Ln为谐振电感同励磁电感的比值，Q为品质因数；因此有：
其中，n为变压器一二次侧匝数比，fs为开关频率，fr为第一谐振频率，Lr为谐振电感，Lm为励磁电感，Cr为谐振电容，Ro为负载电阻；
第一谐振频率fr主要由Lr和Cr引起，因此fr表示为：
理论推导后得到系统传递函数，即FHA模型如下：
其中，M为系统电压增益；
Q值和Ln值的选取决定最终谐振电感电容及励磁电感的取值，选取原则如下：
(1)LLC增益曲线一定会穿越(1,1)点，即谐振频率等于开关频率时有谐振电路上的阻抗XLr-XCr＝0，也就是说此时增益与负载无关，都为1；
(2)若Q值增大，增益随fn的变换缓慢，有利于控制，不会出现频率轻微波动使得增益剧烈变化的问题，同时Q增大会导致Lr增大，在Ln保持不变的情况下需Lm增大，这会导致励磁电流减小使变压器损耗降低；然而Q值太大会导致系统增益范围降低，不利于高增益场合应用；
(3)Ln取值原理类似，Q不变，Ln增大意味着在Lm减小，这会导致励磁电流增大使变压器损耗升高；而Ln过小同样会使得系统增益范围降低，不利于高增益场合应用；
确定好Q及Ln参数后，根据谐振条件计算谐振电感Lr、励磁电感Lm以及谐振电容Cr的大小：
4.根据权利要求2所述的用于海下无线供电系统的接驳盒电源变换方法，其特征在于，所述控制电路具体结构为：采用DSP28027芯片搭建最小系统，DSP28027芯片分别与A/D转换模块ADS1118和D/A转换模块DAC8563连接，D/A转换模块与驱动电路连接，驱动电路又与功率电路连接，实现DSP28027对功率电路的控制，A/D转换模块同时与电压采样模块A和电压采样模块B连接，电压采样模块A和电压采样模块B的型号为BK-PT202EA，分别对功率电路的375VDC输出和48VDC进行采样，构成电压闭环控制，辅助电源通过TLV1117-33稳压器与DSP28027芯片的VDDA引脚相连，实现对DSP28027芯片的供电，DSP28027芯片的GPIO36-38引脚连接到JTAG接口，通过此接口实现写入及更改，DSP28027的GPIO0-7则为ePWM端口，连接到驱动电路的输出端口，实现PWM信号的输出。
5.根据权利要求4所述的用于海下无线供电系统的接驳盒电源变换方法，其特征在于，所述驱动电路基于ACPL-332J-500E驱动芯片及IXDN609SI驱动芯片，驱动电路共四部分，每一部分结构均相同，具体为：辅助电源经过MGJ2D052005SC电源模块将+5V转换为+20V和-5V，分别连接到ACPL-332J-500E芯片的VCC引脚以及VEE引脚，ACPL-332J-500E芯片的ANODE引脚和CATHODE引脚又与PWM输出端口U4相连，经过ACPL-332J-500E芯片将DSP28027芯片输出的0～3.3V脉冲信号转为-5V～20V的驱动信号，从VOUT引脚输出，VOUT引脚连接到IXDN609SI芯片，并从IXDN609SI芯片OUT引脚输出到功率电路上，除此之外，ACPL-332J-500E芯片的VCLAMP引脚、DESAT引脚及VLED引脚为米勒钳位引脚、故障复位引脚和故障指示引脚，分别与驱动信号、功率电路以及LED灯连接，当出现故障时，驱动芯片紧急制动同时LED灯亮起。
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