CN117410939A - 自举电容的欠压处理方法及相关装置 - Google Patents

自举电容的欠压处理方法及相关装置 Download PDF

Info

Publication number
CN117410939A
CN117410939A CN202311726884.4A CN202311726884A CN117410939A CN 117410939 A CN117410939 A CN 117410939A CN 202311726884 A CN202311726884 A CN 202311726884A CN 117410939 A CN117410939 A CN 117410939A
Authority
CN
China
Prior art keywords
working state
gate
driving device
voltage
bridge transistor
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN202311726884.4A
Other languages
English (en)
Other versions
CN117410939B (zh
Inventor
万锦嵩
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Dongguan Changgong Microelectronics Co Ltd
Original Assignee
Dongguan Changgong Microelectronics Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Dongguan Changgong Microelectronics Co Ltd filed Critical Dongguan Changgong Microelectronics Co Ltd
Priority to CN202311726884.4A priority Critical patent/CN117410939B/zh
Publication of CN117410939A publication Critical patent/CN117410939A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN117410939B publication Critical patent/CN117410939B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
    • H02H7/00—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions
    • H02H7/10—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for converters; for rectifiers
    • H02H7/12—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for converters; for rectifiers for static converters or rectifiers
    • H02H7/1213—Emergency protective circuit arrangements specially adapted for specific types of electric machines or apparatus or for sectionalised protection of cable or line systems, and effecting automatic switching in the event of an undesired change from normal working conditions for converters; for rectifiers for static converters or rectifiers for DC-DC converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H02M1/088—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the simultaneous control of series or parallel connected semiconductor devices
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/06—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider
    • H02M3/07—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider using capacitors charged and discharged alternately by semiconductor devices with control electrode, e.g. charge pumps
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本申请提供了一种自举电容的欠压处理方法及相关装置，应用于集成电路控制领域，应用于电压转换电路，包括：获取输出装置的输出电压值；响应于输出电压值小于开启设定阈值，控制驱动装置位于第一工作状态；当驱动装置位于第一工作状态的时长为第一时间阈值且上桥晶体管未导通时，控制驱动装置位于第二工作状态，第一时间阈值根据电压转换电路的开关频率和最小占空比确定；基于第二工作状态，控制驱动装置位于第三工作状态；响应于自举电容充电完成，控制驱动装置位于第二工作状态。本申请能够在自举电容发生欠压时及时关闭上桥晶体管，从而减少芯片损坏的问题，且无需检测自举电容的电压值，并保证电压转换器在COT逻辑下能够正常工作。

Description

自举电容的欠压处理方法及相关装置
技术领域
本申请涉及集成电路控制领域，具体涉及一种自举电容的欠压处理方法及相关装置。
背景技术
直流转直流电压转换器，即DCDC转换器通常在高压部分的电源BST、参考点SW之间连接自举电容，并通过自举电容实现BST电压，该自举电容能够为上桥晶体管提供开启电压。
相关技术通常采用电流不连续模式（Discontinuous Conduction Mode，DCM）下的固定开启时间（Discontinuous Conduction Mode，COT）控制逻辑对DCDC转换器进行处理。具体地，当检测到电压转换电路的输出电压值低于设定值时，上管驱动信号设置为高电平，以控制上桥晶体管开启，自举电容放电失去电荷，失去的电荷进入上桥晶体管的栅极以提升栅极节点处的电压来使上桥晶体管保持导通。之后，在上桥晶体管开启一个固定时间后关闭上桥晶体管，关闭上桥晶体管以后经过一个死区时间开启下桥晶体管，可以通过下桥晶体管对自举电容进行充电，自举电容充电完成后关闭下桥晶体管。然而当DCDC转换器的外接负载很轻时，芯片一直检测到输出电压高于设定值，所以会长时间不需要对上桥晶体管和下桥晶体管进行开关，BST-SW间电压依靠自举电容维持，容易发生欠压，从而导致上桥晶体管不能正确打开，转换器内部芯片工作异常，甚至烧毁。
发明内容
本申请实施例的主要目的在于提出一种自举电容的欠压处理方法及相关装置，旨在对自举电容的欠压进行处理，保证电压转换器在COT逻辑下能够正常工作。
为实现上述目的，本申请实施例的第一方面提出了一种欠压处理方法，其特征在于，应用于电压转换电路，所述电压转换电路包括上桥晶体管、下桥晶体管、自举电容、输出装置和驱动装置，所述上桥晶体管的漏极与外接输入电源连接，所述输出装置与外接负载连接，所述驱动装置用于生成上管驱动信号和下管驱动信号，所述欠压处理方法包括：
获取所述输出装置的输出电压值；
响应于所述输出电压值小于开启设定阈值，控制驱动装置位于第一工作状态，所述第一工作状态为所述上管驱动信号设置为高电平、所述下管驱动信号设置为低电平；
当所述驱动装置位于第一工作状态的时长为第一时间阈值且所述上桥晶体管未导通时，控制所述驱动装置位于第二工作状态，所述第一时间阈值根据所述电压转换电路的开关频率和最小占空比确定，所述第二工作状态为所述上管驱动信号设置为低电平、所述下管驱动信号设置为低电平；
基于所述第二工作状态，控制所述驱动装置位于第三工作状态，以对所述自举电容充电，所述第三工作状态为所述上管驱动信号设置为低电平、所述下管驱动信号设置为高电平；
响应于所述自举电容充电完成，控制所述驱动装置位于所述第二工作状态。
根据本申请实施例第一方面提供的欠压处理方法，至少具有如下有益效果：在固定开启时间控制逻辑下，检测到电压转换电路的输出电压值小于开启设定阈值时，控制驱动装置位于第一工作状态，以将上管驱动信号设置为高电平、下管驱动信号设置为低电平，即上桥晶体管开启，下桥晶体管关闭。当驱动装置位于第一工作状态的时长为第一时间阈值时，检测到上桥晶体管未导通，表示当前自举电容发生欠压，立马将上管驱动信号转为低电平，从而减少因上桥晶体管无法开启导致芯片损坏的问题，之后开启下桥晶体管对自举电容充电，以维持电压转换电路正常工作。本申请通过第一时间阈值和上桥晶体管的导通状态判断自举电容是否欠压，以在自举电容发生欠压时及时关闭上桥晶体管，从而减少因上桥晶体管无法开启导致芯片损坏的问题，且无需检测自举电容的电压值，并保证电压转换器在COT逻辑下能够正常工作。
在一些实施例中，所述第一时间阈值通过以下方式确定：
获取所述电压转换电路的开关频率、和最小占空比，所述最小占空比为所述电压转换电路的预期最小输出电压与输入电压的比值；
根据所述开关频率，确定所述电压转换电路的开关周期；
计算所述开关周期与所述最小占空比的乘积，得到第一数值；
在零至所述第一数值的区间内任选一值，作为所述第一时间阈值。
在一些实施例中，所述基于所述第二工作状态，控制所述驱动装置位于第三工作状态，包括：
获取所述驱动装置位于第二工作状态的时长；
当所述驱动装置位于第二工作状态的时长为第二时间阈值时，控制所述驱动装置位于第三工作状态，其中，所述第二时间阈值大于或等于所述上桥晶体管的关闭时间。
在一些实施例中，所述电压转换电路还包括电感，所述响应于所述自举电容充电完成，控制所述驱动装置位于所述第二工作状态，包括：
实时获取所述电感电流；
响应于所述电感电流为零，控制所述驱动装置由所述第三工作状态转为所述第二工作状态。
在一些实施例中，所述响应于所述自举电容充电完成，控制所述驱动装置位于所述第二工作状态，包括：
获取所述驱动装置位于第三工作状态的时长；
当所述驱动装置位于第三工作状态的时长为第三时间阈值时，控制所述驱动装置由所述第三工作状态转为所述第二工作状态；
所述第三时间阈值通过以下方式确定：
获取所述电压转换电路的开关频率、和最大占空比，所述最大占空比为所述电压转换电路的预期最大输出电压与输入电压的比值；
根据所述开关频率，确定所述电压转换电路的开关周期；
计算所述开关周期与所述最大占空比的乘积，得到第二数值；
在零至所述第二数值的区间内任选一值，作为所述第三时间阈值。
在一些实施例中，在响应于所述输出电压值小于开启设定阈值，控制驱动装置位于第一工作状态之后，所述欠压处理方法还包括：
当所述驱动装置位于第一工作状态的时长为第一时间阈值且所述上桥晶体管导通时，控制所述驱动装置位于第一工作状态；
当所述驱动装置位于第一工作状态的时长为第四时间阈值时，控制所述驱动装置由所述第一工作状态转为所述第二工作状态，所述第四时间阈值大于所述第一时间阈值；
当所述驱动装置位于第二工作状态的时长为第五时间阈值时，控制所述驱动装置由所述第二工作状态转为所述第三工作状态，所述第五时间阈值小于所述第三时间阈值；
响应于所述自举电容充电完成，控制所述驱动装置位于所述第二工作状态。
本申请实施例的第一方面提出了一种自举电容的欠压处理装置，所述欠压处理装置与电压转换电路连接，所述电压转换电路包括上桥晶体管、下桥晶体管、自举电容、输出装置和驱动装置，所述驱动装置包括：
控制电源；
第一控制逻辑电路，所述第一控制逻辑电路包括第一与门和第一非门，所述第一与门的输出端与所述上桥晶体管的栅极连接，所述第一与门的第一输入端与所述控制电源连接，所述第一与门的第二输入端与所述第一非门的输出端连接，所述第一非门的输入端与所述下桥晶体管的栅极连接，所述第一与门用于生成上管驱动信号；
第二控制逻辑电路，所述第二控制逻辑电路包括第二与门、第一或非门、第二或非门和死区控制模块，所述第一或非门的第一输入端与所述控制电源连接，所述第一或非门的第二输入端与所述自举电容的充电信号连接，所述第一或非门的输出端与所述第二与门的第一输入端连接；
所述第二或非门的第一输入端与所述上桥晶体管的栅极连接，所述第二或非门的第二输入端与所述死区控制模块的输出端连接，所述第二或非门的输出端与所述第二与门的第二输入端连接，所述第二与门的输出端与所述下桥晶体管的栅极连接，所述第二与门用于生成下管驱动信号；
所述死区控制模块包括第二非门、第三非门和D触发器，所述第二非门的输入端与所述上桥晶体管的栅极连接，所述第二非门的输出端与所述D触发器的D输入端连接，所述第三非门的输入端与预设的第一时间阈值信号连接，所述第三非门的输入端与所述D触发器的触发端连接，所述D触发器的复位端与所述控制电源连接，所述D触发器的输出端与所述第二或非门的第二输入端连接。
由于本申请实施例第二方面的欠压处理装置应用第一方面任一项所述的欠压处理方法，因此具有本申请实施例第一方面的所有有益效果。
在一些实施例中，所述死区控制模块还包括单脉冲区块，所述单脉冲区块的输入端与所述D触发器的输出端连接，所述单脉冲区块的输出端与所述第二或非门的第二输入端连接，所述单脉冲区块用于生成第三时间阈值的信号。
本申请实施例的第三方面提供一种电压转换器，其特征在于，包括：
电压转换电路；
根据第二方面任一项所述的自举电容的欠压处理装置。
由于本申请实施例第三方面的电压转换器应用第二方面任一项所述的电压转换电路，因此具有本申请实施例第一方面的所有有益效果。
本申请实施例的第四方面提供一种电子设备，其特征在于，包括第三方面所述的电压转换器。
由于本申请实施例第四方面的应用第三方面任一项所述的电压转换器，因此具有本申请实施例第一方面的所有有益效果。
本申请实施例的附加方面和优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本申请实施例的实践了解到。
附图说明
为了更清楚地说明本申请实施例中的技术方案，下面将对实施例或相关技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请实施例的一些实施例，对于本领域普通技术人员来说，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是本申请实施例提供的自举电容的欠压处理方法的主要流程图；
图2是本申请实施例提供的电压转换电路的示意图；
图3是本申请实施例提供的电压转换电路的控制信号示意图；
图4是本申请实施例提供的第一时间阈值确定的流程图；
图5是本申请实施例提供的第二工作状态转为第三工作状态的流程图；
图6是本申请实施例提供的第三工作状态转为第二工作状态的流程图；
图7是本申请实施例提供的第三工作状态转为第二工作状态的另一流程图；
图8是本申请实施例提供的第三时间阈值确定的流程图；
图9是本申请实施例提供的自举电容的欠压处理方法的另一流程图；
图10是本申请实施例提供的电压转换电路的控制信号的另一示意图；
图11是本申请实施例提供的自举电容的欠压处理装置的示意图；
图12是本申请实施例提供的自举电容的欠压处理装置的控制信号示意图。
具体实施方式
以下描述中，为了说明而不是为了限定，提出了诸如特定系统结构、技术之类的具体细节，以便透彻理解本申请实施例。然而，本领域的技术人员应当清楚，在没有这些具体细节的其它实施例中也可以实现本申请实施例。在其它情况中，省略对众所周知的系统、装置、电路以及方法的详细说明，以免不必要的细节妨碍本申请实施例的描述。
需要说明的是，虽然在流程图中示出了逻辑顺序，但是在某些情况下，可以以不同于流程图中的顺序执行所示出或描述的步骤。说明书和权利要求书及上述附图中的术语“第一”、“第二”等是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。
还应当理解，在本申请实施例说明书中描述的参考“一个实施例”或“一些实施例”等意味着在本申请实施例的一个或多个实施例中包括结合该实施例描述的特定特征、结构或特点。由此，在本说明书中的不同之处出现的语句“在一个实施例中”、“在一些实施例中”、“在其他一些实施例中”、“在另外一些实施例中”等不是必然都参考相同的实施例，而是意味着“一个或多个但不是所有的实施例”，除非是以其他方式另外特别强调。术语“包括”、“包含”、“具有”及它们的变形都意味着“包括但不限于”，除非是以其他方式另外特别强调。
本申请实施例的描述中，除非另有明确的限定，设置、安装、连接等词语应做广义理解，所属技术领域技术人员可以结合技术方案的具体内容合理确定上述词语在本申请实施例中的具体含义。
直流转直流电压转换器，即DCDC转换器通常在高压部分的电源BST、参考点SW之间连接自举电容，并通过自举电容实现BST电压，该自举电容能够为上桥晶体管提供开启电压。
相关技术通常采用电流不连续模式（Discontinuous Conduction Mode，DCM）下的固定开启时间（Discontinuous Conduction Mode，COT）控制逻辑对DCDC转换器进行处理。具体地，当检测到电压转换电路的输出电压值低于设定值时，上管驱动信号设置为高电平，以控制上桥晶体管开启，自举电容放电失去电荷，失去的电荷进入上桥晶体管的栅极以提升栅极节点处的电压来使上桥晶体管保持导通。之后，在上桥晶体管开启一个固定时间后关闭上桥晶体管，关闭上桥晶体管以后经过一个死区时间开启下桥晶体管，可以通过下桥晶体管对自举电容进行充电，自举电容充电完成后关闭下桥晶体管。然而当DCDC转换器的外接负载很轻时，芯片一直检测到输出电压高于设定值，所以会长时间不需要对上桥晶体管和下桥晶体管进行开关，BST-SW间电压依靠自举电容维持，容易发生欠压，从而导致上桥晶体管不能正确打开，转换器内部芯片工作异常，甚至烧毁。
为了防止BST-SW间电压不够，相关技术中通常会检测BST-SW间电压，即自举电容两端的电压值，当检测到BST-SW间电压不够时，会短暂开启下桥晶体管，以给自举电容充电。或者，在上桥晶体管和下桥晶体管都关闭时，启动内部定时器，定时开启下桥晶体管，以给自举电容充电。上述方案在检测到自举电容电压不够时短暂开启下桥晶体管，或者定时短暂开启下桥晶体管，然而该方案扰乱了原本的COT控制逻辑。
基于此，本申请实施例提供一种自举电容的欠压处理方法及相关装置，本申请实施例提供的欠压处理方法通过第一时间阈值和上桥晶体管的导通状态判断自举电容是否欠压，以在自举电容发生欠压时及时关闭上桥晶体管，从而减少因上桥晶体管无法开启导致芯片损坏的问题，且无需检测自举电容的电压值，并保证电压转换器在COT逻辑下能够正常工作。
下面结合附图，对本申请做进一步阐述。
参照图1，本申请实施例提供一种欠压处理方法，该欠压处理方法应用于电压转换电路，电压转换电路包括上桥晶体管、下桥晶体管、自举电容、输出装置和驱动装置，上桥晶体管的漏极与外接输入电源连接，输出装置与外接负载连接，驱动装置用于生成上管驱动信号和下管驱动信号。本申请实施例提供的欠压处理方法包括但不限于以下步骤：
步骤S100、获取输出装置的输出电压值。
步骤S200、响应于输出电压值小于开启设定阈值，控制驱动装置位于第一工作状态，第一工作状态为上管驱动信号设置为高电平、下管驱动信号设置为低电平。
步骤S300、当驱动装置位于第一工作状态的时长为第一时间阈值且上桥晶体管未导通时，控制驱动装置位于第二工作状态，第一时间阈值根据电压转换电路的开关频率和最小占空比确定，第二工作状态为上管驱动信号设置为低电平、下管驱动信号设置为低电平。
步骤S400、基于第二工作状态，控制驱动装置位于第三工作状态，以对自举电容充电，第三工作状态为上管驱动信号设置为低电平、下管驱动信号设置为高电平。
步骤S500、响应于自举电容充电完成，控制驱动装置位于第二工作状态。
下面对步骤S100至步骤S500进行详细描述。
参照图2，图2为本申请实施例提供的电压转换电路的示意图。在电压转换电路中，上桥晶体管MOS_HS的源极和下桥晶体管MOS_LS的漏极连接，上桥晶体管MOS_HS的漏极连接电源VIN，下桥晶体管MOS_LS的源极接地，另外，自举电容Cbst的一端连接有电源VCC，自举电容Cbst的另一端与上桥晶体管MOS_HS的源极连接，且自举电容Cbst与电源VCC的连接处为高压部分的电源BST，自举电容Cbst与上桥晶体管MOS_HS的源极连接处为高压部分的参考点SW。上管驱动信号发送至上桥晶体管MOS_HS的栅极，以控制上桥晶体管的开关。下管驱动信号发送至下桥晶体管MOS_LS的栅极，以控制下桥晶体管的开关。
电压转换电路的输出装置包括电感L0、电阻RH、电阻RL和电容Cout，其中电感L0、电阻RH、电阻RL依次串接在下桥晶体管MOS_LS的漏极和源极之间，电感L0与下桥晶体管MOS_LS的漏极连接，电阻RL与下桥晶体管MOS_LS的源极连接，而电容Cout与电阻RH、电阻RL并联设置。
需要说明的是，步骤S100中的输出装置的输出电压值用于表征电压转换电路的输出电压值，而电压转换电路的输出电压值可以通过测量电容Cout两端的电压确定，也可以通过测量电阻RH或电阻RL两端的电压确定。本申请通过测量电阻RL两端的电压值确定输出电压，由于电阻RL与下桥晶体管MOS_LS连接的一端接地，因此，电阻RL与电阻RH连接处的节点FB处的电压即为需要测量的电压值。而步骤S200中的开启设定阈值由测量的开启设定阈值根据电压转换器需要实现的输入电流、输出电流确定。另外，当测量的电压值为节点FB处的电压时，可以根据开启设定阈值对FB节点对应的阈值进行调整。
需要说明的是，第一工作状态为上管驱动信号设置为高电平、下管驱动信号设置为低电平，表示电压转换电路中的上桥晶体管、下桥晶体管均为关断状态。第二工作状态为上管驱动信号设置为低电平、下管驱动信号设置为低电平，表示控制上桥晶体管开启、下桥晶体管关闭。第三工作状态为上管驱动信号设置为低电平、下管驱动信号设置为高电平，表示控制上桥晶体管关闭、下桥晶体管开启。
需要说明的是，在步骤S300中，第一时间阈值根据电压转换电路的需要实现的开关频率和最小占空比确定，当驱动装置位于第一工作状态的时长为第一时间阈值时，检测到上桥晶体管未导通，即检测不到上桥晶体管已经开启的握手信号HON，表明当前自举电容处于欠压状态，其无法提供上桥晶体管提供足够的能量，上桥晶体管的栅极HG和引脚SW之间的电压差小于上桥晶体管开启的阈值。因此，需要立即关闭上桥晶体管，驱动装置由第一工作状态转为第二工作状态。
需要说明的是，在步骤S400中，控制驱动装置位于第三工作状态，即控制上桥晶体管关闭，下桥晶体管开启，电流由电源VCC依次流向自举电容Cout、下桥晶体管MOS_LS，以实现对自举电容的充电。
需要说明的是，自举电容充电完成，关闭下桥晶体管，即控制驱动装置位于第二工作状态。之后，重复获取电压转换电路的输出电压值，并执行步骤S100至步骤S500。
需要说明的是，参照图3，ONH表示为上管驱动信号的信号，HON表示为上桥晶体管的栅极信号，ONL表示为下管驱动信号的信号，LON表示为下桥晶体管的栅极信号，当检测到电压转换电路的输出电压值小于开启设定阈值时，ONH设置为高电平，开启上桥晶体管，以控制驱动装置位于第一工作状态。上桥晶体管开启第一时间阈值之后，未检测到HON信号，表示上桥晶体管未导通，当前自举电容发生欠压，立马将上管驱动信号ONH转为低电平，从而减少因上桥晶体管无法开启导致芯片损坏的问题。之后，开启ONL控制驱动装置位于第三工作状态，以对自举电容进行充电。自举电容充电完成后，控制驱动装置位于第二工作状态，在COT控制逻辑下实现对电压转换电路的控制。
需要说明的是，在固定开启时间控制逻辑下，检测到电压转换电路的输出电压值小于开启设定阈值时，控制驱动装置位于第一工作状态，以将上管驱动信号设置为高电平、下管驱动信号设置为低电平，即上桥晶体管开启，下桥晶体管关闭。当驱动装置位于第一工作状态的时长为第一时间阈值时，检测到上桥晶体管未导通，表示当前自举电容发生欠压，立马将上管驱动信号转为低电平，从而减少因上桥晶体管无法开启导致芯片损坏的问题，之后开启下桥晶体管对自举电容充电，以维持电压转换电路正常工作。本申请通过第一时间阈值和上桥晶体管的导通状态判断自举电容是否欠压，以在自举电容发生欠压时及时关闭上桥晶体管，从而减少因上桥晶体管无法开启导致芯片损坏的问题，且无需检测自举电容的电压值，并保证电压转换器在COT逻辑下能够正常工作。
可以理解的是，参照图4，第一时间阈值的确定方式包括但不限于以下步骤：
步骤S310、获取电压转换电路的开关频率、和最小占空比，最小占空比为电压转换电路的预期最小输出电压与输入电压的比值。
步骤S320、根据开关频率，确定电压转换电路的开关周期。
步骤S330、计算开关周期与最小占空比的乘积，得到第一数值。
步骤S340、在零至第一数值的区间内任选一值，作为第一时间阈值。
需要说明的是，第一时间阈值基于电压转换器需要实现的开关频率、最小占空比确定，因此，首先获取电压转换电路的开关频率和最小占空比，而电压转换电路的最小占空比为电压转换电路预期最小输出电压与输入电压的比值，即需要实现的最小输出电压与输入电压的比值，具体可以表示为，其中/>为电压转换器需要实现的最小输出电压，/>为输入电压转换器的输入电压。之后，对电压转换电路的开关频率求倒数，确定电压转换电路的开关周期，即/>，其中/>为电压转换电路的开关周期。
第一时间阈值的公式可以表示为：
，
其中，为第一时间阈值，/>为第一数值。第一时间阈值可以为零至第一数值的区间内的任意一值，且太小的minOn难以实现，因此，第一时间阈值可以根据需要进行设置。
需要说明的是，第一时间阈值根据需要实现的电压转换器进行适应性设置，第一时间阈值的设置能够与电压转换器相适配，从而能够减少因欠压造成的电路转换器损坏问题的发生。
可以理解的是，参照图5，步骤S400包括但不限于以下步骤：
步骤S410、获取驱动装置位于第二工作状态的时长。
步骤S420、当驱动装置位于第二工作状态的时长为第二时间阈值时，控制驱动装置位于第三工作状态，其中，第二时间阈值大于或等于上桥晶体管的关闭时间。
需要说明的是，在上桥晶体管关闭之后，获取驱动装置位于第二工作状态的时长。当驱动装置位于第二工作状态的时长为第二时间阈值时，控制下管驱动信号输出高电平，下桥晶体管开启，驱动装置位于第三工作状态。
另外，在上桥驱动转为高电平，控制上桥晶体管开启之后，即使上管未导通，同样需要控制上桥晶体管关闭，因此，需要控制驱动装置在第二时间阈值内位于第二工作状态，以控制上桥晶体管完全关断，避免上桥晶体管和下桥晶体管同时导通造成的电路损坏。第二时间阈值基于上桥晶体管的性能确定，第二时间阈值大于或等于上桥晶体管的关闭时间，以控制上桥晶体管完全关断。而死区时间，即驱动装置在第一工作状态后位于第二工作状态的时间与电压转换器的效率相关，死区时间越长，电压转换器的效率越低。在保证电压转换器正常运转的基础上，为提高电压转换器的效率，第二时间阈值越小越好。
需要说明的是，上桥晶体管在未完全导通状态转换到关断状态的时间比上桥晶体管在完全导通状态转换到关断状态的时间要长，因此，第二时间阈值通常大于电压转换电路在COT正常逻辑下的死区时间。例如，电压转换电路在COT正常逻辑下的死区时间为10ns的短时间，而为保证下桥晶体管开启时上桥晶体管完全关闭，基于上桥晶体管的性能，第二时间阈值可以设置为150ns。
需要说明的是，参照图3，若第一时间阈值minOn结束时检测到上桥晶体管的栅极信号HON，在上管驱动信号ONH转为低电平后，控制上管驱动信号ONH和下管驱动信号ONL在正常后沿死区时间内维持在低电平。而在第一时间阈值minOn结束时未检测到上桥晶体管的栅极信号HON，上管驱动信号ONH转为低电平，之后加大后沿死区时间，即第二时间阈值。基于图3，可以明显看出，加大后沿死区时间明显大于正常后沿死区时间。
可以理解的是，参照图6，电压转换电路还包括电感，步骤S500包括但不限于以下特征：
步骤S510、实时获取电感电流。
步骤S520、响应于电感电流为零，控制驱动装置由第三工作状态转为第二工作状态。
需要说明的是，参照图2，当上桥晶体管MOS_HS关闭、下桥晶体管MOS_HL导通时，电源VCC给自举电容Cbst充电，电流流经下桥晶体管MOS_HL。另外，电感L0的一端与节点SW连接，电感L0的另一端与电容Cout连接，电流依次流经自举电容Cbst、电感L0以及电容Cout，流经电感L0的电流逐渐减小。当电感L0中的储能放完后，电感电流为0，节点SW的电压为0，节点BST的电压为0，自举电容Cbst的电压等于VCC，自举电容充电完毕。因此，响应于电感电流为零，自举电容充电完成，关闭下桥晶体管，控制驱动装置由第三工作状态转为第二工作状态。
需要说明的是。如图4所示，上桥晶体管MOS_HS关闭、下桥晶体管MOS_HL导通时，检测到电感电流为零，控制驱动装置由第三工作状态转为第二工作状态，即控制下管驱动信号ONL转为低电平。
可以理解的是，参照图7，步骤S500包括但不限于以下特征：
步骤S530、获取驱动装置位于第三工作状态的时长。
步骤S540、当驱动装置位于第三工作状态的时长为第三时间阈值时，控制驱动装置由第三工作状态转为第二工作状态。
其中，参照图8，第三时间阈值的确定方法包括但不限于以下步骤：
步骤S560、获取电压转换电路的开关频率、和最大占空比，最大占空比为电压转换电路的预期最大输出电压与输入电压的比值。
步骤S570、根据开关频率，确定电压转换电路的开关周期。
步骤S580、计算开关周期与最大占空比的乘积，得到第二数值。
步骤S590、在零至第二数值的区间内任选一值，作为第三时间阈值。
需要说明的是，自举电容的充电控制还可以通过工作时长进行控制，具体地，获取驱动装置位于第三工作状态的时长，即下桥晶体管的导通时长，当驱动装置位于第三工作状态的时长为第三时间阈值时，当前轮次自举电容充电完毕，关闭下桥晶体管，控制驱动装置由第三工作状态转为第二工作状态。第三时间阈值基于电压转换电路的开关频率和最大占空比确定。
具体地，第三时间阈值的确定首先需要获取电压转换电路需要实现的开关频率和最大占空比，而电压转换电路的最大占空比为电压转换电路的预期最大输出电压与输入电压的比值，具体可以表示为，其中/>为电压转换器需要实现的最大输出电压，即预期最大输出电压，/>为输入电压转换器的输入电压。之后，对电压转换电路的开关频率求倒数，确定电压转换电路的开关周期，即/>，其中/>为电压转换电路的开关周期。
第三时间阈值的公式可以表示为：
，
其中，为第三时间阈值，/>为第二数值。第三时间阈值可以为零至第二数值的区间内的任意一值。当第三时间阈值/>时，自举电容的电压值等于电源VCC的值。而第三时间阈值/>越大，自举电容的电压值越高，电压转换电路的输出电压能够维持在开启设定阈值之上的时间越长，其效率越高。因此，在实际应用中，第三时间阈值越大越好。
可以理解的是，参照图9，在步骤S200之后，欠压处理方法还包括但不限于以下步骤：
步骤S600、当驱动装置位于第一工作状态的时长为第一时间阈值且上桥晶体管导通时，控制驱动装置位于第一工作状态。
步骤S700、当驱动装置位于第一工作状态的时长为第四时间阈值时，控制驱动装置由第一工作状态转为第二工作状态，第四时间阈值大于第一时间阈值。
步骤S800、当驱动装置位于第二工作状态的时长为第五时间阈值时，控制驱动装置由第二工作状态转为第三工作状态，第五时间阈值小于第三时间阈值。
步骤S900、响应于自举电容充电完成，控制驱动装置位于第二工作状态。
需要说明的是，参照图3和图10，当驱动装置位于第一工作状态的时长为第一时间阈值时，检测到HON信号，标识上桥晶体管导通，控制驱动装置持续工作在第一工作状态，直至驱动装置位于第一工作状态的时长为第四时间阈值，之后将上管驱动信号ONH转为低电平。第四时间阈值为COT正常工作逻辑下的时间阈值，第四时间阈值大于第一时间阈值。当驱动装置位于第二工作状态的时长为第五时间阈值时，控制下管驱动信号ONL转为高电平，驱动装置由第二工作状态转为第三工作状态，第五时间阈值为正常后沿死区时间，第五时间阈值小于第三时间阈值。响应于自举电容充电完成，即检测到电感电流为0，控制下管驱动信号ONL转为低电平，驱动装置由第三工作状态转为第二工作状态。
需要说明的是，在固定开启时间控制逻辑下，检测到电压转换电路的输出电压值小于开启设定阈值时，控制驱动装置位于第一工作状态，以将上管驱动信号设置为高电平、下管驱动信号设置为低电平，即上桥晶体管开启，下桥晶体管关闭。当驱动装置位于第一工作状态的时长为第一时间阈值时，检测到上桥晶体管未导通，表示当前自举电容发生欠压，立马将上管驱动信号转为低电平，从而减少因上桥晶体管无法开启导致芯片损坏的问题，另外，控制驱动装置在第二时间阈值内工作在第二工作状态，使得上桥晶体管完全关断，避免上桥晶体管和下桥晶体管同时导通，之后，开启下桥晶体管对自举电容充电，以维持电压转换电路正常工作。本申请通过第一时间阈值的设置，在自举电容发生欠压时及时关闭上桥晶体管，从而减少因上桥晶体管无法开启导致芯片损坏的问题，并保证电压转换器在COT逻辑下能够正常工作。
另外，本申请提供一种自举电容的欠压处理装置，欠压处理装置与电压转换电路连接，参照图2，电压转换电路包括上桥晶体管MOS_HS、下桥晶体管MOS_HL、自举电容Cbst和驱动装置，驱动装置包括与上桥晶体管对应的上管驱动信号、和与下桥晶体管对应的下管驱动信号。
参照图11，欠压处理装置包括控制电源ON、第一控制逻辑电路和第二控制逻辑电路。
其中，第一控制逻辑电路包括第一与门A1和第一非门N1，第一与门A1的输出端与上桥晶体管的栅极连接，第一与门A1的第一输入端与控制电源ON连接，第一与门A1的第二输入端与第一非门N1的输出端连接，第一非门N1的输入端与下桥晶体管MOS_HL的栅极连接，第一与门A1用于生成上管驱动信号ONH。
第二控制逻辑电路，第二控制逻辑电路包括第二与门A2、第一或非门NOR1、第二或非门NOR2和死区控制模块，第一或非门NOR1的第一输入端与控制电源ON连接，第一或非门NOR1的第二输入端与自举电容Cbst的充电信号CZ连接，第一或非门NOR1的输出端与第二与门A2的第一输入端连接。
第二或非门NOR2的第一输入端与上桥晶体管MOS_HS的栅极连接，第二或非门NOR2的第二输入端与死区控制模块的输出端连接，第二或非门NOR2的输出端与第二与门A2的第二输入端连接，第二与门A2的输出端与下桥晶体管的栅极连接，第二与门A2用于生成下管驱动信号ONL。
死区控制模块包括第二非门N2、第三非门N3和D触发器，第二非门N2的输入端与上桥晶体管MOS_HS的栅极连接，第二非门N2的输出端与D触发器的D输入端连接，第三非门N3的输入端与预设的第一时间阈值信号连接，第三非门N3的输入端与D触发器的触发端CP连接，D触发器的复位端RST与控制电源ON连接，D触发器的输出端Q与第二或非门NOR2的第二输入端连接。
需要说明的是，图11所示的欠压处理装置为图2中的控制逻辑部分。参照图10和图12，ON为相关技术中COT逻辑的驱动电源，当电压转换电路的输出电压值小于开启设定阈值时，ON转为高电平，并且检测到下桥晶体管MOS_LS的栅极信号LON为低电平，即下桥晶体管MOS_LS为关断状态，此时第一与门A1输出的上管驱动信号ONH为高电平，控制上桥晶体管MOS_HS开启，另外，自举电容Cbst的充电信号CZ为低电平，上桥晶体管MOS_HS的栅极信号HON为低电平，死区控制模块的输出信号BigDeadTime为低电平，第二与门A2输出的下管驱动信号ONL为低电平，驱动装置位于第一工作状态。
欠压处理装置通过D触发器的触发端CP连接有第一时间阈值信号，当驱动装置位于第一工作状态的时长为第一时间阈值/>时，触发D触发器获取上桥晶体管MOS_HS的栅极信号HON，当上桥晶体管MOS_HS的栅极信号HON为低电平，即未检测到上桥晶体管MOS_HS为导通时，D触发器生成noHON信号，noHON信号为高电平，ON转为低电平，第一与门A1输出的上管驱动信号ONH为低电平，第二与门A2输出的下管驱动信号ONL为低电平，驱动装置位于第二工作状态。
在第二工作状态一段时间后，noHON信号变为低电平，第二与门A2输出的下管驱动信号ONL为高电平，那么下桥晶体管MOS_LS的栅极信号LON为高电平，第一与门A1输出的上管驱动信号ONH为低电平，驱动装置位于第三工作状态，以对自举电容充电。
响应于自举电容充电完成，充电信号CZ转为高电平，使得第二与门A2输出的下管驱动信号ONL为低电平，且第一与门A1输出的上管驱动信号ONH为低电平，驱动装置位于第二工作状态。
本申请实施例提供的欠压处理装置无需检测自举电容两端的电压值，且能够在驱动装置位于第一工作状态的时长为第一时间阈值时，表示当前自举电容发生欠压，立马将上管驱动信号转为低电平，从而减少因上桥晶体管无法开启导致芯片损坏的问题，并保证电压转换器在COT逻辑下能够正常工作。
可以理解的是，参照图11，死区控制模块还包括单脉冲区块，单脉冲区块的输入端与D触发器的输出端连接，单脉冲区块的输出端与第二或非门的第二输入端连接，单脉冲区块用于生成第三时间阈值的信号。
需要说明的是，单脉冲区块OnePluse能够对noHON信号进行处理，以生成第三时间阈值BigDeadTime，以控制第二与门A2在第三时间阈值BigDeadTime输出的ONL为低电平，从而避免上桥晶体管和下桥晶体管同时导通，减少电压转换器损坏问题的发生。
另外，本申请实施例提供一种电压转换器，包括电压转换电路和上述的自举电容的欠压处理装置。
另外，本申请实施例提供一种电子设备，包括上述的电压转换器。
上面结合附图对本申请实施例作了详细说明，但是本申请不限于上述实施例，在所属技术领域普通技术人员所具备的知识范围内，还可以在不脱离本申请宗旨的前提下作出各种变化。此外，在不冲突的情况下，本申请的实施例及实施例中的特征可以相互组合。

Claims (10)

1.一种自举电容的欠压处理方法，其特征在于，应用于电压转换电路，所述电压转换电路包括上桥晶体管、下桥晶体管、自举电容、输出装置和驱动装置，所述上桥晶体管的漏极与外接输入电源连接，所述输出装置与外接负载连接，所述驱动装置用于生成上管驱动信号和下管驱动信号，所述欠压处理方法包括：
获取所述输出装置的输出电压值；
响应于所述输出电压值小于开启设定阈值，控制驱动装置位于第一工作状态，所述第一工作状态为所述上管驱动信号设置为高电平、所述下管驱动信号设置为低电平；
当所述驱动装置位于第一工作状态的时长为第一时间阈值且所述上桥晶体管未导通时，控制所述驱动装置位于第二工作状态，所述第一时间阈值根据所述电压转换电路的开关频率和最小占空比确定，所述第二工作状态为所述上管驱动信号设置为低电平、所述下管驱动信号设置为低电平；
基于所述第二工作状态，控制所述驱动装置位于第三工作状态，以对所述自举电容充电，所述第三工作状态为所述上管驱动信号设置为低电平、所述下管驱动信号设置为高电平；
响应于所述自举电容充电完成，控制所述驱动装置位于所述第二工作状态。
2.根据权利要求1所述的欠压处理方法，其特征在于，所述第一时间阈值通过以下方式确定：
获取所述电压转换电路的开关频率、和最小占空比，所述最小占空比为所述电压转换电路的预期最小输出电压与输入电压的比值；
根据所述开关频率，确定所述电压转换电路的开关周期；
计算所述开关周期与所述最小占空比的乘积，得到第一数值；
在零至所述第一数值的区间内任选一值，作为所述第一时间阈值。
3.根据权利要求1所述的欠压处理方法，其特征在于，所述基于所述第二工作状态，控制所述驱动装置位于第三工作状态，包括：
获取所述驱动装置位于第二工作状态的时长；
当所述驱动装置位于第二工作状态的时长为第二时间阈值时，控制所述驱动装置位于第三工作状态，其中，所述第二时间阈值大于或等于所述上桥晶体管的关闭时间。
4.根据权利要求1所述的欠压处理方法，其特征在于，所述电压转换电路还包括电感，所述响应于所述自举电容充电完成，控制所述驱动装置位于所述第二工作状态，包括：
实时获取所述电感电流；
响应于所述电感电流为零，控制所述驱动装置由所述第三工作状态转为所述第二工作状态。
5.根据权利要求1所述的欠压处理方法，其特征在于，所述响应于所述自举电容充电完成，控制所述驱动装置位于所述第二工作状态，包括：
获取所述驱动装置位于第三工作状态的时长；
当所述驱动装置位于第三工作状态的时长为第三时间阈值时，控制所述驱动装置由所述第三工作状态转为所述第二工作状态；
所述第三时间阈值通过以下方式确定：
获取所述电压转换电路的开关频率、和最大占空比，所述最大占空比为所述电压转换电路的预期最大输出电压与输入电压的比值；
根据所述开关频率，确定所述电压转换电路的开关周期；
计算所述开关周期与所述最大占空比的乘积，得到第二数值；
在零至所述第二数值的区间内任选一值，作为所述第三时间阈值。
6.根据权利要求5所述的欠压处理方法，其特征在于，在响应于所述输出电压值小于开启设定阈值，控制驱动装置位于第一工作状态之后，所述欠压处理方法还包括：
当所述驱动装置位于第一工作状态的时长为第一时间阈值且所述上桥晶体管导通时，控制所述驱动装置位于第一工作状态；
当所述驱动装置位于第一工作状态的时长为第四时间阈值时，控制所述驱动装置由所述第一工作状态转为所述第二工作状态，所述第四时间阈值大于所述第一时间阈值；
当所述驱动装置位于第二工作状态的时长为第五时间阈值时，控制所述驱动装置由所述第二工作状态转为所述第三工作状态，所述第五时间阈值小于所述第三时间阈值；
响应于所述自举电容充电完成，控制所述驱动装置位于所述第二工作状态。
7.一种自举电容的欠压处理装置，其特征在于，所述欠压处理装置与电压转换电路连接，所述电压转换电路包括上桥晶体管、下桥晶体管、自举电容、输出装置和驱动装置，所述驱动装置包括：
控制电源；
第一控制逻辑电路，所述第一控制逻辑电路包括第一与门和第一非门，所述第一与门的输出端与所述上桥晶体管的栅极连接，所述第一与门的第一输入端与所述控制电源连接，所述第一与门的第二输入端与所述第一非门的输出端连接，所述第一非门的输入端与所述下桥晶体管的栅极连接，所述第一与门用于生成上管驱动信号；
第二控制逻辑电路，所述第二控制逻辑电路包括第二与门、第一或非门、第二或非门和死区控制模块，所述第一或非门的第一输入端与所述控制电源连接，所述第一或非门的第二输入端与所述自举电容的充电信号连接，所述第一或非门的输出端与所述第二与门的第一输入端连接；
所述第二或非门的第一输入端与所述上桥晶体管的栅极连接，所述第二或非门的第二输入端与所述死区控制模块的输出端连接，所述第二或非门的输出端与所述第二与门的第二输入端连接，所述第二与门的输出端与所述下桥晶体管的栅极连接，所述第二与门用于生成下管驱动信号；
所述死区控制模块包括第二非门、第三非门和D触发器，所述第二非门的输入端与所述上桥晶体管的栅极连接，所述第二非门的输出端与所述D触发器的D输入端连接，所述第三非门的输入端与预设的第一时间阈值信号连接，所述第三非门的输入端与所述D触发器的触发端连接，所述D触发器的复位端与所述控制电源连接，所述D触发器的输出端与所述第二或非门的第二输入端连接。
8.根据权利要求7所述的欠压处理装置，其特征在于，所述死区控制模块还包括单脉冲区块，所述单脉冲区块的输入端与所述D触发器的输出端连接，所述单脉冲区块的输出端与所述第二或非门的第二输入端连接，所述单脉冲区块用于生成第三时间阈值的信号。
9.一种电压转换器，其特征在于，包括：
电压转换电路；
根据权利要求7至8任一项所述的自举电容的欠压处理装置。
10.一种电子设备，其特征在于，包括权利要求9所述的电压转换器。
CN202311726884.4A 2023-12-15 2023-12-15 自举电容的欠压处理方法及相关装置 Active CN117410939B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202311726884.4A CN117410939B (zh) 2023-12-15 2023-12-15 自举电容的欠压处理方法及相关装置

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202311726884.4A CN117410939B (zh) 2023-12-15 2023-12-15 自举电容的欠压处理方法及相关装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN117410939A true CN117410939A (zh) 2024-01-16
CN117410939B CN117410939B (zh) 2024-04-19

Family

ID=89491164

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202311726884.4A Active CN117410939B (zh) 2023-12-15 2023-12-15 自举电容的欠压处理方法及相关装置

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN117410939B (zh)

Citations (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN205912025U (zh) * 2016-05-30 2017-01-25 深圳芯能半导体技术有限公司 高压驱动电路的防贯通电路
CN108768142A (zh) * 2018-08-17 2018-11-06 广州金升阳科技有限公司 一种自举电路
US20200052687A1 (en) * 2018-08-08 2020-02-13 University Of Electronic Science And Technology Of China Switch Bootstrap Charging Circuit Suitable for Gate Drive Circuit of GaN Power Device
CN114123750A (zh) * 2021-10-25 2022-03-01 广东汇芯半导体有限公司 半导体电路
CN114389449A (zh) * 2020-10-21 2022-04-22 圣邦微电子（北京）股份有限公司 自举式开关变换器及其驱动电路
CN114421768A (zh) * 2021-12-30 2022-04-29 西安拓尔微电子股份有限公司 自举电容欠压保护电路、控制芯片及开关电源
CN115173847A (zh) * 2022-06-30 2022-10-11 深圳数马电子技术有限公司 门极驱动集成电路
US20230040189A1 (en) * 2020-07-02 2023-02-09 Stmicroelectronics S.R.L. A driver circuit, corresponding device and method of operation
CN116191880A (zh) * 2023-02-09 2023-05-30 中国电子科技集团公司第五十八研究所 一种自举驱动的开关电源掉电控制电路
WO2023197802A1 (zh) * 2022-04-12 2023-10-19 安徽威灵汽车部件有限公司 自举驱动电路、电机控制器、压缩机和车辆

Patent Citations (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN205912025U (zh) * 2016-05-30 2017-01-25 深圳芯能半导体技术有限公司 高压驱动电路的防贯通电路
US20200052687A1 (en) * 2018-08-08 2020-02-13 University Of Electronic Science And Technology Of China Switch Bootstrap Charging Circuit Suitable for Gate Drive Circuit of GaN Power Device
CN108768142A (zh) * 2018-08-17 2018-11-06 广州金升阳科技有限公司 一种自举电路
US20230040189A1 (en) * 2020-07-02 2023-02-09 Stmicroelectronics S.R.L. A driver circuit, corresponding device and method of operation
CN114389449A (zh) * 2020-10-21 2022-04-22 圣邦微电子（北京）股份有限公司 自举式开关变换器及其驱动电路
CN114123750A (zh) * 2021-10-25 2022-03-01 广东汇芯半导体有限公司 半导体电路
CN114421768A (zh) * 2021-12-30 2022-04-29 西安拓尔微电子股份有限公司 自举电容欠压保护电路、控制芯片及开关电源
WO2023197802A1 (zh) * 2022-04-12 2023-10-19 安徽威灵汽车部件有限公司 自举驱动电路、电机控制器、压缩机和车辆
CN115173847A (zh) * 2022-06-30 2022-10-11 深圳数马电子技术有限公司 门极驱动集成电路
CN116191880A (zh) * 2023-02-09 2023-05-30 中国电子科技集团公司第五十八研究所 一种自举驱动的开关电源掉电控制电路

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
杨孔梁等: "IPM自举电路设计过程中的关键问题研究", 《电子技术应用》, vol. 37, no. 8, 31 August 2011 (2011-08-31), pages 43 - 45 *

Also Published As

Publication number Publication date
CN117410939B (zh) 2024-04-19

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US8174802B2 (en) Switching regulator and operations control method thereof
CN111404403B (zh) 一种自适应检测时间的同步整流控制方法及其控制电路
US10218283B2 (en) Insulated synchronous rectification DC/DC converter
CN104218646B (zh) 一种移动电源充电电路
US9013163B2 (en) Buck converter threshold detection for automatic pulse skipping mode
US7679347B2 (en) Closed-loop digital control system for a DC/DC converter
CN104682740B (zh) 同步整流控制器
CN107359792B (zh) 一种功率优化器及其控制方法和控制装置
CN107959421B (zh) Buck-boost型直流转换器及其控制方法
US10840817B1 (en) Systems and methods of synchronous rectification in active clamp flyback power converters
JPH1189222A (ja) 電圧変換回路
CN105939098A (zh) 具有接近波谷开关的电源、电路和方法
US10126792B2 (en) Power converter load current control
CN110045170B (zh) 一种升/降压电路的电感电流检测方法、系统及装置
EP3561989A1 (en) Micro-energy collection method and device, and micro-energy supply device
CN110022051A (zh) 用于驱动功率级的装置和方法
CN100375378C (zh) 减少可听噪声的控制设备、开关式功率变换器及其方法
CN112098708B (zh) 用于次级边pd控制器的线电压信息检测电路及检测方法
CN111953209B (zh) 开关型变换器及其控制电路和控制方法
WO2020112174A1 (en) Pre-bias controller for switching power converters
CN117410939B (zh) 自举电容的欠压处理方法及相关装置
CN111416512A (zh) 一种短路判定和计时控制方法及电路
JP6919417B2 (ja) 太陽電池のｉ−ｖカーブの計測機能を有するパワーコンディショナ
CN108336914B (zh) 副边控制电路、控制方法及同步整流器
US10148183B1 (en) Load detection circuit and dual-output power supply having the same

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant