CN117293784A - 多新能源分时储能分时释能电流型直流变换器 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种多新能源分时储能分时释能电流型直流变换器，其拓扑结构是由n路并联分时选择开关电路、储能电感、高频逆变电路、（高频变压器）、高频整流电路、滤波电容依序级联构成，后序级联单相/三相逆变电路并在直流母线上直接或通过双向Buck/Boost充放电直流变换电路并接储能电池以构成多新能源单相/三相逆变器，每一路输入源在一个开关周期内的供电时间取决于该路误差放大信号在总的误差放大信号的占比，稳态时储能电感在一个开关周期内与每一路输入源的储能与释能伏秒积平衡。这种变换器具有拓扑简洁、仅一个储能电感、多输入源对储能电感分时储能分时释能、功率密度高、变换效率高、成本低等优点，在多新能源供电系统领域有重要的应用价值。

Description

多新能源分时储能分时释能电流型直流变换器
技术领域
本发明所涉及的多新能源分时储能分时释能电流型直流变换器，属于电力电子变换技术。
背景技术
直流变换器是应用电力半导体器件将一种直流电能变换成另一种直流电能的静止变换装置。根据输出直流负载与输入直流电源间有无电气隔离，直流变换器可分为非隔离型和隔离型两类。非隔离型直流变换器拓扑结构简洁、变换效率高、成本低，而电气隔离型直流变换器实现了输出与输入之间的电气隔离和电压匹配，提高了变换器运行的安全可靠性和电磁兼容性，拓宽了应用范围。
太阳能、风能、潮汐能和地热能等新能源(也称为绿色能源)，具有清洁无污染、廉价、可靠、丰富等优点,因而具有广泛的应用前景。由于石油、煤和天然气等化石能源(不可再生的能源)日益紧张、环境污染严重、导致全球变暖以及核能的生产又会产生核废料和污染环境等原因，新能源的开发和利用越来越受到人们的重视。新能源发电主要有光伏、风力、燃料电池、水力、地热等类型，均存在电力供应不稳定、不连续、随气候条件变化等缺陷，因此需要采用多种能源联合供电的分布式供电系统。
传统的新能源分布式供电系统，如图1所示。该系统通常是采用多个单输入直流变换器将太阳能电池、燃料电池、风力发电机等新能源发电设备输出的直流电变换成后级变换器所需的公共直流母线电压Udc,然后再通过后级逆变器将Udc变换成负载所需要的交流电压。为了使新能源发电部分能够协调工作，多种能源必须分别进行电能变换后连接到公共的直流母线上，故需要多个单输入直流变换器在输出端并联。这种分布式供电系统存在拓扑结构复杂、体积和重量大、成本高、可靠性低等缺陷。
为了简化拓扑结构，有必要用一个多输入直流变换器取代多个单输入直流变换器，组成新型的新能源分布式供电系统，如图2所示。多输入直流变换器允许多种能源输入，输入源的性质、幅值和特性可以相同，也可以差别很大。该供电系统具有拓扑结构简洁、成本低、一个高频开关周期内多个输入源可分时或同时向负载供电、可提高系统的稳定性和灵活性、可实现能源的优先和充分利用等优点。
因此，寻求一类允许多种新能源联合供电的多输入直流变换器，对于简化系统拓扑结构、降低成本、允许一个高频开关周期内多个输入源分时或同时向负载供电、提高系统的稳定性和灵活性、实现新能源的优先和充分利用具有十分重要的意义。
发明内容
本发明的一个目的是要提供一种具有多输入源之间以及输出与多输入源之间共地、多输入源对储能电感分时储能分时释能、拓扑结构简洁、共用一个储能电感和高频斩波整流滤波电路、升压功能、变换效率高、体积和重量小、成本低、应用前景广泛等特点的多新能源分时储能分时释能非隔离电流型直流变换器。
实现本发明一个目的的技术方案在于：一种多新能源分时储能分时释能非隔离电流型直流变换器，其拓扑结构是由n路共地的带输入滤波器的并联分时选择开关电路、储能电感、高频斩波开关、高频整流二极管、输出滤波电容依序级联构成，所述的n路共地的带输入滤波器的并联分时选择开关电路的每一路均由输入滤波器和承受双向电压应力单向电流应力的高频功率开关依序级联构成，n路并联分时选择开关电路的输出端并接，n为大于1的自然数；所述的n路并联分时选择开关电路在任意时刻只有一路工作，n路输入源电压Ui1、Ui2、…、Uin对储能电感L分时储能和分时释能，第1、2、…、n路选择开关电路在一个开关周期Ts内的导通时间即n路输入源电压Ui1、Ui2、…、Uin在一个开关周期Ts内的供电时间Ts1、Ts2、…、Tsn分别取决于第1、2、…、n路电流误差放大信号I1e、I2e、…、Ine在总的电流误差放大信号的占比/> Ts1≠Ts2≠…≠Tsn，变换器总的开关周期时间Ts＝Ts1+Ts2+…+Tsn，第m路输入源电压Uim对电感L的储能时间储能电感通过第m路输入源电压Uim的释能时间第m路输入源电压Uim的供电时间/>第m路输入源的占空比为Dm＝Tonm/(Tonm+Toffm)，变换器的输出电压Udc与n路输入源电压和占空比D1、D2、…、Dn的关系为Udc＝Ui1/(1-D1)＝Ui2/(1-D2)＝…＝Uin/(1-Dn)，D1≠D2≠…≠Dn，稳态时储能电感L在一个开关周期Ts内与第m路输入源电压Uim所形成的储能与释能伏秒积平衡，即TonmUim＝Toffm(Udc-Uim)，m＝1、2、…、n。
本发明的另一个目的是要提供一种具有多输入源共地、输出与多输入源高频电气隔离、多输入源对储能电感分时储能分时释能、拓扑结构简洁、共用一个储能电感和高频逆变变压整流滤波电路、电压增益高、变换效率高、体积和重量小、成本低、应用前景广泛等特点的多新能源分时储能分时释能隔离电流型直流变换器。
实现本发明另一个目的的技术方案在于：一种多新能源分时储能分时释能隔离电流型直流变换器，其拓扑结构是由n路共地的带输入滤波器的并联分时选择开关电路、储能电感、有源钳位电路、全桥高频逆变电路、高频变压器、高频整流电路、输出滤波电容依序级联构成，所述的n路共地的带输入滤波器的并联分时选择开关电路的每一路均由输入滤波器和承受双向电压应力单向电流应力的高频功率开关依序级联构成，n路并联分时选择开关电路的输出端并接，n为大于1的自然数；所述的有源钳位电路是由源极、漏极分别对应于全桥高频逆变电路正、负直流母线的钳位开关与承受直流电压的钳位电容串联，全桥高频逆变电路是由四个承受单向电压应力双向电流应力的高频功率开关组成，高频整流电路是由两个或四个高频整流二极管组成；所述的n路并联分时选择开关电路在任意时刻只有一路工作，n路输入源电压Ui1、Ui2、…、Uin对储能电感L分时储能和分时释能，第1、2、…、n路选择开关电路在半个开关周期Ts/2内的导通时间即n路输入源电压Ui1、Ui2、…、Uin在半个开关周期Ts/2内的供电时间Ts1、Ts2、…、Tsn分别取决于第1、2、…、n路电流误差放大信号I1e、I2e、…、Ine在总的电流误差放大信号的占比/>Ts1≠Ts2≠…≠Tsn，变换器总的半个开关周期时间Ts/2＝Ts1+Ts2+…+Tsn，第m路输入源电压Uim对电感L的储能时间/>储能电感通过第m路输入源电压Uim的释能时间/>第m路输入源电压Uim的供电时间第m路输入源的占空比Dm＝Tonm/(Tonm+Toffm)，变换器的输出电压Udc与n路输入源电压和占空比D1、D2、…、Dn的关系为Udc＝(N2/N1)Ui1/(1-D1)＝(N2/N1)Ui2/(1-D2)＝…＝(N2/N1)Uin/(1-Dn)，D1≠D2≠…≠Dn，稳态时储能电感L在Ts/2内与第m路输入源电压Uim所形成的储能与释能伏秒积平衡，即TonmUim＝Toffm(UdcN1/N2-Uim)，N1、N2分别高频变压器原、副边绕组匝数，m＝1、2、…、n。
本发明是将传统的新能源分布式供电系统中输出端并联的多个单输入直流变换器拓扑结构，构建为由n路共地的带输入滤波器的并联分时选择开关电路、储能电感、高频斩波开关(高频逆变电路)、(高频变压器)、高频整流电路、输出滤波电容依序级联构成的多新能源分时储能分时释能电流型直流变换器拓扑结构，提出了多新能源分时储能分时释能非隔离(隔离)电流型直流变换器新概念、电路结构与拓扑。
本发明的多新能源分时储能分时释能非隔离(隔离)电流型直流变换器能够将多个共地、不稳定的输入直流电压升压变换成一个所需大小、稳定优质的输出直流电压，具有多输入源共地(输出与多输入源高频电气隔离)、多路输入源对储能电感分时储能和分时释能、共用储能电感和高频斩波(高频逆变变压)整流滤波电路、电路拓扑简洁、升压能力、变换效率高、体积和重量小、成本低、应用前景广泛等特点，其综合性能将比传统的输出端并联的多个单输入直流变换器优越。
附图说明
图1,传统的多新能源分布式供电系统。
图2,新型的多新能源分布式供电系统。
图3,多新能源分时储能分时释能非隔离电流型直流变换器拓扑结构实施例。
图4,多新能源分时储能分时释能非隔离电流直流变换器型单相逆变器电路实施例。
图5,多新能源分时储能分时释能非隔离电流直流变换器型三相逆变器电路实施例。
图6,多新能源分时储能分时释能非隔离电流型直流变换器带单相/三相逆变器负载
的最大功率输出能量管理控制框图。
图7,多新能源分时储能分时释能非隔离电流型直流变换器带单相/三相逆变器负载
的最大功率输出能量管理控制原理波形。
图8，后级单相逆变器的单极性倍频SPWM调制电路。
图9，后级单相逆变器的单极性倍频SPWM调制波形。
图10，具有中点电位平衡电路的后级三相逆变器的SPWM调制电路。
图11，具有中点电位平衡电路的后级三相逆变器的SPWM调制波形。
图12,多新能源分时储能分时释能隔离电流型直流变换器的拓扑结构。
图13,多新能源分时储能分时释能隔离电流型直流变换器--全桥整流拓扑实例。
图14,多新能源分时储能分时释能隔离电流型直流变换器型单相逆变器拓扑实例。
图15,多新能源分时储能分时释能隔离电流直流变换器型三相逆变器拓扑实例。
图16,多新能源分时储能分时释能隔离电流型直流变换器带单相/三相逆变器负载的最大功率输出能量管理控制策略。
图17,多新能源分时储能分时释能隔离电流型直流变换器带单相/三相逆变器负载的最大功率输出能量管理控制原理波形。
具体实施方式
下面结合说明书附图及实施例对本发明的非隔离技术方案做进一步描述。
多新能源分时储能分时释能非隔离电流型直流变换器的拓扑结构，是由n路共地的带输入滤波器的并联分时选择开关电路、储能电感、高频斩波开关、高频整流二极管、输出滤波电容依序级联构成，所述的n路共地的带输入滤波器的并联分时选择开关电路的每一路均由输入滤波器和承受双向电压应力单向电流应力的高频功率开关依序级联构成，n路并联分时选择开关电路的输出端并接，n为大于1的自然数；所述的n路并联分时选择开关电路在任意时刻只有一路工作，n路输入源电压Ui1、Ui2、…、Uin对储能电感L分时储能和分时释能，第1、2、…、n路选择开关电路在一个开关周期Ts内的导通时间即n路输入源电压Ui1、Ui2、…、Uin在一个开关周期Ts内的供电时间Ts1、Ts2、…、Tsn分别取决于第1、2、…、n路电流误差放大信号I1e、I2e、…、Ine在总的电流误差放大信号的占比Ts1≠Ts2≠…≠Tsn，变换器总的开关周期时间Ts＝Ts1+Ts2+…+Tsn，第m路输入源电压Uim对电感L的储能时间/>储能电感通过第m路输入源电压Uim的释能时间/>第m路输入源电压Uim的供电时间/>第m路输入源的占空比为Dm＝Tonm/(Tonm+Toffm)，变换器的输出电压Udc与n路输入源电压和占空比D1、D2、…、Dn的关系为Udc＝Ui1/(1-D1)＝Ui2/(1-D2)＝…＝Uin/(1-Dn)，D1≠D2≠…≠Dn，稳态时储能电感L在一个开关周期Ts内与第m路输入源电压Uim所形成的储能与释能伏秒积平衡，即TonmUim＝Toffm(Udc-Uim)，m＝1、2、…、n。
多新能源分时储能分时释能非隔离电流型直流变换器的拓扑结构实施例，如图3所示。图3中，Ui1、Ui2、…、Uin为n路输入直流源电压，RL、Uo、Io分别为输出直流负载、输出直流电压和输出直流电流。多新能源分时储能分时释能非隔离电流型直流变换器的拓扑结构，是由n路共地的带输入滤波器的并联分时选择开关电路、储能电感、高频斩波开关、高频整流二极管、输出滤波电容依序级联构成；n路共地的带输入滤波器的并联分时选择开关电路的每一路均由输入滤波器和承受双向电压应力单向电流应力的高频功率开关(具有顺向串联反向阻断二极管的MOSFET、IGBT等)依序级联构成，n路并联分时选择开关电路的输出端并接，n为大于1的自然数；n路并联分时选择开关电路在任意时刻只有一路工作，n路输入源对储能电感分时储能和分时释能，每一路选择开关电路在一个开关周期内的导通时间、即每一路输入源在一个开关周期内的供电时间取决于该路误差放大信号在总的误差放大信号的占比，稳态时储能电感在一个开关周期内与每一路输入源所形成的储能与释能伏秒积平衡。
多新能源分时储能分时释能非隔离型多输入直流变换器后级联一个单相/具有中点电位平衡电路的三相SPWM逆变电路，并在其中间直流母线上直接或通过一个双向Buck/Boost直流变换电路并接储能电池，以构成多新能源分时储能分时释能非隔离电流直流变换器型单相/三相逆变器，如图4、5所示。这种多新能源非隔离单相/三相逆变器采用最大功率输出能量管理控制策略，n路输入源工作在最大功率状态，根据输出交流负载功率与n路输入源最大输出功率之和的相对大小实时控制双向Buck/Boost充放电直流变换器的输出功率大小和流向，实现三种工作模式的平滑无缝切换。当n路输入源最大输出功率之和大于输出交流负载功率时，剩余功率直接或通过双向Buck/Boost充放电直流变换器对储能电池充电；当n路输入源最大输出功率之和小于输出交流负载功率时，储能电池直接或通过双向Buck/Boost充放电直流变换器放电补足输出交流负载所需的不足功率；当n路输入源最大输出功率之和等于输出交流负载功率时，储能电池既不充电也不放电。
多新能源分时储能分时释能非隔离电流型直流变换器的n个输入源并联分时工作，相当于具有分时工作时间分别为Ts1、Ts2、…、Tsn的n个单输入非隔离电流(Boost)型直流变换器在输出端电流的叠加。每个开关周期Ts内，n输入源电压Ui1、Ui2、…、Uin对电感L的充磁(储能)时间分别为Ton1、Ton2、…、Tonn，斩波开关S的导通时间为Ton＝Ton1+Ton2+…+Tonn；电感L分别与Ui1、Ui2、…、Uin一起向输出滤波电容Cf和负载RL释能的时间分别为Toff1、Toff2、…、Toffn，S的截止时间即整流二极管的导通时间为Toff＝Toff1+Toff2+…+Toffn，则第1、2、…、n路输入源的工作时间为Ts1＝Ton1+Toff1、Ts2＝Ton2+Toff2、…、Tsn＝Tonn+Toffn，变换器总的开关周期时间Ts＝Ts1+Ts2+…+Tsn。第1、2、…、n路输入源的占空比分别为D1＝Ton1/(Ton1+Toff1)、D2＝Ton2/(Ton2+Toff2)、…、Dn＝Tonn/(Tonn+Toffn)，输出电压与n输入源电压、占空比的关系为Udc＝Ui1/(1-D1)＝Ui2/(1-D2)＝…＝Uin/(1-Dn)，输出电压大于各输入源电压，n路输入源的工作时间和占空比一般不同，即Ts1≠Ts2≠…≠Tsn，D1≠D2≠…≠Dn。S导通期间，选择开关Ss1、Ss2、…、Ssn依次导通时间分别为Ton1、Ton2、…、Tonn，电感L充磁(储能)；S截止期间，整流二极管D导通，选择开关Ss1、Ss2、…Ssn依次导通时间分别为Toff1、Toff2、…Toffn，电感L分别与Ui1、Ui2、…、Uin一起向输出滤波电容Cf和负载RL释能，故这种变换器称为分时储能分时释能非隔离电流(Boost)型多输入直流变换器。
为了充分利用新能源输出的能量，第1、2、…、n路输入源均工作在最大功率输出状态。多新能源分时储能分时释能非隔离电流型直流变换器带单相/三相逆变器负载的最大功率输出能量管理控制策略，如图6、7所示。每一路输入源经最大功率点跟踪得到的电流基准信号Ii1r、Ii2r、…、Iinr与各路输入电流反馈信号Ii1f、Ii2f、…、Iinf分别通过比例积分调节器后得到电流误差放大信号I1e、I2e、…Ine，各电流误差信号相对总的电流误差信号I1e+I2e+…+Ine的占比分别为I1e/(I1e+I2e+…+Ine)、I2e/(I1e+I2e+…+Ine)、…、Ine/(I1e+I2e+…+Ine)。第m(m＝1,2，…，n)路输入源的工作时间由其电流误差信号在总的电流误差信号中的占比决定，即
第m(m＝1,2,…,n)路输入源对储能电感L的充磁(储能)与袪磁(释能)相平衡，即TonmUim＝Toffm(Udc-Uim)，可得
Toffm＝TonmUim/(Udc-Uim) (2)
由式(2)可得，第m路输入源的工作时间为
Tsm＝Toffm+Tonm＝Tonm/(1-Uim/Udc) (3)
由式(1)、(3)可得第m路输入源对电感L的储能时间为
由式(2)、(4)可得，储能电感通过第m路输入源的释能时间为
由式(4)可得，第m路输入源对储能电感L的储能期间的电感电流增量为
由式(5)可得，储能电感通过第m路输入源的释能期间的电感电流下降量为
由式(6)、(7)可得，ΔiL+m＝ΔiL-m，稳态时储能电感在一个开关周期内与每一路输入源所形成的储能与释能的伏秒积平衡，将多输入源的能量传递到输出侧。各电流误差的占比信号I1e/(I1e+I2e+…+Ine)、I2e/(I1e+I2e+…+Ine)、…、Ine/(I1e+I2e+…+Ine)分别乘以(1-Ui1/Udc)、(1-Ui2/Udc)、…、(1-Uin/Udc)后得到各输入源的储能占空比控制信号I1c、I2c、…、Inc，各电流误差的占比信号分别乘以Ui1/Udc、Ui2/Udc、…、Uin/Udc后得到各输入源的释能占空比控制信号I1q、I2q、…、Inq；I1c、I1c+I2c、…、I1c+I2c+…+Inc分别与单位幅值1的锯齿波uc交接生成PWM信号uch1、uch2、…、uchn，I1c+I2c+…+Inc+Inq、I1c+I2c+…+Inc+Inq+I(n-1)q、I1c+I2c+…+Inc+Inq+I(n-1)q+…+I2q分别与uc交接生成PWM信号uqun、uqu(n-1)、…、uqu2，uqu2的反相信号跟uch1相或得到Ss1的控制信号；第m(2,3,…,n-1)路选择开关Ssm的控制信号由“uqu(m+1)的反相信号和uqum相与得到的信号”再跟“uch(m-1)的反相信号和uchm相与得到的信号”相或后得到；uch(n-1)经非门后与uqun相与输出第n路选择开关Ssn的控制信号，uchn直接作为斩波开关S的控制信号。双向Buck/Boost充放电直流变换器采用PWM控制策略以确保输出直流母线电压Udc的稳定，变换器输出电压反馈信号Udcf与基准电压Udcr通过误差放大器后生成电压误差发大信号Ue，Ue与锯齿波uc交截生成放电功率开关Sb1的控制信号，反相后输出充电功率开关Sb2的控制信号。
后级单相逆变器采用单极性SPWM控制策略，图8、9给出了单极性倍频SPWM控制的调制电路和调制波形。输出电压uof与基准电压uor经误差放大器后误差电压ue，ue与三角形载波uc经过比较器1输出S11的控制信号，S11的控制信号经非门后输出S31的控制信号；ue与uc的反相信号-uc经比较器2后得输出S41的控制信号，S41的控制信号经非门后输出S21的控制信号。输出的SPWM波的频率为三角形载波频率的两倍。
后级具有中点电位平衡电路的三相逆变器采用双极性SPWM控制策略，其SPWM调制电路和波形如图10、11所示。输出电压有效值反馈信号Uof与基准电压有效值信号Uor经电压调节器后输出三相调制波电压的幅值控制信号Urm，经参考波生成电路产生三相对称的调制波信号uar、ubr、ucr，uar、ubr、ucr分别与三角形载波uc经比较器输出S11、S31、S51的控制信号，S11、S31、S51的控制信号分别经非门后输出S41、S61、S21的控制信号。为了确保三相不对称负载时的三相输出电压的对称性，将直流母线分压电容电压反馈信号Udc1f与基准电压Udc/2经PI调节器输出误差放大信号，输出误差放大信与三角形载波uc经比较器输出放电开关Sn2的控制信号，Sn2的控制信号经非门后输出充电开关Sn1的控制信号。
下面叙述另一个发明内容和具体实施方式。
多新能源分时储能分时释能隔离电流型直流变换器的拓扑结构，是由n路共地的带输入滤波器的并联分时选择开关电路、储能电感、有源钳位电路、全桥高频逆变电路、高频变压器、高频整流电路、输出滤波电容依序级联构成，所述的n路共地的带输入滤波器的并联分时选择开关电路的每一路均由输入滤波器和承受双向电压应力单向电流应力的高频功率开关依序级联构成，n路并联分时选择开关电路的输出端并接，n为大于1的自然数；所述的有源钳位电路是由源极、漏极分别对应于全桥高频逆变电路正、负直流母线的钳位开关与承受直流电压的钳位电容串联，全桥高频逆变电路是由四个承受单向电压应力双向电流应力的高频功率开关组成，高频整流电路是由两个或四个高频整流二极管组成；所述的n路并联分时选择开关电路在任意时刻只有一路工作，n路输入源电压Ui1、Ui2、…、Uin对储能电感L分时储能和分时释能，第1、2、…、n路选择开关电路在半个开关周期Ts/2内的导通时间即n路输入源电压Ui1、Ui2、…、Uin在半个开关周期Ts/2内的供电时间Ts1、Ts2、…、Tsn分别取决于第1、2、…、n路电流误差放大信号I1e、I2e、…、Ine在总的电流误差放大信号的占比/> Ts1≠Ts2≠…≠Tsn，变换器总的半个开关周期时间Ts/2＝Ts1+Ts2+…+Tsn，第m路输入源电压Uim对电感L的储能时间储能电感通过第m路输入源电压Uim的释能时间第m路输入源电压Uim的供电时间第m路输入源的占空比Dm＝Tonm/(Tonm+Toffm)，变换器的输出电压Udc与n路输入源电压和占空比D1、D2、…、Dn的关系为Udc＝(N2/N1)Ui1/(1-D1)＝(N2/N1)Ui2/(1-D2)＝…＝(N2/N1)Uin/(1-Dn)，D1≠D2≠…≠Dn，稳态时储能电感L在Ts/2内与第m路输入源电压Uim所形成的储能与释能伏秒积平衡，即TonmUim＝Toffm(UdcN1/N2-Uim)，N1、N2分别高频变压器原、副边绕组匝数，m＝1、2、…、n。
多新能源分时储能分时释能隔离电流型直流变换器的拓扑结构，如图12所示。图12中，Ui1、Ui2、…、Uin为n路输入直流源电压，RL、Uo、Io分别为输出直流负载、输出直流电压和输出直流电流。多新能源分时储能分时释能隔离电流型直流变换器的拓扑结构，是由n路共地的带输入滤波器的并联分时选择开关电路、储能电感、有源钳位电路、全桥高频逆变电路、高频变压器、高频整流电路、输出滤波电容依序级联构成；n路共地的带输入滤波器的并联分时选择开关电路的每一路均由输入滤波器和承受双向电压应力单向电流应力的高频功率开关(如具有顺向串联反向阻断二极管的MOSFET、IGBT等)依序级联构成，n路并联分时选择开关电路的输出端并接，n为大于1的自然数；有源钳位电路是由源极、漏极分别对应于高频逆变电路正、负直流母线的钳位开关与承受直流电压的钳位电容串联，全桥高频逆变电路是由四个承受单向电压应力、双向电流应力的高频功率开关组成，高频整流电路是由两个或四个高频整流二极管组成；n路并联分时选择开关电路在任意时刻只有一路工作，n路输入源对储能电感分时储能和分时释能，每一路选择开关电路在一个开关周期内的导通时间、即每一路输入源在一个开关周期内的供电时间取决于该路误差放大信号在总的误差放大信号的占比，稳态时储能电感在一个开关周期内与每一路输入源所形成的储能与释能伏秒积平衡。多新能源分时储能分时释能隔离电流型直流变换器包括全波整流和全桥整流两种电路拓扑，图13给出了全桥整流电路拓扑实施例。
多新能源分时储能分时释能隔离型多输入直流变换器后级联一个单相/具有中点电位平衡电路的三相SPWM逆变电路，并在其中间直流母线上直接或通过一个双向Buck/Boost直流变换电路并接储能电池，以构成多新能源分时储能分时释能隔离电流直流变换器型单相/三相逆变器，如图14、15所示。这种多新能源隔离型单相/三相逆变器采用最大功率输出能量管理控制策略，与非隔离型单相/三相逆变器的最大功率能量管理控制策略类似，这里不再赘述。
多新能源分时储能分时释能隔离电流型直流变换器的n个输入源并联分时工作，相当于具有分时工作时间分别为Ts1、Ts2、…、Tsn的n个单输入隔离电流(Boost)型直流变换器在输出端电流的叠加。半个开关周期Ts/2内，n输入源电压Ui1、Ui2、…、Uin对电感L的充磁(储能)时间分别为Ton1、Ton2、…、Tonn，电感总的储能时间为Ton＝Ton1+Ton2+…+Tonn；电感L分别与Ui1、Ui2、…、Uin一起向输出滤波电容Cf和负载RL释能的时间分别为Toff1、Toff2、…、Toffn，电感总的释能时间为Toff＝Toff1+Toff2+…+Toffn，则第1、2、…、n路输入源的工作时间为Ts1＝Ton1+Toff1、Ts2＝Ton2+Toff2、…、Tsn＝Tonn+Toffn，变换器总的半个开关周期时间Ts/2＝Ts1+Ts2+…+Tsn。第1、2、…、n路输入源的占空比分别为D1＝Ton1/(Ton1+Toff1)、D2＝Ton2/(Ton2+Toff2)、…、Dn＝Tonn/(Tonn+Toffn)，高频变压器的原、副边绕组匝数分别为N1、N2,输出电压与n输入源电压、占空比的关系为Udc＝(N2/N1)Ui1/(1-D1)＝(N2/N1)Ui2/(1-D2)＝…＝(N2/N1)Uin/(1-Dn)，输出电压大于各输入源电压与N2/N1的乘积，n路输入源的工作时间和占空比一般不同，即Ts1≠Ts2≠…≠Tsn，D1≠D2≠…≠Dn。全桥高频逆变开关上桥臂开关S1、S3分别导通Ts/2，分前后Ts/2进行分析。前Ts/2期间，即S1导通、S3截止Ts/2期间，下桥臂开关S2导通、S4截止期间，电感L储能(充磁)时间Ton＝Ton1+Ton2+…+Tonn，选择开关Ss1、Ss2、…、Ssn分别导通时间为Ton1、Ton2、…、Tonn；下桥臂开关S4导通、S2截止期间，电感L释能(去磁)时间Toff＝Toff1+Toff2+…+Toffn，选择开关Ss1、Ss2、…Ssn分别导通时间为Toff1、Toff2、…Toffn，电感L分别与Ui1、Ui2、…、Uin一起向输出滤波电容Cf和负载RL释能。后Ts/2期间，即S3导通、S1截止Ts/2期间，工作情况与前Ts/2期间相似。因此，这种变换器称为分时储能分时释能隔离电流(Boost)型多输入直流变换器。
为了充分利用新能源输出的能量，第1、2、…、n路输入源均工作在最大功率输出状态。多新能源分时储能分时释能隔离电流型直流变换器带单相/三相逆变器负载的最大功率输出能量管理控制策略，如图16、17所示。每一路输入源经最大功率点跟踪得到的电流基准信号Ii1r、Ii2r、…、Iinr与各路输入电流反馈信号Ii1f、Ii2f、…、Iinf分别通过比例积分调节器后得到电流误差放大信号I1e、I2e、…Ine，各电流误差信号相对总的电流误差信号I1e+I2e+…+Ine的占比分别为I1e/(I1e+I2e+…+Ine)、I2e/(I1e+I2e+…+Ine)、…、Ine/(I1e+I2e+…+Ine)。第m(m＝1,2，…，n)路输入源的工作时间由其电流误差信号在总的电流误差信号中的占比决定，第m(m＝1,2,…,n)路输入源对储能电感L的充磁(储能)与袪磁(释能)相平衡，即TonmUim＝Toffm(UdcN1/N2-Uim)，可得
Toffm＝TonmUim/[(UdcN1/N2)-Uim] (8)
由式(8)可得，第m路输入源的工作时间为
Tsm＝Toffm+Tonm＝Tonm/[1-Uim(N2/N1)/Udc] (9)
第m(m＝1,2，…，n)路输入源的工作时间由其电流误差信号在总的电流误差信号中的占比决定，即
由式(9)、(10)可得第m路输入源对电感L的储能时间为
由式(8)、(11)可得，储能电感通过第m路输入源的释能时间为
由式(11)可得，第m路输入源对储能电感L的储能期间的电感电流增量为
由式(12)可得，储能电感通过第m路输入源的释能期间的电感电流下降量为
由式(13)、(14)可得，ΔiL+m＝ΔiL-m，稳态时储能电感在半个开关周期内与每一路输入源所形成的储能与释能的伏秒积平衡，将多输入源的能量传递到输出侧。各电流误差的占比信号I1e/(I1e+I2e+…+Ine)、I2e/(I1e+I2e+…+Ine)、…、Ine/(I1e+I2e+…+Ine)分别乘以[1-Ui1N2/(N1Udc)]、[1-Ui2N2/(N1Udc)]、…、[1-UinN2/(N1Udc)]后得到各输入源的储能占空比控制信号I1c、I2c、…、Inc，各电流误差的占比信号分别乘以Ui1N2/(N1Udc)、Ui2N2/(N1Udc)、…、UinN2/(N1Udc)后得到各输入源的释能占空比控制信号I1q、I2q、…、Inq；I1c、I1c+I2c、…、I1c+I2c+…+Inc分别与单位幅值1的锯齿波uc交接生成PWM信号uch1、uch2、…、uchn，I1c+I2c+…+Inc+Inq、I1c+I2c+…+Inc+Inq+I(n-1)q、I1c+I2c+…+Inc+Inq+I(n-1)q+…+I2q分别与锯齿波uc交接生成PWM信号uqun、uqu(n-1)、…、uqu2，uqu2的反相信号与uch1相或得到Ss1的控制信号；第m(2,3,…,n-1)路选择开关Ssm的控制信号由uqu(m+1)的反相信号与uqum相与得到的信号再跟“uch(m-1)的反相信号和uchm相与得到的信号”相或后得到；uch(n-1)经非门后与uqun相与输出第n路选择开关Ssn的控制信号；锯齿波信号uc的下降沿二分频信号usy及其反向信号usy分别作为S1和S3的控制信号，uchn的反相信号与usy相与输出的信号再跟“uchn和usy的与信号”相或得到S2的控制信号，S2的控制信号经非门得到S4的控制信号，uchn经非门后得到SC1的控制信号。双向Buck/Boost充放电直流变换器采用PWM控制策略以确保输出直流母线电压Udc的稳定，变换器输出电压反馈信号Udcf与基准电压Udcr通过误差放大器后生成电压误差发大信号Ue，Ue与锯齿波uc交截生成放电功率开关Sb1的控制信号，反相后输出充电功率开关Sb2的控制信号。
后级单相逆变器采用单极性SPWM控制策略，图8、9给出了单极性倍频SPWM控制的调制电路和调制波形，而后级具有中点电位平衡电路的三相逆变器采用图10、11所示的双极性SPWM控制策略。与前述多新能源分时储能分时释能非隔离电流直流变换器型单相/三相逆变器类似，这里不再赘述。
多新能源分时储能分时释能非隔离电流型和隔离电流型直流变换器的n个输入源并联分时工作，相当于具有分时工作时间分别为Ts1、Ts2、…、Tsn的n个单输入非隔离、隔离电流(Boost)型直流变换器在输出端电流的叠加，与传统的图1所示的新能源分布式供电系统中输出端并联的多个非隔离电流型、隔离电流型单输入直流变换器的拓扑结构存在着重要区别。对于多新能源分时储能分时释能非隔离电流型直流变换器拓扑结构，多输入源共用储能、斩波和整流电路，新增小容量的n个选择开关和n个反向阻断二极管，但却减少了(n-1)个储能电感、(n-1)个高频斩波开关和(n-1)个高频整流二极管，总体上简化了拓扑结构、降低了体积和重量以及成本、提高了可靠性；对于多新能源分时储能分时释能隔离电流型直流变换器拓扑结构，多输入源共用储能、有源钳位、逆变、隔离和整流电路，新增小容量的n个选择开关和n个反向阻断二极管，但却减小了(n-1)个储能电感、(n-1)个有源钳位电路、(n-1)个高频逆变桥、(n-1)个高频变压器和(n-1)个高频全桥整流电路，总体上也简化了拓扑结构、降低了体积和重量以及成本、提高了可靠性。因此，本发明所述变换器具有新颖性和创造性，具有拓扑结构简洁、变换效率高(意味着能量损耗小)、功率密度高(意味着体积、重量小)、成本低、应用前景广泛等优点，能够将多个共地、不稳定的输入直流电压升压变换成一个所需电压大小的稳定的高质量的输出直流电压，可用来实现具有优良性能和广泛应用前景的新型新能源分布式供电系统中的多输入直流变换器，如光伏电池40-60VDC/360VDC、10kw质子交换膜燃料电池85-120V/360VDC、中小型户用风力发电24-36-48VDC/360VDC、大型风力发电1000VDC/360VDC等多输入源对直流负载供电。

Claims (4)

1.一种多新能源分时储能分时释能非隔离电流型直流变换器，其特征在于：这种直流变换器的拓扑结构是由n路共地的带输入滤波器的并联分时选择开关电路、储能电感、高频斩波开关、高频整流二极管、输出滤波电容依序级联构成，所述的n路共地的带输入滤波器的并联分时选择开关电路的每一路均由输入滤波器和承受双向电压应力单向电流应力的高频功率开关依序级联构成，n路并联分时选择开关电路的输出端并接，n为大于1的自然数；所述的n路并联分时选择开关电路在任意时刻只有一路工作，n路输入源电压Ui1、Ui2、…、Uin对储能电感L分时储能和分时释能，第1、2、…、n路选择开关电路在一个开关周期Ts内的导通时间即n路输入源电压Ui1、Ui2、…、Uin在一个开关周期Ts内的供电时间Ts1、Ts2、…、Tsn分别取决于第1、2、…、n路电流误差放大信号I1e、I2e、…、Ine在总的电流误差放大信号的占比/> Ts1≠Ts2≠…≠Tsn，变换器总的开关周期时间Ts＝Ts1+Ts2+…+Tsn，第m路输入源电压Uim对电感L的储能时间储能电感通过第m路输入源电压Uim的释能时间第m路输入源电压Uim的供电时间/>第m路输入源的占空比为Dm＝Tonm/(Tonm+Toffm)，变换器的输出电压Udc与n路输入源电压和占空比D1、D2、…、Dn的关系为Udc＝Ui1/(1-D1)＝Ui2/(1-D2)＝…＝Uin/(1-Dn)，D1≠D2≠…≠Dn，稳态时储能电感L在一个开关周期Ts内与第m路输入源电压Uim所形成的储能与释能伏秒积平衡，即TonmUim＝Toffm(Udc-Uim)，m＝1、2、…、n。
2.根据权利要求1所述的多新能源分时储能分时释能非隔离电流型直流变换器，其特征在于：这种直流变换器的拓扑结构后序级联一个单相/具有中点电位平衡电路的三相SPWM逆变电路，并且在其中间直流母线上直接或通过一个双向Buck/Boost充放电直流变换电路并接储能电池，以构成多新能源分时储能分时释能非隔离电流直流变换器型单相/三相逆变器；这种多新能源非隔离型单相/三相逆变器采用具有最大功率输出能量管理控制策略，n路输入源工作在最大功率输出状态，根据输出交流负载功率与n路输入源最大输出功率之和的相对大小实时控制储能电池或双向Buck/Boost充放电直流变换器的输出功率大小和流向，实现三种工作模式的平滑无缝切换，n路输入源最大输出功率之和大于输出交流负载功率时剩余功率直接或通过双向Buck/Boost充放电直流变换器对储能电池充电，n路输入源最大输出功率之和小于输出交流负载功率时储能电池直接或通过双向Buck/Boost充放电直流变换器放电补足输出交流负载所需的不足功率，n路输入源最大输出功率之和等于输出交流负载功率时储能电池既不充电也不放电。
3.一种多新能源分时储能分时释能隔离电流型直流变换器，其特征在于：这种直流变换器的拓扑结构是由n路共地的带输入滤波器的并联分时选择开关电路、储能电感、有源钳位电路、全桥高频逆变电路、高频变压器、高频整流电路、输出滤波电容依序级联构成，所述的n路共地的带输入滤波器的并联分时选择开关电路的每一路均由输入滤波器和承受双向电压应力单向电流应力的高频功率开关依序级联构成，n路并联分时选择开关电路的输出端并接，n为大于1的自然数；所述的有源钳位电路是由源极、漏极分别对应于全桥高频逆变电路正、负直流母线的钳位开关与承受直流电压的钳位电容串联，全桥高频逆变电路是由四个承受单向电压应力双向电流应力的高频功率开关组成，高频整流电路是由两个或四个高频整流二极管组成；所述的n路并联分时选择开关电路在任意时刻只有一路工作，n路输入源电压Ui1、Ui2、…、Uin对储能电感L分时储能和分时释能，第1、2、…、n路选择开关电路在半个开关周期Ts/2内的导通时间即n路输入源电压Ui1、Ui2、…、Uin在半个开关周期Ts/2内的供电时间Ts1、Ts2、…、Tsn分别取决于第1、2、…、n路电流误差放大信号I1e、I2e、…、Ine在总的电流误差放大信号的占比/>Ts1≠Ts2≠…≠Tsn，变换器总的半个开关周期时间Ts/2＝Ts1+Ts2+…+Tsn，第m路输入源电压Uim对电感L的储能时间储能电感通过第m路输入源电压Uim的释能时间第m路输入源电压Uim的供电时间第m路输入源的占空比Dm＝Tonm/(Tonm+Toffm)，变换器的输出电压Udc与n路输入源电压和占空比D1、D2、…、Dn的关系为Udc＝(N2/N1)Ui1/(1-D1)＝(N2/N1)Ui2/(1-D2)＝…＝(N2/N1)Uin/(1-Dn)，D1≠D2≠…≠Dn，稳态时储能电感L在Ts/2内与第m路输入源电压Uim所形成的储能与释能伏秒积平衡，即TonmUim＝Toffm(UdcN1/N2-Uim)，N1、N2分别高频变压器原、副边绕组匝数，m＝1、2、…、n。
4.根据权利要求3所述的多新能源分时储能分时释能隔离型直流变换器，其特征在于：这种直流变换器的拓扑结构后序级联一个单相/具有中点电位平衡电路的三相SPWM逆变电路，并且在其中间直流母线上直接或通过一个双向Buck/Boost充放电直流变换电路并接储能电池，以构成多新能源分时储能分时释能隔离电流直流变换器型单相/三相逆变器；这种多新能源隔离型单相/三相逆变器采用如权利要求2所述的多新能源非隔离型单相/三相逆变器的最大功率输出能量管理控制策略。
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