CN117254992A - 一种双天线发射分集的信道估计方法及系统 - Google Patents
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Abstract
一种双天线发射分集的信道估计方法及系统，涉及信道估计领域，方法包括：在发送端，进行STBC编码得到两路空时流，分别采用逐符号的梳状导频插入，并对第二路空时流进行频域CDD处理；在接收端，采用逐符号LS信道估计后，再进行walsh解码，计算每个码块时间内，每个发射天线到接收天线在数据子载波处的信道估计值；计算第二发射天线到接收天线在数据子载波处的信道估计值时，采用第二路空时流中第二发射天线到接收天线在导频子载波处的信道响应值，对频域CDD处理的导频子载波进行点除得到初步估计值，再用初步估计值对数据子载波进行点乘。本申请可以解决现有技术中存在的下抗多径性能较低的问题。
Description
技术领域
本申请涉及信道估计领域，具体涉及一种双天线发射分集的信道估计方法及系统。
背景技术
移动端飞行器在体积功耗受限的情况下，当障碍物较多时，多径环境下的信道恶劣，导致信号不稳定。为保证在复杂多径环境上行通信的鲁棒性，一般会使用MISO(MultipleInput SingleOutput，多输入单输出)的多天线技术，即在地面端使用2根天线和2个射频通道，移动端使用1根天线和1个射频通道。
传统的双发单收STBC(Space-time block code，空时分组码)+OFDM(OrthogonalFrequency Division Multiplexing，正交频分复用)通信体制，最有代表性的当属wifi物理层。由于wifi信道属于准静止信道，所以对于信道估计辅助用导频(pilot)，协议采用的是条状(或者叫块状)导频。每一帧的帧头，wifi协议都会准备两个LTF(长训练序列)的OFDM符号，作为块状导频。接收端使用这两个导频OFDM符号进行信道估计，得到两个估计值。后续所有的数据符号，都使用这两个估计值进行信道均衡。对于准静止信道而言，默认后续所有OFDM数据符号的信道并未发生改变，所以这样的信道估计和均衡策略是没有问题的。
但是在高速移动的飞行器场景下(60m/s----600m/s的飞行速度范围)，每一个OFDM符号的信道都可能发生改变，类似wifi协议的帧头块状导频设计就完全不适用了。因此亟需提高MISO+STBC+OFDM通信体制下抗多径的能力。
发明内容
本申请提供一种双天线发射分集的信道估计方法及系统，可以解决现有技术中存在的MISO+STBC+OFDM通信体制下抗多径性能较低的问题。
第一方面，本申请实施例提供一种双天线发射分集的信道估计方法，包括：
在发送端，源数据采用级联编码交织后，进行STBC编码得到两路空时流，分别采用逐符号的梳状导频插入，并对第二路空时流进行频域CDD处理，两路空时流经过IFFT变换以及时域组帧后发出；
在接收端，采用FFT变换和逐符号LS信道估计后，再进行walsh解码，计算每个码块时间内，每个发射天线到接收天线在数据子载波处的信道估计值；其中计算第二发射天线到接收天线在数据子载波处的信道估计值时，采用第二路空时流中第二发射天线到接收天线在导频子载波处的信道响应值，对频域CDD处理的导频子载波进行点除得到初步估计值，再用初步估计值对数据子载波进行点乘。
结合第一方面，在一种实施方式中，每路空时流的一个码块都包括两个OFDM符号，在发送端，第一路空时流第一OFDM符号的导频、第二路空时流第一OFDM符号的导频、和第二路空时流第二OFDM符号的导频均为：基本导频序列*(+1)；第一路空时流第二OFDM符号的导频为：基本导频序列*(-1)。
结合第一方面，在一种实施方式中，所述基本导频序列通过最长线性移位寄存器序列经过符号扰码生成。
结合第一方面，在一种实施方式中，所述对第二路空时流进行频域CDD处理包括：计算每个子载波频域样点需要旋转的相位值，对每个OFDM符号的每一个子载波进行相应的角度旋转，即完成CDD处理。
结合第一方面，在一种实施方式中，计算每个码块时间内，第一发射天线到接收天线在数据子载波处的信道估计值，具体包括：对第一发射天线到接收天线在导频子载波处的信道响应值，进行FFT变换域去噪处理，再进行3阶拉格朗日插值算法，得到当前码块的时间内，第一发射天线到接收天线在数据子载波处的信道估计值。
结合第一方面，在一种实施方式中，计算每个码块时间内，第二发射天线到接收天线在数据子载波处的信道估计值，具体包括：获取第二空时流中导频子载波旋转的相位值，用第二发射天线到接收天线在导频子载波处的信道响应值去点除，再进行FFT变换域去噪处理和3阶拉格朗日插值算法，得到初步估计值；然后获取数据子载波旋转的相位值，用初步估计值去点乘，得到当前码块的时间内，第二发射天线到接收天线在数据子载波处的信道估计值。
结合第一方面，在一种实施方式中，所述源数据采用级联编码交织，具体包括：对扰码后的源数据依次进行RS编码、卷积交织、卷积编码、Bit交织、以及矩阵交织；级联编码交织后，还包括进行星座映射和样点填充的步骤，再进行STBC编码。
第二方面，本申请提供一种双天线发射分集的信道估计系统，包括设置于发送端的：
源数据产生模块，用于产生源数据；
级联编码交织器，用于对源数据进行级联编码交织；
STBC编码模块，用于对编码交织后的数据进行STBC编码得到两路空时流；
第一组帧模块，用于对第一路空时流频域组帧时采用逐符号的梳状导频插入，再经过IFFT变换以及时域组帧后发出；
第二组帧模块，用于对第二路空时流进行频域组帧时采用逐符号的梳状导频插入，再进行频域CDD处理、IFFT变换以及时域组帧后发出；
所述系统还包括设置于接收端的：
FFT变换模块，用于接收数据进行FFT变换；
LS信道估计模块，用于对FFT变换后的数据逐符号LS信道估计；
walsh解码模块，对LS信道估计值进行walsh解码；
第一信道估计模块，用于计算每个码块的时间内，第一发射天线到接收天线在数据子载波处的信道估计值；
第二信道估计模块，用于采用第二路空时流中第二发射天线到接收天线在导频子载波处的信道响应值，先对频域CDD处理的导频子载波进行点除、再对数据子载波进行点乘，得到发射天线到接收天线在数据子载波处的信道估计值。
结合第二方面，在一种实施方式中，所述第二组帧模块包括频域CDD处理器，用于计算每个子载波频域样点需要旋转的相位值，对每个OFDM符号的每一个子载波进行相应的角度旋转，即完成CDD处理。
结合第二方面，在一种实施方式中，所述第二信道估计模块获取导频子载波旋转的相位值，用第二发射天线到接收天线在导频子载波处的信道响应值去点除，再进行FFT变换域去噪处理和3阶拉格朗日插值算法，得到初步估计值；
第二信道估计模块还用来获取数据子载波旋转的相位值，用初步估计值去点乘，得到当前码块的时间内，第二发射天线到接收天线在数据子载波处的信道估计值。
本申请实施例提供的技术方案带来的有益效果至少包括：
对于MISO+STBC+OFDM通信体制，采用逐个OFDM符号插入的梳状导频，每个OFDM符号都会进行信道估计和插值，可以应对快速时变信道，第二路空时流采用超大延迟CDD处理，实现优秀的抗多径能力。本申请采用了STBC结合CDD的方式，使抗多径能力更强。
附图说明
图1为本申请双天线发射分集的信道估计方法实施例中发送端的流程示意图；
图2为发送端内频域组帧的帧结构示意图；
图3为本申请双天线发射分集的信道估计方法实施例中接收端的流程示意图；
图4为接收端中第一发射天线到接收天线在数据子载波处的信道估计值H11_data的相位图；
图5为接收端中第二发射天线到接收天线在数据子载波处的信道估计值H21_data的相位图。
具体实施方式
为了使本技术领域的人员更好地理解本申请方案，下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。
本申请的说明书和权利要求书及上述附图中的术语“包括”和“具有”以及它们任何变形，意图在于覆盖不排他的包含。例如包含了一系列步骤或单元的过程、方法、系统、产品或设备没有限定于已列出的步骤或单元，而是可选地还包括没有列出的步骤或单元，或可选地还包括对于这些过程、方法、产品或设备固有的其他步骤或单元。术语“第一”、“第二”和“第三”等描述，是用于区分不同的对象等，其不代表先后顺序，也不限定“第一”、“第二”和“第三”是不同的类型。
在本申请实施例的描述中，“示例性的”、“例如”或者“举例来说”等用于表示作例子、例证或说明。本申请实施例中被描述为“示例性的”、“例如”或者“举例来说”的任何实施例或设计方案不应被解释为比其它实施例或设计方案更优选或更具优势。确切而言，使用“示例性的”、“例如”或者“举例来说”等词旨在以具体方式呈现相关概念。
在本申请实施例描述的一些流程中，包含了按照特定顺序出现的多个操作或步骤，但是应该理解，这些操作或步骤可以不按照其在本申请实施例中出现的顺序来执行或并行执行，操作的序号仅用于区分开各个不同的操作，序号本身不代表任何的执行顺序。另外，这些流程可以包括更多或更少的操作，并且这些操作或步骤可以按顺序执行或并行执行，并且这些操作或步骤可以进行组合。
为使本申请的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本申请实施方式作进一步地详细描述。
第一方面，本申请提供一种双天线发射分集的信道估计方法的实施例。本实施例中信道估计方法包括如下步骤：
在发送端，产生的源数据采用级联编码交织后，进行STBC编码得到两路空时流，两路空时流分别采用逐符号的梳状导频插入，然后对第二路空时流进行频域CDD(CyclicDelay Diversity，循环延迟分集)处理，两路空时流经过IFFT变换以及时域组帧后发出。
在接收端，采用FFT变换和逐符号LS信道估计后，再进行walsh解码，计算每个码块时间内，每个发射天线到接收天线在数据子载波处的信道估计值；其中计算第二发射天线到接收天线在数据子载波处的信道估计值时，采用第二路空时流中第二发射天线到接收天线在导频子载波处的信道响应值，对频域CDD处理的导频子载波进行点除得到初步估计值，再用初步估计值对数据子载波进行点乘。
参照图1，提供一个发送端物理层算法的具体流程示意图。发送过程中，源数据产生后经过扰码后，进行级联编码交织。本实施例中为了配合CDD技术，采用了比较复杂的级联编码交织器，外码为RS码，外交织为卷积交织。内码为(2,1,9)的卷积码，内交织为Bit交织+矩阵交织；扰码后的源数据依次进行RS编码、卷积交织、卷积编码、Bit交织、以及矩阵交织。交织后的数据还进行星座映射，然后进行样点填充至整个OFDM符号。
进一步的，上述STBC编码可以采用Alamouti空时编码策略，编码表格如下：
| 天线号 | 第一OFDM符号 | 第二OFDM符号 |
| 天线1 | X1 | -conj(X2) |
| 天线2 | X2 | conj(X1) |
STBC编码的每一个码块都包含两个OFDM符号(第一OFDM符号和第二OFDM符号)，在两个OFDM符号的时间里，认为信道是准静止的，所有OFDM符号的个数是2的整数倍。OFDM符号的数量和飞行器的速度相关，一个帧的时间内，飞行器的速度越快，OFDM符号的数量越小。
参照图1，STBC编码编号后的两路空时流，结合产生的导频，进行频域组帧。图1中STS1表示第一路空时流，STS2表示第二路空时流。导频产生的部分matlab源代码如下：
本实施例中，总共有24个码块，48个OFDM符号。在一个码块内部先产生一个当前码块的基本导频序列，基本导频序列一般是m序列经过符号扰码生成的。其中，m序列是最长线性反馈移位寄存器序列的简称。两路空时流OFDM符号的导频为：
第一路空时流第一OFDM符号的导频＝基本导频序列*(+1)；
第一路空时流第二OFDM符号的导频＝基本导频序列*(-1)；
第二路空时流第一OFDM符号的导频＝基本导频序列*(+1)；
第二路空时流第二OFDM符号的导频＝基本导频序列*(+1)。
上述频域组帧采用逐符号的梳状导频插入，确保信道估计的实时性。以FFT点数取1024为例，频域组帧的帧结构参照图2。图2中黑色块为保护带的空子载波，没有填充的白色块为数据子载波，有填充的白色块为梳状均匀插入导频子载波，0频点为DC直流频点，不用来传输数据，当作空子载波处理。在一些实施例中，两路空时流频域组帧后，还可以进行能量归一化处理。
第二路空时流在频域组帧后，需要进行CDD处理，CDD利用了时移到频移的等效性，将时域的循环移位延迟放在频域里面来实现。CDD技术的原理为，人为制造虚拟的频域选择性衰落，把两路天线的空间发射分集转化为子载波的频率分集，使得OFDM符号内部的子载波在双天线到单天线的两个信道上大概率的经历完全不同的衰落。这种非相关衰落，通过交织和信道编码，就能获得可观的频率分集增益。
本实施例中，FFT点数为1024点，循环移位样点数取超大点数256点(FFT点数的1/4)，对于采样率16Msps而言，循环移位延迟时间tao＝62.5ns*256＝16us，远大于最大多径时延扩展，因此，级联编码交织器结合CDD处理，频率分集增益是相当优异的。CDD处理中部分matlab源代码如下：
delta_f＝16e6/1024；
phase_applied＝exp(-1i*2*pi*(0:num_fft-1)*delta_f*tao)；
CDD_data＝data.*repmat(phase_applied(:),1,num_sym)；
其中，delta_f为子载波间隔，等于采样率除以fft点数；phase_applied为每个子载波频域样点需要旋转的相位值，1024个子载波频域样点，num_fft在本实施例中为1024；tao为CDD的时间值，即为循环移位延迟时间，本实施例为256个样点的循环移位。当得到每个子载波频域样点需要旋转的相位值后，对每一个OFDM符号的每一个子载波都进行相应的角度旋转，即可完成CDD处理。
参照图1，在一些实施例中，将频域组帧后的第一路空时流和CDD处理后的第二路空时流，还可以分别依次经过IFFT变换、加CP、结合产生的同步头进行时域组帧，时域组帧后通过成型滤波上抽、削峰后发出。
参照图3，提供一个接收端物理层算法的具体流程示意图。接收端可以通过滤波下抽接收发送端发来的数据，依次通过时频同步和FFT变换，然后进行逐符号LS信道估计。由于每个OFDM符号都有导频插入，据此做最基本的导频子载波处LS信道估计。针对发送端STBC编码的每个码块中，两个OFDM符号的两路空时流的导频产生方式，接收端采用walsh解码。默认每个码块的时间内，信道是准静止的，利用walsh解码就可以求出当前码块的时间内，第一发射天线到接收天线在导频子载波处的信道响应值H11_pilot，以及第二发射天线到接收天线在导频子载波处的信道响应值H21_pilot。
参照图3，walsh解码后，计算每个码块的时间内，每个发射天线到接收天线在导频子载波处的信道估计值。具体的，分别采用H11的变换域去噪和插值算法，得到第一发射天线到接收天线在数据子载波处的信道估计值；采用H21的变换域去噪和插值算法，第二发射天线到接收天线在数据子载波处的信道估计值。其中，H11表示第一发射天线到接收天线的信道响应值(所有子载波处的)，H21表示第二发射天线到接收天线的信道响应值。
进一步的，由于第一路空时流在发送端并没有进行CDD延迟处理，那么H11的变换域去噪和插值算法的过程为：对第一发射天线到接收天线在导频子载波处的信道响应值H11_pilot，进行FFT变换域去噪处理，以去噪后的导频子载波处的H11_pilot_noise_removed为依据，再进行3阶拉格朗日插值算法，得到当前码块(2个OFDM符号)的时间内，第一发射天线到接收天线在数据子载波处的信道估计值H11_data。
参照图4和图5，以FFT点数为1024，导频子载波个数为214个为例，可以看出，由于第二路空时流在发送端进行了CDD处理，并且时移等价于相移，就会造成第二发射天线到接收天线在导频子载波处的信道响应值H21_pilot的相位变化非常激烈。
因此对于每个码块时间内，第二发射天线到接收天线在数据子载波处的信道估计值，通过以下方式获得：
从发送端的CDD处理中，获取第二空时流中导频子载波旋转的相位值，然后采用第二发射天线到接收天线在导频子载波处的信道响应值H21_pilot去点除，相关matlab源代码如下：
H21_pilot_one_part(:,kkk)＝H21_pilot(:,kkk)./
phase_applied(pilot_index)；
点除之后，相位变化的剧烈程度就会大幅下降，然后对导频子载波处的H21_pilot_one_part进行FFT变换域去噪处理。以去噪后的导频子载波处的H21_pilot_one_part_noise_removed为依据，进行3阶拉格朗日插值算法，得到当前码块的时间内，在数据子载波处初步估计值H21_data_temp。然后，获取第二空时流中数据子载波旋转的相位值，采用初步估计值H21_data_temp去点乘，得到当前码块的时间内，第二发射天线到接收天线在数据子载波处的信道估计值H21_data。
参见图3，在获得H11_data、H21_data以及在数据子载波处的频域样点数据，就可以逐个码块去进行STBC均衡。进一步的，在均衡之后，可以通过星座图解映射、对数似然比软信息计算、结内交织、维特比译码、RS译码和解扰后，得到发送端的源数据。
本申请上述实施例，采用了超大延迟CDD技术，CDD技术的原理为，人为制造虚拟的频域选择性衰落，把两路天线的空间发射分集转化为子载波的频率分集，使得OFDM符号内部的子载波在双天线到单天线的两个信道上大概率的经历完全不同的衰落。这种非相关衰落，通过交织和信道编码，就能获得可观的频率分集增益。
通过给定15dB的SNR，H11和H21都给awgn信道，解调后星座图EVM为14.7dB；给定15dB的SNR，H11给LTE的6径多径信道，H21给awgn信道，解调后的星座图EVM为13.6dB，抗多径性能优秀；给定15dB的SNR，H11给LTE的6径多径信道，H21也给LTE的6径多径信道，解调后的星座图EVM为12.31dB，抗多径性能优秀。可以看出，采用CDD技术可以获得更更优秀的抗多径性能。本申请双天线发射分集的信道估计方法，可以60m/s---2马赫的飞行速度，并且降低了算法困难。超大延迟CDD的延迟值，在超过7us(假设外场最大多径时延扩展为7us)的前提下，是可以任意设置的。
另一方面，本申请提供一种双天线发射分集的信道估计系统实施例，可以用来实现上述方法，信道估计系统包括设置于发送端的源数据产生模块、级联编码交织器、STBC编码模块、第一组帧模块和第二组帧模块，其中：
源数据产生模块，用于产生源数据；
级联编码交织器，用于对源数据进行级联编码交织；
STBC编码模块，用于对编码交织后的数据进行STBC编码得到两路空时流；
第一组帧模块，用于对第一路空时流频域组帧时采用逐符号的梳状导频插入，再经过IFFT变换以及时域组帧后发出；
第二组帧模块，用于对第二路空时流进行频域组帧时采用逐符号的梳状导频插入，再进行频域CDD处理、IFFT变换以及时域组帧后发出。
上述信道估计系统还包括设置于接收端的FFT变换模块、LS信道估计模块、walsh解码模块、第一信道估计模块和第二信道估计模块，其中：
FFT变换模块，用于接收数据进行FFT变换；
LS信道估计模块，用于对FFT变换后的数据逐符号LS信道估计；
walsh解码模块，对LS信道估计值进行walsh解码；
第一信道估计模块，用于计算每个码块的时间内，第一发射天线到接收天线在数据子载波处的信道估计值；
第二信道估计模块，用于采用第二路空时流中第二发射天线到接收天线在导频子载波处的信道响应值，先对频域CDD处理的导频子载波进行点除、再对数据子载波进行点乘，得到发射天线到接收天线在数据子载波处的信道估计值。
进一步的，发送端的第二组帧模块包括频域CDD处理器，用于计算每个子载波频域样点需要旋转的相位值，对每个OFDM符号的每一个子载波进行相应的角度旋转，完成CDD处理。
进一步的，第二信道估计模块先从发送端获取导频子载波旋转的相位值，用第二发射天线到接收天线在导频子载波处的信道响应值去点除，再进行FFT变换域去噪处理和3阶拉格朗日插值算法，得到初步估计值；第二信道估计模块还从发送端获取数据子载波旋转的相位值，用初步估计值去点乘，得到当前码块的时间内，第二发射天线到接收天线在数据子载波处的信道估计值。
通过以上的实施方式的描述，本领域的技术人员可以清楚地了解到上述实施例方法可借助软件加必需的通用硬件平台的方式来实现，当然也可以通过硬件，但很多情况下前者是更佳的实施方式。基于这样的理解，本申请的技术方案本质上或者说对现有技术做出贡献的部分可以以软件产品的形式体现出来，该计算机软件产品存储在如上所述的一个存储介质(如ROM/RAM、磁碟、光盘)中，包括若干指令用以使得一台终端设备执行本申请各个实施例所述的方法。
以上仅为本申请的优选实施例，并非因此限制本申请的专利范围，凡是利用本申请说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本申请的专利保护范围内。
Claims (10)
1.一种双天线发射分集的信道估计方法，其特征在于，包括：
在发送端，源数据采用级联编码交织后，进行STBC编码得到两路空时流，分别采用逐符号的梳状导频插入，并对第二路空时流进行频域CDD处理，两路空时流经过IFFT变换以及时域组帧后发出；
在接收端，采用FFT变换和逐符号LS信道估计后，再进行walsh解码，计算每个码块时间内，每个发射天线到接收天线在数据子载波处的信道估计值；其中计算第二发射天线到接收天线在数据子载波处的信道估计值时，采用第二路空时流中第二发射天线到接收天线在导频子载波处的信道响应值，对频域CDD处理的导频子载波进行点除得到初步估计值，再用初步估计值对数据子载波进行点乘。
2.如权利要求1所述的双天线发射分集的信道估计方法，其特征在于，每路空时流的一个码块都包括两个OFDM符号，在发送端，第一路空时流第一OFDM符号的导频、第二路空时流第一OFDM符号的导频、和第二路空时流第二OFDM符号的导频均为：基本导频序列*(+1)；
第一路空时流第二OFDM符号的导频为：基本导频序列*(-1)。
3.如权利要求2所述的双天线发射分集的信道估计方法，其特征在于，所述基本导频序列通过最长线性移位寄存器序列经过符号扰码生成。
4.如权利要求1所述的双天线发射分集的信道估计方法，其特征在于，所述对第二路空时流进行频域CDD处理包括：计算每个子载波频域样点需要旋转的相位值，对每个OFDM符号的每一个子载波进行相应的角度旋转，即完成CDD处理。
5.如权利要求4所述的双天线发射分集的信道估计方法，其特征在于，计算每个码块时间内，第一发射天线到接收天线在数据子载波处的信道估计值，具体包括：对第一发射天线到接收天线在导频子载波处的信道响应值，进行FFT变换域去噪处理，再进行3阶拉格朗日插值算法，得到当前码块的时间内，第一发射天线到接收天线在数据子载波处的信道估计值。
6.如权利要求4所述的双天线发射分集的信道估计方法，其特征在于，计算每个码块时间内，第二发射天线到接收天线在数据子载波处的信道估计值，具体包括：获取第二空时流中导频子载波旋转的相位值，用第二发射天线到接收天线在导频子载波处的信道响应值去点除，再进行FFT变换域去噪处理和3阶拉格朗日插值算法，得到初步估计值；
然后获取数据子载波旋转的相位值，用初步估计值去点乘，得到当前码块的时间内，第二发射天线到接收天线在数据子载波处的信道估计值。
7.如权利要求1-6任一项所述的双天线发射分集的信道估计方法，其特征在于，所述源数据采用级联编码交织，具体包括：对扰码后的源数据依次进行RS编码、卷积交织、卷积编码、Bit交织、以及矩阵交织；级联编码交织后，还包括进行星座映射和样点填充的步骤，再进行STBC编码。
8.一种双天线发射分集的信道估计系统，其特征在于，包括设置于发送端的：
源数据产生模块，用于产生源数据；
级联编码交织器，用于对源数据进行级联编码交织；
STBC编码模块，用于对编码交织后的数据进行STBC编码得到两路空时流；
第一组帧模块，用于对第一路空时流频域组帧时采用逐符号的梳状导频插入，再经过IFFT变换以及时域组帧后发出；
第二组帧模块，用于对第二路空时流进行频域组帧时采用逐符号的梳状导频插入，再进行频域CDD处理、IFFT变换以及时域组帧后发出；
所述系统还包括设置于接收端的：
FFT变换模块，用于接收数据进行FFT变换；
LS信道估计模块，用于对FFT变换后的数据逐符号LS信道估计；
walsh解码模块，对LS信道估计值进行walsh解码；
第一信道估计模块，用于计算每个码块的时间内，第一发射天线到接收天线在数据子载波处的信道估计值；
第二信道估计模块，用于采用第二路空时流中第二发射天线到接收天线在导频子载波处的信道响应值，先对频域CDD处理的导频子载波进行点除、再对数据子载波进行点乘，得到发射天线到接收天线在数据子载波处的信道估计值。
9.如权利要求8所述的双天线发射分集的信道估计系统，其特征在于，所述第二组帧模块包括频域CDD处理器，用于计算每个子载波频域样点需要旋转的相位值，对每个OFDM符号的每一个子载波进行相应的角度旋转，即完成CDD处理。
10.如权利要求9所述的双天线发射分集的信道估计系统，其特征在于，所述第二信道估计模块获取导频子载波旋转的相位值，用第二发射天线到接收天线在导频子载波处的信道响应值去点除，再进行FFT变换域去噪处理和3阶拉格朗日插值算法，得到初步估计值；
第二信道估计模块还用来获取数据子载波旋转的相位值，用初步估计值去点乘，得到当前码块的时间内，第二发射天线到接收天线在数据子载波处的信道估计值。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202311188514.XA CN117254992A (zh) | 2023-09-13 | 2023-09-13 | 一种双天线发射分集的信道估计方法及系统 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202311188514.XA CN117254992A (zh) | 2023-09-13 | 2023-09-13 | 一种双天线发射分集的信道估计方法及系统 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN117254992A true CN117254992A (zh) | 2023-12-19 |
Family
ID=89134271
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN202311188514.XA Pending CN117254992A (zh) | 2023-09-13 | 2023-09-13 | 一种双天线发射分集的信道估计方法及系统 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN117254992A (zh) |
-
2023
- 2023-09-13 CN CN202311188514.XA patent/CN117254992A/zh active Pending
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