CN117222087A - 一种针对负载电路的限流保护的方法，及应急照明控制器、应急照明集中电源、应急照明分配电装置、应急照明配电箱 - Google Patents

Abstract

本发明涉及应急照明设备领域，尤其涉及应急照明控制器、应急照明集中电源、应急照明分配电装置、应急照明配电箱。在本发明提供了一种针对负载电路的限流保护的方法，包括：S1.将电流采样单元和第一三极管串联构成限流支路，用于串联连接负载电路；S2.将第二三极管的基极和发射极之间的PN结，与所述电流采样单元，耦合于同一个闭合回路中；S3.通过第二三极管的输出，控制所述第一三极管的控制极，并通过所述回路，协调所述第一可控开关与所述第二可控开关，工作于互斥的开关状态，以使当所述限流支路中的电流超过限流阈值时，关断所述第一可控开关。籍此，保持限流保护电路中的限流阈值基本不随温度漂移而改变。

Description

一种针对负载电路的限流保护的方法，及应急照明控制器、应 急照明集中电源、应急照明分配电装置、应急照明配电箱

技术领域

本发明涉及应急照明领域，具体涉及针对负载电路的限流保护的方法，以及应急照明控制器、应急照明集中电源、应急照明分配电装置、应急照明配电箱。

背景技术

在现有技术中，过流保护的方法经常应用在包括应急照明控制器、应急照明集中电源、应急照明分配电装置、应急照明配电箱在内的电子设备、电气设备中，尤其在功率型电路设计中。但是，对负载电路的限流保护方法比较复杂，从而导致所产生的限流电路的结构设计也较复杂，而且在对负载电路进行的限流保护的过程中，元器件的选型等要求均很高、降低了这些针对负载电路的限流保护的方法的可行性，而且，这些针对负载电路的限流保护的方法，还造成了限流保护电路对外的输出效率低下。

另外，现有技术中的针对负载电路的限流保护的方法应用至负载电路的过程中，往往造成限流值不稳定，例如会随温度漂移而浮动，这导致了对负载电路的限流保护不准确，对被保护的负载电路造成潜在的破坏性。

发明内容

基于上述缺陷，本发明的目的之一在于提出一种针对负载电路的限流保护的方法及其限流保护电路，提升在对负载电路的限流保护过程中的输出效率和/或限流阈值的稳定度。

至少为解决上述技术问题，在本申请的一个实施例中，提出了一种针对负载电路的限流保护的方法，包括：

S1.将电流采样单元和第一三极管串联构成限流支路，用于串联连接负载电路；

S2.将第二三极管的基极和发射极之间的PN结，与所述电流采样单元，耦合于同一个闭合回路中；

S3.通过第二三极管的输出，控制所述第一三极管的基极，并通过所述回路，协调所述第一可控开关与所述第二可控开关，工作于互斥的开关状态，以使当所述限流支路中的电流超过限流阈值时，关断所述第一可控开关。

可选地，一些实施例的限流保护的方法，还包括步骤：

S4.将一电流源电路的电流输出，耦合/叠加(super impose)至所述闭合回路中的部分电流路径中形成压降，所述部分电流路径包括第二电阻和/或第一电阻；

当然，电流源电路或者说电流源的电流输出，耦合/叠加(super impose)于所述回路中的部分的电流路径上，这并不意味着电流源的电流输出不可以被同时耦合至该回路中除部分的电流路径之外的其他电路中。

其中，所述电流源电路的电流输出可随环境温度的升高而自动减小，或者随环境温度的降低而自动增大；或者，

S5.通过第二电阻将一电流源电路的电流输出，耦合/叠加(super impose)入所述闭合回路中，从而在所述闭合回路的部分电流路径中造成(额外的)电势差/电压降；

其中，所述电流源电路的电流输出可随环境温度的升高而自动减小，或者随环境温度的降低而自动增大。

可选地，一些实施例的限流保护的方法中，所述步骤S4或S5进一步包括步骤：

利用由所述电流源电路的电流在所述部分电流路径上造成的可随温度变化的电势差，动态地抵消所述第二三极管，其基极、发射极之间的PN结上随温度变化的导通门限。

可选地，一些实施例的限流保护的方法中，步骤S4或S5进一步包括步骤：

利用由环境温度变化而在所述电流路径上引起的电势差的变化，动态地抵消所述第二三极管，其基极、发射极之间的PN结的导通门限随所述环境温度的变化，从而使得所述限流阈值，随温度漂移而产生的变化比例不超过预定值。

可选地，一些实施例的限流保护的方法中，所述电流采样单元为第一电阻，还包括步骤：

所述预定值为以下任一数值：0.1％、0.5％、1％、2％、5％或者10％；

配置所述第二电阻与所述第一电阻，两者的阻值的比值，大于以下任一数值：10、50、100、500、1000、5000、10000、50000、100000或者500000。

可选地，一些实施例的限流保护的方法中，还包括步骤：

S-6)如果所述第一三极管和所述第二三极管为PNP器件，通过所述第一三极管的集电极，将所述限流支路串联于所述负载电路的沿电流方向的上游；

S-8)利用NPN型的第五三极管构造压控电流源/电流放大电路作为所述电流源电路，并将串联的多个二极管跨接于所述第五三极管的BE结，以借助所述多个二极管的导通压降作为所述压控电流源/电流放大电路的至少部分的输入电压；

或者

S-7)如果所述第一三极管和所述第二三极管为NPN器件，通过所述第一三极管的集电极，将所述限流支路串联于所述负载电路的沿电流方向的下游；

S-9)利用PNP型的第五三极管构造压控电流源/电流放大电路作为所述电流源电路，并将串联的多个二极管跨接于所述第五三极管的BE结，以借助所述多个二极管的导通压降作为所述压控电流源/电流放大电路的至少部分的输入电压；其中，二极管的导通压降可能占第五三极管的输入电压的一部分，或者输入电压的全部。

其中，所述多个二极管的导通压降，随温度漂移而变化；

步骤S-8)进一步包括子步骤：将所述一个或多个二极管的阳极端，连接于所述第五三极管的基极；将所述一个或多个二极管的阴极端，连接于所述第五三极管的发射极；

步骤S-9)进一步包括子步骤：将所述一个或多个二极管的阳极端，连接于所述第五三极管的发射极；将所述一个或多个二极管的阴极端，连接于所述第五三极管的基极；

其中，所述多个二极管的导通压降，随温度漂移而变化。

可选地，在本申请的一些实施例的限流保护方法，还包括步骤：

利用所述一个二极管或者多个二极管的导通压降/导通门限随温度漂移而变化的特性，通过第五三极管的电流放大能力，抵消/补偿第二三极管中的基极与发射极之间的PN结的导通门限随温度漂移而变化的特性，从而保持所述限流阈值基本不变。其中“基本不变”意味着：该限流阈值的浮动范围(例如浮动峰值或者峰峰值，相对于均值的变化比例)，不超过0.1％、0.5％、1％、2％、5％或者10％。

在本申请的另一个实施例中，还提出了一种限流保护电路，其特征在于，包括：

第一端子，第二端子，

电流采样单元和第一可控开关，串联于所述第一端子和所述第二端子之间；

第二可控开关，跨接于所述第一端子和所述第一可控开关的控制极之间，所述第二可控开关的控制极耦接于所述电流采样单元和所述第一可控开关之间的连接节点；

所述第二可控开关，受控于来自所述电流采样单元的采样信号而截止或导通；所述第一可控开关与所述第二可控开关工作于互斥的开关状态。

可选地，一些实施例的限流保护电路，还包括分压单元，跨接于i)电流采样单元和第一可控开关之间的节点，和ii)所述第二可控开关的控制极；

所述电流源电路中的输出电流随温度漂移而变化，其电流流入端连接于所述第二可控开关的控制极；

所述第一可控开关，通过其控制极受控于所述第二可控开关：响应于所述第二可控开关进入截至状态，所述第一可控开关进入导通状态；响应于所述第二可控开关进入导通状态，所述第一可控开关进入截至状态；

i)所述第二三极管的基极和发射极之间的PN结，ii)所述第一电阻，两者位于一个回路中；

所述回路还包括所述第二电阻；

所述电流源电路的温度变化特性，与所述第二三极管的PN结的温度变化特性相对应，以使得：A)由所述电流源电路中的电流在所述第一电阻和/或第二电阻上造成的电压变化，抵消所述PN结的导通门限随温度漂移的变化；或者B)当所述电流采样单元中的电流达到限流阈值时，由所述电流源电路中的电流在所述第二电阻上造成的电压变化，抵消所述PN结的导通门限随温度漂移的变化；或者，

所述电流源电路为恒流源，具有随温度变化特性，与所述PN结的随温度变化的特性相对应/适配，从而，由所述电流源电路的电流随温度漂移的变化而在所述电流路径上引起的电压变化，补偿/抵消所述PN结的导通门限随温度漂移的变化；或者，

所述电流源电路的电流输出，耦合至所述回路中的部分路径中，所述电流源电路的电流输出可随温度漂移而变化，从而，当所述电流采样单元中的电流达到所述限流阈值时：a)所述部分电流路径上的电压，不管温度漂移而保持与所述PN结的导通门限相当；或者b)所述部分电流路径上的电压降，保持跟随所述PN结的随温度漂移而变化的导通门限；

所述第二电阻的阻值与所述第一电阻的阻值的比值，大于以下任一数值：5、10、50、100、500、1000、5000、10000、50000、100000或者500000。

可选地，一些实施例的限流保护电路中，所述第一可控开关、所述第二可控开关为第一三极管、第二三极管，均为PNP半导体器件；所述电流采样单元为第一电阻，所述分压单元为第二电阻；

所述电流源电路为压控电流源，作为三极管电流放大电路，包括NPN型的第五三极管、一个或多个二极管，该多个二极管串联连接，所述一个或多个二极管，跨接于所述第五三极管的BE结两端，或者与所述第五三极管的BE结并联，以其导通压降为所述第五三极管提供至少部分的电压输入；

所述一个或多个二极管的阳极端，连接于所述第五三极管的基极；所述一个或多个二极管的阴极端，连接于所述第五三极管的发射极；所述电流源电路的电流流入端，对应于所述第五三极管的集电极，所述电流源电路的电流流出端，对应于所述第五三极管的发射极；或者，

所述电流源电路为压控电流源，作为三极管电流放大电路，包括PNP型的第五三极管、一个或多个二极管，该多个二极管串联连接，所述一个或多个二极管，跨接于所述第五三极管的BE结两端，或者与所述第五三极管的BE结并联，以其导通压降为所述第五三极管提供至少部分的电压输入；所述一个或多个二极管的阳极端，连接于所述第五三极管的发射极；所述一个或多个二极管的阴极端，连接于所述第五三极管的基极；所述电流源电路的电流流出端，对应于所述第五三极管的集电极，所述电流源电路的电流流入端，对应于所述第五三极管的发射极。

所述第一电阻跨接于a)所述第一三极管的发射极和b)所述第二三极管的发射极；

所述第二电阻跨接于c)所述第二三极管的基极和d)所述第一三极管的发射极之间；

所述第二三极管的发射极连接于所述第一端子；

所述第一三极管的集电极连接于所述第二端子；

所述第一三极管的基极，连接于所述第二三极管的集电极；

还包括第三电阻，其第一端连接于：所述第一三极管的基极和/或所述第二三极管的集电极；

所述第二可控开关的控制极，连接于所述电流采样单元和所述第一可控开关之间的连接点/节点；

所述第一电阻跨接于所述第一三极管的发射极和所述第二三极管的发射极之间，所述第二电阻跨接于所述第一三极管的发射极和所述第二三极管的基极之间；

所述第一电阻的第一端、所述第二电阻的第一端，连接于所述第一三极管的发射极；

A)所述第一三极管和所述第二三极管，为PNP器件，所述第一端子作为所述限流保护电路的电流流入端。所述第二端子作为电流流出端；

所述电流源电路的电流流入端，连接于所述第二三极管的基极，或者连接于所述第二三极管的基极与所述第一三极管的发射极之间的连接节点；或者，所述电流源电路的电流流入端，通过所述第二电阻连接于所述第一管的发射极；

所述第三电阻的第二端和所述电流源电路的电流流出端，两者均接低电平；所述第二电阻的第二端、所述电流源电路的电流流入端，均连接于所述第二三极管的基极；或者，

B)所述第一三极管和所述第二三极管，为NPN器件，所述第一端子作为所述限流保护电路的电流流出端。所述第二端子作为电流流入端；

所述电流源电路的电流流出端，连接于所述第二三极管的基极，或者连接于所述第二三极管的基极与所述第一三极管的发射极之间的连接节点；或者，所述电流源电路的电流流出端，通过所述第二电阻连接于所述第一管的发射极；

所述电流源电路的电流流入端，连接于为所述限流保护电路提供的模拟电源/高电平；所述第三电阻的第二端，连接于针对所述限流保护电路的控制端；

所述电流源电路的电流“流出端”、“流入端”之中的电流方向，是相对于电流源电路、工作于放大状态的三极管自身而言的。

所述第二电阻的第二端、所述电流源电路的电流流出端，共同连接于所述第二三极管的基极；

所述第二可控开关的控制极，为第二三极管的基极，通过所述第二电阻，连接于所述第一电阻和所述第一三极管的发射极之间的连接点；

所述电流采样单元和所述第一可控开关，串联于所述第一端子和所述第二端子之间；

所述第一电阻的第一端连接于所述第一端子，所述第一电阻的第二端连接于所述第一三极管的发射极，所述第一三极管的集电极连接于所述第二端子。

另外，在本申请的又一个实施例中，还提出了一种应急照明控制器，包括如本申请其他任一实施例中的限流保护电路。

另外，在本申请的又一个实施例中，还提出了一种应急照明集中电源，包括如本申请其他任一实施例中的限流保护电路。

另外，在本申请的又一个实施例中，还提出了一种应急照明分配电装置，包括如本申请其他任一实施例中的限流保护电路。

另外，在本申请的又一个实施例中，还提出了一种应急照明配电箱，包括如本申请其他任一实施例中的限流保护电路。

应急灯具作为一种重要的安全设施，由与其相连接的主机为其供电，其中，主机为应急照明控制器，或者应急电源箱，或者应急配电箱；该主机的输出功率的变化可能会导致用电电器的忽明忽暗的效果，这将对消防应急照明带来不利。

为了解决该问题，本申请的一些实施例中，在主机内部或者在由主机所供电的消防应急照明灯具的光源板上连接储能装置作为电能的缓冲单元，从而在主机所提供的电源发生波动的过程中，可以保持对消防应急照明灯具内的光源板的电能供给是稳定的，从而光源板的发光功率的基本恒定。

据此构思，本申请的一些实施例中的应急照明控制器、应急照明集中电源、应急照明分配电装置或者应急照明配电箱，还包括上述的储能装置。而在本申请的任一实施例的应急电源箱，还可以包括：电源板和储能装置，该储能装置设电源板上，与所述光源板电连接，并用于对外连接来自电池组件的电能；该储能装置进一步包括：

多个蓄电组件，该多个蓄电组件分别包括阳极和阴极；

第二蓄电组件；以及

一个或多个开关单元，其中所述一个或多个开关单元包括至少两个或两个以上的极，并且，其中：

在所述一个或多个开关单元的高电平模态中，第一蓄电组件和第二蓄电组件串行耦合，以及

在所述一个或多个开关单元的低电平模态中，第一蓄电组件和第二蓄电组件并行耦合。

可选地，在本申请的一个实施例中：

所述一个或多个开关单元包括第一单极双投开关和第二单极双投(又称为：单刀双掷)开关；

在高电平模态中，第一单极双投开关和第二单极双投开关均处于第一开关位置，由此将第一蓄电组件的阳极连接到第二蓄电组件的阴极；以及

在低电平模态中：

第一单极双投开关处于第二开关位置，由此将第一蓄电组件的阴极连接到第二蓄电组件的阴极；并且

第二单极双投开关处于第二开关位置，由此将第一蓄电组件的阳极连接到第二蓄电组件的阳极。

可选地，在本申请的一个实施例中：

所述一个或多个开关单元包括两个单极单投开关；

在高电平模态中：

两个单极单投开关中的第一个处于断开位置，并且

两个单极单投开关中的第二个处于接合通电位置，由此将第一蓄电组件的阳极连接到第二蓄电组件的阴极；以及

在低电平模态中：

两个单极单投开关中的第一个处于接合通电位置，由此将第一蓄电组件的阴极连接到第二蓄电组件的阴极，并且

两个单极单投开关中的第二个处于断开位置。

可选地，本申请的一个实施例中，所述储能装置还包括至少一个充电单元开关，所述至少一个充电单元开关被配置为将第一蓄电组件和第二蓄电组件连接到充电单元和从充电单元断开。

可选地，在本申请的一个实施例的电源箱中，在高电平模态中：

光源板的阳极连接到第一蓄电组件的阳极；并且

光源板的阴极连接到第一蓄电组件的阴极。

可选地，在本申请的一个实施例中，所述储能装置还包括至少一个负载开关，所述至少一个负载开关包括至少两个或两个以上的极，其中，在高电平模态中：

当所述至少一个负载开关被设置为一个或多个第一开关位置时：

光源板的阳极连接到第一蓄电组件的阳极，并且

光源板的阴极连接到第一蓄电组件的阴极；以及当所述至少一个负载开关被设置为一个或多个第二开关位置时：

光源板的阳极连接到第二蓄电组件的阳极，并且

光源板的阴极连接到第一蓄电组件的阴极。

可选地，在本申请的一个实施例中，还包括控制电路，该控制电路被配置为，当处于高电平模态时，根据第一蓄电组件和第二蓄电组件中至少一个的状态参数来设置所述至少一个负载开关的位置。

可选地，在本申请的一个实施例中：

在高电平模态中，所述储能装置被配置为接收220伏特或240伏特以上800伏特以上的充电电压。

可选地，在本申请的一个实施例的中，在充电配置中，储能装置被配置为向所述消防应急照明灯具或所述光源板提供48伏特或36伏特以上的电压。

可选地，本申请的一个实施例的应急电源箱，还包括储能控制单元，该储能控制单元被配置为在低电平模态和高电平模态之间进行选择。

在相应的这些实施例中，根据外部电源电压的变化，动态地对应调整储能装置与外部电源之间电连接的关系，和/或，动态地对应调整储能装置和光源板之间的电连接的关系。从而，通过该居中的储能装置，在外部的电池等电源与光源板之间建立稳定的馈电通道，从而使得消防应急照明灯具中的光源板的光功率基本恒定。

例如，在一些实施例中，a)储能装置与光源板之间的电连接关系通过开关单元的协调工作，在串联和并联之间动态切换，或者b)整储能装置与外部电源之间电连接的关系通过开关单元的协调工作，在串联和并联之间动态切换，这使得“外部电源→储能装置”的馈电通道，和/或，“储能装置→光源板”的馈电通道可以动态地与外部电源的电压变化相适配，从而使得终端的光源板所获得的电能保持稳定。

可选地，一些实施例的电源箱，除了包括上述的限流保护电路，还可以在输出端连接稳压电路，从而进一步向外接的灯具提供更加稳定的电能，例如电压。

所以，在一个实施例的本申请的一些实施例中的应急照明控制器、应急照明集中电源、应急照明分配电装置或者应急照明配电箱中，还提出了一种稳压电路，包括：

线性直流稳压单元,被设置为通过晶体管的输入端接纳输入电压，以及在所述晶体管的输出端提供被调控的输出电压；

直直变换器，被设置为输出直直变换器电压，所述直直变换器电压为所述线性直流稳压单元的驱动电路供电；

直直变换器控制电路，所述直直变换器控制电路被设置为控制所述直直变换器，使得所述直直变换器电压(i)大于所述输入电压并且(ii)不超过高压阈值；和

压欠闭锁单元压欠闭锁单元,所述压欠闭锁单元压欠闭锁单元被设置为一旦所述直直变换器电压(i)大于用于所述线性直流稳压单元的工作的最小电压并且(ii)大于所述被调控的输出电压时，使能所述线性直流稳压单元。

可选地，上述的稳压电路，其中所述晶体管为由所述驱动电路控制的N沟MOSFET；所述线性直流稳压单元为低压差稳压器。

可选地，上述的稳压电路，其中：

所述最小电压对应所述N沟MOSFET的栅极端和源极端之间的电势差，以向所述线性直流稳压单元的所述输出端提供非零的输出电流；并且

所述高压阈值对应于所述N沟MOSFET的安全工作区。

可选地，上述的稳压电路，其中所述直直变换器为对称交叉耦接对称直直变换器。

可选地，上述的稳压电路，其中所述直直变换器电压对应于来自所述直直变换器控制电路的时脉信号的频率。

可选地，上述的稳压电路，其中所述时脉信号的所述频率受控于通过所述直直变换器的控制电路的差动放大单元驱动的电压控制振荡器；以及

其中所述差动放大单元是四输入运放，一旦所述直直变换器电压小于所述高压阈值时，所述四输入运放的输出比所述输入电压相对高出预定值而浮动变化的电压，所述预定值由所述线性直流稳压单元的所述晶体管的工作特点而确定。

【技术效果】：

在一些实施例中，在步骤S1中，将电流采样单元和第一三极管串联构成限流支路，用于串联连接负载电路，在步骤S2中.将第二三极管的基极和发射极之间的PN结，与所述电流采样单元，耦合于同一个闭合回路中；并且在步骤S3中，通过第二三极管的输出(一般为第二三极管的集电极)，控制所述第一三极管的基极。籍此，可以通过所述回路，协调所述第一可控开关与所述第二可控开关，工作于互斥的开关状态，以使当所述限流支路中的电流超过限流阈值时，关断所述第一可控开关。这样，通过这三个步骤，即可利用采样单元、第一三极管、第二三极管等电路组件，构成一个可以为负载电路进行限流保护的电路拓扑结构，使得第二三极管会响应于采样单元中的电流超过限流阈值而导通。第一三极管受控于第二三极管，会随着第二三极管的导通而进入断路状态，从而保护负载电路。

在一些优选实施例中，将一个电流源电路的电流输出，耦合至所述闭合回路中的部分电流路径中形成压降，所述部分电流路径包括第二电阻和/或第一电阻。其中，所述电流源电路的电流输出可随环境温度的升高而自动减小，或者随环境温度的降低而自动增大。这样，在这种对负载电路进行限流保护的方法中，通过选择合适的电流源器件，可以使得：a)电流源电路随温度漂移的电流补偿能力，与b)第二三极管的基极和发射极之间的所述PN结的导通门限随温度漂移而变化的特性，相对应/适配。这样，尽管环境温度的漂移会引起i)电流源电路中的电流、ii)B极E极之间的PN结的导通门限两者的变化，但是由于两者所发生变化是一致性的，这两个变化因素最终体现在闭合回路中的电势差上，是可互相补偿的，因此，基于基尔霍夫第二定律分析闭合回路，当B极、E极之间的PN结上的电压差达到导通门限时，流经第一电阻的电流数值是可以保持恒定的，此时，第二三极管即将导通、第一三极管即将关断，而在这个即将进入限流保护状态时的电流数值是不受温度漂移影响的。籍此，借助电流源电路与闭合回路中的部分电流路径之间的耦合步骤，最终可以将部分的电流路径上的电压变化，用于动态地补偿BE结导通门限随温漂的变化，从而使得在环境温度发生漂移的情况下，串联支路中的限流阈值，基本不会随温度漂移而发生变化。

在一些实施例中，还包括步骤：配置所述第二电阻的阻值大于所述第一电阻的阻值。例如第二电阻和第一电阻这两者的阻值的比值大于10、100甚至10000，这会使得在这些实施例中，并不需要直接改变第一电阻，也不需要改变第一电阻与负载电路之间的关系，而是通过设置限流保护电路内部的电阻的阻值比例，就可以控制“影响对外输出效率”的第一电阻上的功耗，从而提升对外的(功率)输出效率。

在那些不设置第二电阻的实施例中，第二三极管的BE结跨接于第一电阻的两端，第二三极管的基极与第一“三极管”的发射极直接相连，第二三极管的输出端(集电极)连接于第一三极管的基极。第二三极管的BE结、第一电阻构成回路，这种结构可以在电流采样单元中的电流值超过某个阈值时，将第一可控开关断路，从而对负载进行限流保护。

当进一步设置第二电阻后，由于第二电阻被耦接于第二“三极管”的基极与第一三极管的发射极之间，与第二三极管Q2的BE结，第一电阻，共同构成回路。针对第二电阻这个分压单元，可以通过调节流经其中的电流的大小而改变该分压单元上的压降，籍此，相当于通过电流源的输出电流的变化，补偿第二三极管的BE结因温漂而发生的导通门限的变化，从而，在第二三极管的BE结的压降到达导通门限而即将导通，亦即第一三极管即将截止的时刻，不论当前环境温度如何，都可以维持第一电阻上的压降基本不变，而假定第一电阻的阻值不随温漂而变化，则第一电阻中此时刻的电流(即：限流阈值)也是基本不随温漂而改变的。

流经第二电阻中的电流则通过电流源电路针对温漂的补偿能力来调节，而由于电流源电路与第二三极管的BE结，在温度变化特性上是相对应的，亦即：a)所述电流源电路随温度漂移的电流补偿能力，与b)所述第二三极管的基极和发射极之间的所述PN结的导通门限随温度漂移而变化的特性，相对应/适配。尽管环境温度的漂移会引起电流源电路中的电流、BE结的导通门限两者的变化，但是由于两者所发生变化是一致性的、最终体现在相关回路中的电势差上，是可互相补偿的，因此，根据基尔霍夫定律对回路进行分析，当BE结上的电压差达到导通门限时(第二三极管即将导通、第一三极管即将关断：电路进入限流保护状态)，流经电流采样单元(第一电阻)的电流数值是可以保持恒定的：这个状态下的电流数值不受温度漂移的影响。籍此，借助电流源电路的电流的变化以及电流源与回路之间的耦合结构，最终可以通过回路中部分的电流路径上的电压变化，补偿BE结导通门限随温漂的变化，从而使得在环境温度发生漂移的情况下，第一三极管被关断的前一时刻的电流，或者说串联支路的限流阈值，(基本)不会随温度漂移而发生变化。

另外，实施例中的这种电路结构设计，并不要求限流保护电路中的各个元器件具有特定的型号、特定的性能，这提升了电路中的各种元器件的兼容性、通配性、通用性、可替换性，进而提升了限流保护电路的可制造性。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本申请的进一步理解，构成本申请的一部分，本申请的示意性实施例及其说明用于解释本申请，并不构成对本申请的不当限定。在附图中：

图1为根据本发明的一个实施例的限流保护方法的流程示意图；

图2为根据本发明的另一个实施例的限流保护方法的流程示意图；

图3为根据本发明的又一个实施例的限流保护方法的流程示意图；

图4为根据本发明的一个实施例的限流保护电路的结构示意图；

图5为根据本发明的另一个实施例的限流保护电路的结构示意图；

图6为根据本发明的一个实施例的限流保护电路的结构示意图；

图7为根据本发明的另一个实施例的带有负载的限流保护电路的结构示意图；

图8为根据本发明的一个实施例的基于NPN型半导体器件的限流保护电路的结构示意图；

图9为根据本发明的另一个实施例的基于NPN型半导体器件的限流保护电路的结构示意图；

图10为根据本发明的又一个实施例的限流保护电路的结构示意图；

图11示出了本发明的一个实施例的应急电源箱中的储能装置与外部灯具中光源板之间的馈电拓扑示意图；

图12是根据本发明的一个实施例的应急电源箱中的储能装置的输出端的稳压电路的结构块图。

在附图的描述中，相同、相似或相应的附图标记代表相同、相似的或相应的单元、元件或功能。

具体实施方式

现在将详细地参考实施方案，这些实施方案的示例在附图中示出。在下面的详细描述中陈述了许多具体细节，以便提供对各种所描述的实施方案的充分理解。但是，对本领域的普通技术人员将显而易见的是，各种所描述的实施方案可以在没有这些具体细节的情况下被实践。在其他情况下，没有详细地描述众所周知的方法、过程、部件、电路和网络，从而不会不必要地使实施方案的各个方面晦涩难懂。

在本文中对各种实施方案的描述中所使用的术语只是为了描述特定实施方案的目的，而并非旨在进行限制。如在对各种实施方案中的描述和所附权利要求书中所使用的那样，单数形式“一个”(“a”，“an”)和“该”旨在也包括复数形式，除非上下文另外明确地指示。还将理解的是，本文中所使用的术语“和/或”是指并且涵盖相关联地列出的项目中的一个或多个项目的任何和全部可能的组合。还将理解的是，术语“包括”(“includes”、“including”、“compr ises”和/或“comprising”)在本说明书中使用时是指定存在所陈述的特征、整数、步骤、操作、元件和/或部件，但是并不排除存在或添加一个或多个其他特征、整数、步骤、操作、元件、部件和/或其分组。

取决于语境，如在此申请中所使用的词语“通过”可以被解释成为“借助”(by)、“依靠”(by virtue of)或“凭借”(by means of)。取决于语境，如在此所使用的词语“如果”、“若”可以被解释成为“在……时”或“当……时”或“响应于确定”或“响应于检测”。类似地，取决于语境，在一些实施例中的“当……”或“当……时”也可以被解释成为“如果”、“如”等条件性假设。类似地，取决于语境，短语“如果(陈述的条件或事件)”,“如果确定”或“如果检测(陈述的条件或事件)”可以被解释成为“当确定时”或“响应于确定”或“当检测(陈述的条件或事件)时”。类似地，取决于语境，在一些实施例中的短语“响应于(陈述的条件或事件)”可以被解释成为“响应于检测(陈述的条件或事件)”或“响应于检测到(陈述的条件或事件)”。

应当理解，尽管在本公开可能采用术语第一、第二、第三等来描述各种信息，但这些信息不应限于这些术语。这些术语仅用来将同一类型的信息彼此区分开。例如，在不脱离本公开范围的情况下，第一也可以被称为第二，反之亦然。取决于语境，如在此所使用的词语“如果”可以被解释成为“在…时”或“当…时”或“响应于确定”。

下面通过实施例的方式进一步说明本申请，但并不因此将本申请限制在的实施例范围之中。

图1、图2、图3示出了本申请的针对负载电路的限流保护的方法的流程示意图。下面根据图1、图2、图3并结合图5、图6所示的限流保护电路的结构示意图，对本申请的针对负载电路的限流保护的方法进行详细说明，该方法包括步骤S1、S2、S3。

在步骤S1中，将电流采样单元R1和第一三极管Q1串联构成限流支路BR1，用于串联连接负载电路RL1；

在步骤S2中，将第二三极管Q2的基极和发射极之间的PN结，与电流采样单元R1，耦合于同一个闭合回路Loo23中；

在步骤S3中，通过第二三极管Q2的输出，控制第一三极管Q1的控制极，并通过回路Loo23，协调第一可控开关与第二可控开关，工作于互斥的开关状态，以使当限流支路BR1中的电流超过限流阈值时，关断第一可控开关。

可选地，一些实施例的限流保护的方法，还包括步骤：

S4.将一电流源电路L1的电流输出，耦合至闭合回路Loo23中的部分电流路径BR2中形成压降，部分电流路径BR2包括第一电阻R1和/或第二电阻R2；

其中，电流源电路L1的电流输出可随环境温度的升高而自动减小，或者随环境温度的降低而自动增大；或者，

S5.通过第二电阻R2将一电流源电路L1的电流输出，耦合入闭合回路Loo23中，从而在闭合回路Loo23的部分电流路径BR2中造成电势差；

其中，电流源电路L1的电流输出可随环境温度的升高而自动减小，或者随环境温度的降低而自动增大，所以，这导致该电流输出在电流路径BR2中造成电势差可随温度漂移而变化，而通过对电流源电路的元器件选型组配，这个电势差的变化可以(几乎恰好)抵偿第二三极管的BE结的导通门限随温漂的变化。从而，根据对回路Loo23进行基尔霍夫定律分析，这可以使得在三极管Q2导通而三极管Q1随之截止(即整个电路进入断路限流状态)的时刻之前，第一电阻R1中的电流所能达到的最大值(即限流阈值)，是稳定的，不随温漂而变化的。

可选地，一些实施例的限流保护的方法中，步骤S4或S5进一步包括步骤：

利用由电流源电路L1的电流在部分电流路径BR2上造成的可随温度变化的电势差，动态地抵消第二三极管Q2，其基极(B)、发射极(E)之间的PN结上随温度变化的导通门限。

可选地，一些实施例的限流保护的方法，步骤S4或S5进一步包括步骤：

利用由环境温度变化而在电流路径BR2上引起的电势差的变化，动态地抵消第二三极管Q2，其基极、发射极之间的PN结的导通门限随环境温度的变化，从而使得限流阈值，随温度漂移而产生的变化比例不超过预定值。

可选地，一些实施例的限流保护的方法中，电流采样单元R1为第一电阻，预定值为以下任一数值：0.1％、0.5％、1％、2％、5％或者10％；

第二三极管Q2的输出为第二三极管Q2的集电极；

所述限流保护的方法还包括步骤：

配置第二电阻R2与第一电阻，两者的阻值的比值，大于以下任一数值：1、10、50、100、500、1000、5000、10000、50000、100000或者500000。

可选地，一些实施例的限流保护的方法，还包括步骤：如果第一三极管Q1和第二三极管Q2为PNP器件时，通过第一三极管Q1的集电极，将限流支路BR1串联于负载电路RL1的沿电流方向的上游，如图6、图7所示。

可选地，一些实施例的限流保护的方法，还包括步骤：当第一三极管Q1和第二三极管Q2为NPN器件时，通过第一三极管Q1的集电极，将限流支路BR1串联于负载电路RL1的沿电流方向的下游，如图8所示。

图6示出了本发明的一个实施例的限流保护电路的结构示意图，其中的可控开关可采用PNP型半导体器件。如图6所示，本实施例公开的限流保护电路包括：

电流采样单元R1、第一个三极管Q1(简称第一三极管，a first transistor)Q1，两者串联连接，构成限流支路；

第二个三极管Q2(简称：第二三极管，a second transistor)，其基极(B)、发射极(E)之间的PN结(其他一些实施例中，也称为BE结)与电流采样单元，位于同一个回路Loo23中，如图6所示，该回路Loo23包括采样单元R1、第二三极管Q2的基极和发射极之间的PN结。

第一三极管Q1，受控于第二三极管Q2，以当包括电流采样单元R1与第一个三极管Q1在内的串联连接之中的电流超过限流阈值时，进入关断/截止的状态；

电流源电路L1(在其他一些实施例中，简称为电流源)，耦合于回路，可操作以随温度漂移自动调节回路的部分电流路径中的电流，从而使得限流阈值，随温度漂移而产生的变化比例不超过预定值。

本申请的另一个实施例中还提出了一种限流保护电路，此处，仍借助图6对本实施例的限流保护电路进行详细说明。该限流保护电路包括：

第一端子T1和第二端子T2，

电流采样单元R1和第一可控开关Q1，串联于第一端子T1和所述第二端子T2之间；

第二可控开关Q2，跨接于第一端子T1和第一可控开关Q1的控制极之间，第二可控开关Q2的控制极耦接于电流采样单元R1和第一可控开关Q1之间的连接节点；

所述第二可控开关Q2，受控于来自所述电流采样单元R1的采样信号而截止或导通；第一可控开关Q1与所述第二可控开关Q2工作于互斥的开关状态。具体地，第二可控开关Q2的控制极，耦接于第一可控开关Q1与分压单元R2之间，从而，第二可控开关Q2，响应于来自电流采样单元R1的采样电信号的变化，切换工作于导通状态或者截止状态。第一可控开关Q1，通过其控制极受控于第二可控开关Q2：响应于第二可控开关Q2进入截至状态，第一可控开关Q1进入导通状态；响应于第二可控开关Q2进入导通状态，第一可控开关Q1进入截至状态。

电流采样单元R1和第一可控开关Q1，串联于第一端子T1和第二端子T2之间；

第二可控开关Q2，跨接于第一端子T1和第一可控开关Q1的控制极之间；第二可控开关Q2的控制极连接于电流采样单元和第一可控开关Q1之间。籍此，第二三极管Q2的基极(B)、发射极(E)之间的PN结与电流采样单元，位于同一个回路Loo23中。

在上述的电路结构中，一旦电流采样单元上的电压达到某个阈值，则第二可控开关Q2导通，第二可控开关Q2通过其集电极输出高电位，这样，第一可控开关Q1的控制极，被上拉为高电平，从而，将第一可控开关Q1的关断/截止。

可选地，本申请的一些实施例的限流保护电路，还包括电流源电路L1和分压单元R2。分压单元R2，跨接于i)电流采样单元R1和第一可控开关Q1之间的节点，和ii)第二可控开关Q2的控制极。

电流源电路L1中的输出电流随温度漂移而变化，其电流流入端II1连接于第二可控开关Q2的控制极，如图6所示。

可选地，在本申请的一些实施例的限流保护电路中，电流采样单元为第一电阻R1。

i)第二三极管Q2的基极和发射极之间的PN结，ii)第一电阻R1，这两者位于一个回路Loo23中。

优选地，该回路Loo23还包括分压单元R2，该分压单元R2可被实施为第二电阻R2。

多数的三极管、可控开关单元的PN结的导通门限，会因温度漂移(或简称为温漂)而发生变化。对上述的回路Loo23进行基尔霍夫第二定律的分析可知：由于PN结随温漂而变化，这导致：在环境温度的变化的情况下，限流支路R1、Q1中的限流阈值也会随温漂而变化，例如，随着环境温度的上升，限流阈值降低。这导致限流保护电路的工作不够精确。

可选地，作为限流保护电路的一个组件，电流源电路L1可以被选择或者调节(adjustable)，以使其温度变化特性与第二三极管Q2的PN结的温度变化特性相对应，以使得：A)由电流源电路L1中的电流在第一电阻R1和/或第二电阻R2上造成的电压变化，抵消PN结的导通门限随温度漂移的变化；或者，B)当电流采样单元R1中的电流达到限流阈值时，由电流源电路L1中的电流在第二电阻R2上造成的电压变化，抵消PN结的导通门限随温度漂移的变化。

可选地，如图7所示，图中的电流源电路L1’示出了图6中的电流源电路L1的一种具体实施方式。另外，控制电路CTL23，用于进一步控制第一三极管Q1的开关状态。

如图7所示，图中的电流源电路L1’示出了图6中的电流源电路L1的一种具体实施方式。另外，控制电路CTL23，用于进一步控制第一三极管Q1的开关状态。这个实施例的电流源电路L1’为三极管放大电路，包括第五三极管、一个或多个二极管，该多个二极管串联连接，所述一个或多个二极管，与所述第五三极管的BE结并联，所述一个或多个二极管的阳极端，直接连接于(或通过第六电阻间接连接于)所述第五三极管Q5的基极；所述一个或多个二极管D1、D2的阴极端，直接连接于(或通过第八电阻间接连接于)所述第五三极管Q5的发射极。

电流源电路L1’更进一步包括第五三极管Q5、一个或多个二极管D1、D2，第四电阻R4，第六电阻R6，第七电阻R7，第八电阻R8。所述电流源电路L1’的电流流入端为所述第五三极管Q5的集电极，所述电流流出端为所述第五三极管Q5的发射极。所述第四电阻，第六电阻，一个或多个二极管D1、D2，依次串联于电路模拟电源与地线之间，一个或多个二极管D1、D2的导通方向与所述第五三极管的BE结的导通方向一致。第五三极管Q5的基极连接于第四电阻、第六电阻之间的连接节点；第五三极管Q5的集电极，通过所述第七电阻R7接地，所述第五三极管Q5的发射极，通过第八电阻R8接地。由于一个或多个二极管D1、D2串联于第五三极管的发射极和基极之间，作为该第五三极管的部分或者全部的输入，使所述第五三极管运行于放大状态而非开关状态，而一个或多个二极管D1、D2的导通门限/导通压降，也会随温漂而变化，这种变化会使第五三极管的输出电流相应变化，从而使得整个电流源L1’的输入电流或者输入电压，可以随温漂而变化，而如对一个或多个二极管D1、D2的数量、型号进行适当选择，则可以实现该电流源L1’随温漂而变化的输出电流，在回路Loo23中补偿第二三极管的BE结的导通门限随温漂的变化。这里，二极管D1、D2的导通压降作为第五三极管的输入电压的一部分，而该压控电流源L1’的另一部分输入电压，则由电阻R6上的压降提供。

从整体上看，这相当于，以一个或多个二极管D1、D2的导通压降/导通门限随温漂变化的特性，通过三极管Q5的电流放大能力，抵消/补偿了三极管Q2中的BE结的导通门限随温漂的变化特性，从而使得整个限流保护电路的限流阈值可以保持(基本)不变。

可选地，在一些实施例中，电流源电路L1的电流输出，耦合至回路Loo23中的部分路径BR2中，a)电流源电路L1的电流输出可随温度漂移而变化，以使得：部分电流路径BR2上的电压，不管(regardless of)温度漂移而始终保持与PN结的导通门限相当。或者，b)电流源电路L1的电流输出可随温度漂移而变化，以使得：b)部分电流路径BR2上的电压降，保持跟随PN结的随温度漂移而变化的导通门限。此处A、B两者相当，或者A保持跟随B，均指：两者在数值上的差别百分比，小于0.05％、0.1％、0.5％、1％、2％、或者5％。

因为元器件的精度等原因，在限流保护电路实际运行过程中，可能在发生环境温度漂移的情况下，限流支路R1、Q1中的限流阈值可能无法保持完全的、绝对的恒定不变。但是，通过上述实施例的限流保护电路，依然可以使得，由温度漂移而导致限流阈值的变化比例不超过预定值；该预定值为以下任一数值：0.01％、0.1％、0.5％、1％、2％、5％或者10％。

可选地，在一些实施例中，电流源电路L1为恒流源，如环境温度恒定，则其输出电流保持基本恒定，但如环境温度发生变化，则其输出电流也会发生变动。因此，电流源电路L1具有随温度变化特性，与PN结的随温度变化的特性相对应/适配，从而，当电流采样单元R1中的电流达到限流阈值的邻域(该邻域可以位于限流阈值±0.1％、±0.5％、±1％、±0.2％、±0.8％等)时，由电流源电路L1的电流随温度漂移的变化而在电流路径BR2上引起的电压变化，补偿/抵消PN结的导通门限随温度漂移的变化。这样，在限流保护电路的工作过程中，电流源电路中的电流随温漂而变化，这种变化可导致其流经的电流路径上的第二电阻R2上的电压差的变化，而这种电压差的变化会补偿BE结的导通门限的变化，从而使得在环境温度发生漂移的情况下，第一三极管Q1进入截止状态的前一时刻的电流，并不会随温度漂移而发生变化，或者说串联支路R1、Q1的限流阈值，不会随温度漂移而发生变化。

在一些优选的实施例中，第二电阻的阻值与第一电阻的阻值的比值，大于以下任一数值：5、10、50、100、500、1000、5000、10000、50000、100000或者500000。

假设限流保护电路中不设置电流源L1，第二电阻R2，如图10所示。当电路发生限流保护或者即将发生限流保护时，第一电阻R1压降Ur1＝Ube＝0.7V，则第一电阻R1上的功耗＝Ube*Ube/R1＝0.49/R1。而如图6中所示，在增加了电流源L1，第二电阻R2后，Ur1＝Ube–Ur2＝0.1V(此处，调节电流源使电阻R2分压0.6V)，这样，电阻R1上的功耗＝0.1*0.1/R1＝0.01/R1，损耗则小很多，尤其是在大电流输出时。这很大程度上提升了输出效率。

在一些实施例中，电流采样单元R1和第一三极管Q1，串联连接于第一端子T1和第二端子T2之间。这种节点T1、T2，在电路中可被实施为显式的或者隐式的电路节点，例如可以被实施为：两者之间的PCB连线上的一小段、或者是两者之间的PCB走线上的一个连接点，或者是一个显式的输入引线、输出引线，等等。

第二三极管Q2，跨接于第一端子和第一三极管Q1的控制极之间，第二三极管Q2的控制极耦接于电流采样单元R1和第一三极管Q1之间的连接点。

第二三极管Q2，受控于来自电流采样单元R1的采样信号而截止或导通；第一三极管Q1与第二三极管Q2工作于互斥的开关状态。例如，第一三极管Q1，通过其控制极受控于第二三极管Q2：响应于第二三极管Q2进入截至状态，第一三极管Q1进入导通状态；响应于第二三极管Q2进入导通状态，第一三极管Q1进入截至状态。

具体地，当限流支路R1、Q1中的电流到达限流阈值时，电阻R2、R1上的电压之和，可以导通第二三极管Q2的BE结，从而三极管Q2进入导通状态，这将三极管Q1基极处上拉为高电位，从而三极管Q1进入截止状态，限流分支R1、Q1进入断路状态。在进入断路状态之后，电阻R1、R2上的压降之和，低于三极管Q2的BE结的导通门限，于是，三极管Q2截止(或者说：关断)，三极管Q1的基极，通过电阻R3又被下拉至低电平，则三极管Q2再次导通。如导通之后，流经限流支路的电流值依然超过限流阈值，则限流支路会重新进入断路状态，即循环进行上述的过程。而如导通之后，流经限流支路R1、Q1的电流值已经不再超过限流阈值，则限流支路会不再进入断路状态，而与限流保护电路相连接的负载电路，也被持续供电，正常工作。

如图6所示，限流保护电路中的分压单元，可被实施为第二电阻R2，跨接于i)电流采样单元R1和第一三极管Q1之间的节点，和ii)第二三极管Q2的控制极。

可选地，电流源电路L1中的输出电流随温度漂移而变化，其电流流入端连接于第二三极管Q2的控制极。

电流采样单元可被实施为第一电阻R1，分压单元被实施为第二电阻R2。

第一电阻R1跨接于a)第一三极管Q1的发射极和b)第二三极管Q2的发射极；

第二电阻R2跨接于c)第二三极管Q2的基极和d)第一三极管Q1的发射极之间；

第二三极管Q2的发射极连接于第一端子T1；

第一三极管Q1的集电极连接于第二端子T2；

第一三极管Q1的基极，连接于第二三极管Q2的集电极；

可选地，一些实施例的限流保护电路还包括第三电阻R3，其第一端连接于：第一三极管Q1的基极和/或第二三极管Q2的集电极；

可选地，一些实施例的限流保护电路中，第二可控开关Q2的控制极，连接于电流采样单元R1和第一可控开关Q1之间的连接点/节点。一旦电流采样单元达到限流阈值，则可截止第一可控开关Q1。

第一电阻跨接于第一三极管Q1的发射极和第二三极管Q2的发射极之间，第二电阻跨接于第一三极管Q1的发射极和第二三极管Q2的基极之间；

第一电阻R1的第一端、第二电阻R2的第一端，连接于第一三极管Q1的发射极。

如图6所示，可选地，第一三极管Q1和第二三极管Q2为PNP器件，第一端子T1作为整个限流保护电路的电流流入端。第二端子T2作为电流流出端，用于连接负载电路RL1；电流源电路L1的电流流入端II1，连接于第二三极管Q2的基极；第三电阻的第二端和电流源电路L1的电流流出端OO1，两者均接低电平；第二电阻R2的第二端、电流源电路L1的电流流入端II1，连接于第二三极管Q2的基极。

如图8或图9所示，可选地，第一三极管Q1和第二三极管Q2，为NPN器件，第一端子作为整个限流保护电路的电流流出端。第二端子作为电流流入端，用于连接负载电路；电流源电路L1的电流流出端，连接于第二三极管Q2的基极；第三电阻R3的第二端，连接于针对所述限流保护电路的控制端CTL23；电流源电路L1的电流流入端，连接针对限流保护电路的模拟电源，如图8所示。

和电流源电路L1的电流流入端(图中未标记)，两者均接为限流保护电路提供的模拟电源；第二电阻的第二端、电流源电路的电流流出端(图中未标记)，均连接于第二三极管Q2的基极。第一电阻R1的第一端、第二电阻的第一端，共同连接于第一三极管Q1的发射极。

其中，NPN三极管，基极(B)比发射极(E)高0.7V；PNP三极管中，发射极(E)比基极(B)高0.7V，因为两者的PN结的方向不一样。

应当注意：在上述、下述的一些实施例中，“跨接”、“连接”均不限于两个元器件或者组件之间的直接相连，而可以被实施为：直接连接，或者通过电阻等器件形成的间接的连接。例如在图6中，三极管Q2的BE结与电阻R1之间的连接关系，可以理解为：三极管Q2的BE结，通过电阻R2，跨接于电阻R1的两端，以及三极管Q2的基极，通过电阻R2连接于三极管Q1的发射极，这些器件之间形成了间接的“连接”、“跨接”的电路结构。

因此，可以使用表达“耦合”和“连接”以及他们的派生词来描述一些实施例。应该理解的是，这些术语不意指为彼此为同义词。例如，一些实施例可以使用术语“连接”来描述，以指示两个或多个元件彼此直接物理的或电的接触。在另一示例中，一些实施例可以使用术语“耦合”来描述，以指示两个或多个元件直接物理的或电的接触。然而，术语“耦合”还可以意味着两个或多个元件没有彼此直接接触，但是仍彼此共同操作或互动。实施例不限于该上下文。

第一三极管Q1(a first transistor)的集电极，用于连接负载电路RL1。

第二可控开关Q2的控制极，为第二三极管Q2的基极，通过第二电阻R2，连接于第一电阻R1和第一三极管Q1的发射极之间的连接点。

电流采样单元R1和第一可控开关Q1，串联于第一端子T1和第二端子T2之间；

第一电阻R1的第一端连接于第一端子T1，第一电阻R1的第二端连接于第一三极管Q1的发射极，第一三极管Q1的集电极连接于第二端子T2。

【限流保护电路的工作过程分析】

如图6所示的限流保护电路，包括第一电阻R1、第二电阻R2、偏置电阻R3、电流源L1、以及两个起开关作用的PNP三极管Q1、PNP三极管Q2。

当限流保护电路中不设置电流源电路L1时，如图10所示，在电流源电路(或简称：电流源)中，利用PNP三极管Q2和采样电阻R1，控制三极管Q1的开关状态来限制限流支路R1、Q1中的电流不超过某个限流阈值，限流阈值的大小I≈Ube/R1(Ube为三极管Q2的基极和发射极之间的PN结的导通门限，或者称为be结管压差，约0.7V)。当限流支路R1、Q1中的电流较小时，采样电阻R1上的压降小，PNP三极管Q2因其be结压差(即：其他一些实施例中的PN结压降)未达到导通门限而不导通，由于三极管Q1的基极连接有偏置电阻R3且该电阻R3接地，从而PNP三极管Q1处于导通状态，电流经过采样电阻R1，PNP三极管Q1输出到负载RL1。

当输出电流增大时，流过采样电阻R1的电流也就变大，此时，在采样电阻R1两端的压降就变大，当采样电阻R1上的电压达到PNP三极管Q2的be结的导通门限时，PNP三极管Q2导通，PNP三极管Q2集电极电位约等于Vin，而PNP三极管Q2集电极又与三极管Q1的基极相连接，所以，使PNP三极管Q1截止，此时限流支路的输出电流为0，则采样电阻R1上的电压变为0，则在如图10、图5所示回路Loo23中的PNP三极管Q2的BE结压降为0，三极管Q2也进入截止状态，而PNP三极管Q1由于其基极电位重新拉低而重新导通，依次循环，从而达到限流的目的。但是该电路在在应用过程中，会遇到以下两个问题：

1).限流大小I＝Ube/R1，Ube为PNP三极管Q2的be结的开启电压/导通门限，由于三极管PN结受温度的影响很大，温度每上升1℃，Ube将下降2～2.5mV，从而造成限流支路上的限流阈值的大小I受环境温度影响很大。

2).采样电阻的阻值R1＝Ube/I(Ube为三极管基极与发射极之间的PN结的导通门限/管压差，约0.7V，I为限流阈值),电阻R1上的功耗为P＝Ube*I。由于I*R1＝Ube，当限流阈值I的数值较大时，采样电阻R1的取值将变小，则其功耗变大，将造成采样电阻R1在器件选择上的很大限制(阻值小，功率大：不符合一般的电子器件的固有特性)，而且有很大一部分耗散功率加载在采样电阻R1上，造成输出效率低。

故在图5、图10的基础上，另一些优选的如图6所示的实施例中，会再增设一个带温度补偿能力的电流源电路来解决以上问题，其电流输出，随温度漂移而补偿的能力，与三极管Q2的B极和E极之间的PN结的压降随温漂而变化的特性相对应。当电流源L1工作时，将有持续直流电流叠加到电阻R2上，通过采样电阻R1,电阻R2,电流源输出到地，该电流将在电阻R2上形成一个稳定的电压Ur2，由于PNP三极管Q2的be结(亦即其他一些实施例中的PN结)的管压差Ube＝Ur1+Ur2，当发生过流时，采样电阻R1上的功耗P＝Ur1*I，只要电流源电流和电阻R2的阻值选取合理(例如R2阻值远大于R1)，采样电阻R1上的功耗就小，其器件选择性更丰富，电路的可制造性更强。

并且，在这种限流保护电路的结构中，限流支路、限流保护电路的输入输出压降小，提高输出效率。该图6所示的限流保护电路中，Ir1＝Ir2+Iq1,但是由于实际上Ir1远大于Ir2(不在一个数量级上，Ir2相对于Ir1可忽略不计)，亦即：Ir1≈Iq1。对应地，电阻R2的阻值远大于电阻R1的阻值，例如：R1＝10mΩR2＝499Ω，两者相差50000倍。在电阻R1、R2的这种阻值配置下，即便在温度漂移的情况下，如在限流保护的断路状态发生时的Ir1数值是基本不变的，则输出电流Iq1也将基本不变。通过三极管Q2造成限流阈值基本恒定的前提是：三极管Q2的BE结电压Ube＝Ur1+Ur2等于一个固定电压，正常环境温度下，默认0.7V。当温度升高时，Ube变小，假设变为0.6V，由于该电流源电路的输出电流可随温漂而变化，则产生的Ir2电流随温度升高而变小，使其在电阻R2上的电压Ur2也变小，根据Ube＝Ur1+Ur2，如果等式两侧的Ube和Ur2同时等幅变小，则可保证Ur1的数值基本不变，那么输出电流Iq1也基本不变。反之，温度降低也是类似的。

从另一个角度进行说明，当温度升高时，虽然PNP三极管Q2的be结的导通门限电压值(简称：导通门限)Ube变小，但是由于电流源的输出电流也具有温度变化特性，其输出的电流值也会随温度升高而自动变化，例如，电流源所提供的直流电流会随温度升高而减小，从而在电阻R2上的压差Ur2降低，由于Ur1＝Ube-Ur2，在Ube、Ur2这两者同时受温漂影响而变小的情况下，只要合理地选择具有特定的“电流随温度变化曲线”的电流源电路、电阻R2的阻值，则电流源和电阻R2相互配合可确保Ube、Ur2两者的差值保持基本恒定，从而保证采样电阻R1上的电压差不变，则在三极管Q1进入限流保护的断路状态的时刻，流经R1的电流数值也基本不会因为温度漂移而发生变化，因此，尽管存在温度漂移的影响，但限流支路的输出电流BR1的上限阈值(亦即：限流保护电路的限流阈值)保持基本不变，例如，电阻R1和第一三极管Q1构成的串联支路的限流值的误差小于±5％、±2％、±1％或者±0.1％。反之，该电路在温度降低(假定其他条件不变)时，也可保持该电路的输出电流的上限阈值，基本不随温度降低而变化。与上述同理，不再赘述。

假设恒流电路未设置电流源L1，电阻R2，如图10所示。当电路发生限流保护或者即将发生限流保护时，电阻R1压降Ur1＝Ube＝0.7V，则电阻R1上的功耗＝Ube*Ube/R1＝0.49/R1。

相比而言，如图6在限流保护电路中进一步设置电流源L1，电阻R2之后，Ur1＝Ube–Ur2＝0.1V(调节电流源使电阻R2分压0.6V)，这样，电阻R1上的功耗＝0.1*0.1/R1＝0.01/R1，损耗则小很多，尤其是在大电流输出时。这大大提升了输出效率。

本申请的一些实施例中的应急照明控制器、应急照明集中电源、应急照明分配电装置或者应急照明配电箱，包括外接的应急照明灯具。

图11示出了根据本申请一些实施例的应急照明灯具中的蓄电组件210和211、电气组件和子组件的示意性的蓄电组件与光源板之间电连接拓扑C311的宏观示意图。蓄电组件210和211中的每一个包括一连接端阳极和一连接端阴极。例如，蓄电组件210具有连接到母线234的一连接端阳极和连接到母线B341的一连接端阴极。另外，蓄电组件211具有连接到母线B343的一连接端阳极和连接到开关ONOFF361的一连接端阴极。

如图11中所示，开关ONOFF361、ONOFF362、ONOFF365和ONOFF367是单极双投(单极双投)的。例如，开关ONOFF361、ONOFF362、ONOFF365和ONOFF367中的任何一个或全部可以是单极双投开关的“ON-ON”或“ON-OFF-ON”类型。开关ONOFF361、ONOFF362、ONOFF365和ONOFF367中的任何一个或全部可以包括一个或多个接触器、继电器、晶体管。例如，开关ONOFF361、ONOFF362、ONOFF365和ONOFF367都可以是单极双投接触器。在另一个实施例中，开关ONOFF361、ONOFF362、ONOFF365和ONOFF367均可以包括适当地布线以实现单极双投连接性的两个单刀单掷(单极单投)接触器。如图11中所示，开关ONOFF371和ONOFF373均为单极单投开关，被配置为将电池充电单元EU381的对应一连接端连接到母线B341和B343和从其断开。开关ONOFF371和ONOFF373中的任一个或两者可以包括接触器、继电器、晶体管。

如图11中所示，蓄电组件210和211串行耦合。例如，开关ONOFF361和开关ONOFF362被配置为将蓄电组件210的一连接端阳极连接到蓄电组件211的一连接端阴极。图1-9中的消防应急照明灯具的光源板31被示为通过开关ONOFF367和开关ONOFF365连接到蓄电组件210。如图11中所示，开关ONOFF367将母线B341连接到光源板31的阴极连接端，而开关ONOFF365将母线234连接到光源板31的一阳极连接端。

在一些实施例中，蓄电组件210也可以被称为电池单元，还可以包括模块313、315、317和319，。在一些实施例中，蓄电组件211也可以包括子模块203、205、207和209，其也可以被称为电池单元。例如，蓄电组件210可以被称为“一串电池单元”(即，串行耦合的电池单元)。蓄电组件210的电压可以是电池单元313、315、317和319的组合。例如，如图11中示意性的所示，蓄电组件210的电压是电池单元313、315、317和319中每一个的电压之和。在另一个实施例中，蓄电组件(例如，蓄电组件210或蓄电组件211)可以包括并行耦合的一个或多个电池单元(例如，以增加蓄电组件的电流容量)。为了清楚起见，根据蓄电组件描述本申请。

为了简单起见，拓扑C311图示了两个蓄电组件，但是根据本申请，可以管理多于两个蓄电组件。例如，可以利用并行地(例如，以110V充电)或串联(例如，以220、240伏特充电)的开关配置来连接分别以220V操作的三个蓄电组件。在另一个实施例中，每个均以220伏特操作的三个蓄电组件可以并行地(即并联)配置(例如，以220伏特充电)，或者三个中的两个可以并行地配置，然后与第三个串联(例如，以220V、240伏特充电)。根据本申请，可以管理任何合适数量的蓄电组件(例如，与开关配置串联或并行耦合)。将理解的是，蓄电组件可以包括一个或多个子模块(例如，可以耦合在一起以形成模块的单独子模块)。

图12示出了根据本申请的实施方式的稳压电路555的结构块图。电路555可被设置为在相应输入端处接纳输入电压(V_IN)和接地电压(GND)。电路555可被设置为在输出端处传输(例如：输出)输出电压(V_OUT)。调控输出电压,使得输入电压的(例如，波动)不体现在输出电压中。输出电压比输入电压低了压差。

电路555包括线性直流稳压单元(例如：线性直流稳压单元)110，该线性直流稳压单元被设置为在小的压差内(例如，V_D0小于等于100mV)将输出电压(V_OUT)调控为小于输入电压(V_jN)o线性直流稳压单元666在调控期间的耗散功率。耗散的功率与压差(V_DO)成比例。因此，减少V_DO可降低调控损耗并降低散热要求。

图12中示出了线性直流稳压单元666的结构块图。线性直流稳压单元666包括晶体管111。晶体管111可使用BJT、MOSFET、JFET等多种晶体管类型来实施。例如，晶体管111可以是N沟MOSFET或P沟MOSFET。实际上，沟道MOSFET线性直流稳压单元可提供好于其他类型的晶体管的优势。例如，沟道MOSFET线性直流稳压单元可提供比P沟MOSFET线性直流稳压单元低的压差(例如：V_DO)。

可通过控制跨晶体管111的电压降来实现调控。例如，沟MOSFET的漏极端子(D)112与源极端⑸113之间的电压降可通过施加到N沟MOSFET的栅极端(G)114的电压来调节。

线性直流稳压单元666包括驱动电路(例如：驱动电路)115以在晶体管111的栅极端114处提供电压。驱动电路115可被设置为经由形成于驱动电路115和晶体管111之间的回馈回路(又称反馈回路)116来接纳输出电压(V_OUT)。驱动电路115还可被设置为接纳参考电压(V_REF)。一旦使能时，驱动电路可用作具有基于参考电压与输出电压之间的差值(例如：V_REF-V_OUT)的输出电压(V_G)的差动放大单元。驱动电路的输出电压V_G可被施用到晶体管111的栅极114以控制晶体管的工作点(例如：其导通、其电压降(V_DO)等)。

驱动电路115通过高电压(V_CHP)(例如：高轨)和低电压(GND)(例如：低轨)供电以进行操作。驱动电路的低电压(GND)也可以是V_IN的参考电压。也就是说,线性直流稳压单元和输入电压共享相同的电压区间。为了提供对晶体管111的充分控制,V_CHp可大于输入电压V_IN。例如,当输入电压V_IN为1伏特(例如：在漏极端112处)并且压差为0.1V(即,V_IN＝1V,V_DO＝0.1V)，则晶体管器件的输出端口处(例如：源极端113处)的电压可以是0.9V(例如：V_OUT＝O.9V)。为了使晶体管器件111导通(例如：在导通状态下工作)，驱动电路115的输出端口处的电压可以是至少0.9V加上晶体管器件111的阈值电压(V_T)。对于0.7V的阈值电压(例如：_T＝0.7)，驱动电路输出至少1.6V的电压(例如：V_G≥1.6V)。因此,驱动电路可由使驱动电路能够输出至少1.6V的高电压供电。因此，在线性直流稳压单元666的实施方式中，提供给驱动电路115的高电压被设置为大于输入电压(即,V_CHP＞V_IN)。被设置作为大于所有预期的输入电压(V_IN)的单个值的高电压(V_CHP)可以是低效的(例如一旦V_IN为低的时)。本申请的电路和方法，提供基于输入电压(V_IN)的上限值(V_CHP),以便提供有效工作。

驱动电路115可通过使能信号EN来被使能以用于工作。使能信号EN可以是数字信号，该数字信号的低电压禁用驱动电路115的工作，并且该数字信号的高电压使能驱动电路115的工作。在电压降至预期的目标、期望阈值以下的场景中，使能信号可用于关闭线性直流稳压单元666。该控制可用于保护(例如，耦接到电路555的设备)。本申请的电路有利地利用多个标准来确定使能信号EN的状态。

回到图12,电路555还包括直直变换器888和直直变换器控制电路999以生成高电压V_CHP，以及压欠闭锁单元压欠闭锁单元120以生成使能信号EN。

图12中示出了直直变换器电路的示例。提供所示的示例性直直变换器用于帮助理解而非作为本申请的限制性示例。本发明所公开的电路和方法可与其他直直变换器类型和架构共同使用。在本申请中，描述了类似于图12所示的直直变换器电路。然而，直直变换器电路包括由不同时脉信号单独控制的输入开关和输出开关，以作为备选方案，将储能电容器耦接到输入端口和输出端口。定制性的切换控制允许使用不具有交叠过渡的时脉信号来提高转换的效率。另外，输入开关受控于相对于输入电压进行电平移位的时脉信号(时钟信号)。电平移位切换的控制，提高了效率，以及允许输入电压的范围被构建以用于直流电压转换。

直直变换器888为对称交叉耦接直直变换器，其接纳输入电压V_N并产生用于为电路555(例如驱动电路115)供电的高电压V_CHP。通过使用晶体管的网络对两个电容C1、电容C2进行充电和放电从而将电压增大，该晶体管作为开关来工作，开关由时脉信号(CLK)及其反信号(CLK-i)来控制。譬如，一旦CLK为高电平并且CLK-i为低电平时，则晶体管M1和晶体管M3为导通状态，而晶体管M4和晶体管M2为截止状态。在该状态下，电容器C1耦接到输入端口并由V_IN充电。一旦CLK为低电平并且CLK-i为高电平时，则晶体管M1、晶体管M3为截止状态,晶体管M4、晶体管M2为导通状态。在该状态下，电容C1耦合到输出端口。通过对相应的电容C1,电容2进行充电和放电，在大于V_IN的值处生成V_CHP。精确的上限值取决于时脉信号(CLK,CLK-i)。例如，时钟信号的频率可对应于直直变换器的输出端口处的电压V_CHP。

为了控制直直变换器电压V_CHP,如图12所示，电路555可包括直直变换器控制电路999。直直变换器控制电路控制直直变换器888基于在线性直流稳压单元666的输入端口处出现的输入电压(V_IN)并基于从直直变换器回馈到直直变换器控制电路的输入端口的直直变换器电压来生成直直变换器电压(V_CHP)。所生成的直直变换器电压(V_CHP)的幅值被调控以超出输入电压。V_CHP的精确值或V_CHP与VIN之间的关系，可基于在V_IN(例如,1.1V～3.6V)的范围内的工作(例如稳定性、效率)。在一些实施方式中，电荷泵控制电路999还可被设置为将直直变换器电压(V_CHP)限制为高压阈值(V_CHPMAX)，以防止造成损坏(例如，由过程安全工作区域确定的)。

图12中示出了直直变换器控制电路999的结构块图。直直变换器控制电路999可被设置为基于所接纳的电压生成/控制直直变换器的时脉信号(CLK,CLK-i)。例如，时脉信号(CLK,CLK-i)的幅值可等于所接纳的输入电压的幅值。备选地,时脉信号(CLK,CLK-i)的频率，可基于所接纳的输入电压(V_IN)的幅值，成比例地进行调控。直直变换器控制电路999还可被设置为将时脉信号的频率的调控限制为最大值以损坏直直变换器和/或防止直直变换器的输出(V_CHP)破坏周边电路。

如图12所示，直直变换器控制电路可包括电势差感测模块141。电势差感测模块被设置为产生相对于V_CHP的浮动变化电压电平。因此，电势差感测模块可包括分压器或电压调控设备，相对于V_IN和/或V_CHP设定至少一个电压值。这有利于使V_IN和V_CHP的电压电平适配于其他电压区间。

直直变换器控制电路999还包括差动放大单元142，该差动放大单元被设置为实施一个或多个比较。第一比较结果146将与V_CHP和V_IN相关的相对幅值进行比较。第二比较结果147将V_CHP的相对幅值与高压阈值相关的电压进行比较，从而用于直直变换器的安全和正常功能。差分放大器142能够以不同方式响应比较。例如，确定V_CHP等于或大于高压阈值的第二比较结果可使得放大器忽略(例如：抑制)第一比较结果的结果。而一旦第二比较确定V_CHP小于高压阈值时，则放大器的输出可由V_CHP与V_IN之间的关系确定。

差动放大单元142驱动电压控制晶体振荡器(VCO)143。VCO被设置为接纳输入电压并生成晶体振荡信号，该晶振信号具有与VCO的输入端口处的电压(例如，V_IN-V_CHP)的频率。直直变换器控制电路还包括时钟逻辑电路145，该时钟逻辑电路从晶体振荡器接纳振荡信号并生成对应的数字时脉信号(CLK)和互补时脉信号(CLK-i)。时脉信号控制直直变换器888,如前所述。

直直变换器888和直直变换器控制电路999可一起工作以产生电压(V_CHP)，该电压与输入电压(V_IN)相比高出预定值(例如：不论V_IN如何浮动但是总不大于高压阈值(V_CHPMAX)。可选择高压阈值以对应于线性直流稳压单元的设备技术的高压阈值额定值。

如图12所示，电路555可包括压欠闭锁单元(UVLO)电路777。一般而言，一旦直直变换器电压(V_CHP)处于或小于最小电压(V_CHPMIN)时，UVLO电路777(借助使能信号EN)停止工作。换句话讲，使用单个标准来确定是使能还是停用驱动电路115。所公开的压欠闭锁单元的一个优势的角度是,其可利用多种标准和逻辑来确定是使能还是停用驱动电路115。例如，UVLO电路可另外确定直直变换器电压(V_CHP)以一个预定量，大于线性直流稳压单元666的输出电压，然后使能驱动电路的工作以确保晶体管111可被控制。

图12中示出了压欠闭锁单元777的实施例的结构块图。压欠闭锁单元接纳直直变换器电压(V_CHP)并输出使能信号(EN)。使能信号可以是数字信号EN,其基于其高/低电平的状态能够使能/禁用线性直流稳压单元666的驱动电路115的工作。压欠闭锁单元777包括接纳、创建和/或操纵电压以用于比较的电势差感测模块。因此，电压感测121可包括电压源、电压参考源、稳压器等电路，从而输出相对于另一电压电平(例如，V_CHP)的电压电平和输出相对于接地电压的电压。压欠闭锁单元可向比较级电路输送一个输出电压以用于比较。因此，比较器123可包括第一电路以用于确定相对电压状态。例如，比较器可用于指示第一电压大于第二电压。比较输出123一个或多个信号以用于指示电压电平比较结果的。压欠闭锁单元还包括逻辑级电路。逻辑电路125可包括一个或多个例如逆变器、与、或、异或等的逻辑门，这些逻辑门可以基于应用于比较123的一个或多个结果的逻辑运算而生成使能信号(EN))。因此，使能信号的高低点评的状态可基于至少一个标准来确定。为了避免混乱，可以理解：其他使能信号也可能对稳压电路进行控制。外部施加的使能(EN)信号可用于控制稳压电路的总体工作。本申请所提及的启用信号(EN)是在稳压电路内生成并用于控制驱动电路的信号。

本说明书中的各个实施例均采用递进的方式描述，各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可，各个可选的技术特征，均可以被以任意合理的方式结合于与其他实施例中，各个实施例之间、各个标题下的内容也可以发生任意的合理组合。每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处。尤其，对于系统实施例而言，由于其基本相似于方法实施例，所以描述的比较简单，相关之处参见方法实施例的部分说明即可。

在本申请实施例中使用的术语是仅仅出于描述特定实施例的目的，而非旨在限制本申请。在本申请实施例和所附权利要求书中所使用的单数形式的“一种”、“所述”和“该”也旨在包括多数形式，除非上下文清楚地表示其它含义，“多种”一般包含至少两种。应当理解，本文中使用的术语“和/或”仅仅是一种描述关联对象的关联关系，表示可以存在三种关系，例如，A和/或B，可以表示：单独存在A，同时存在A和B，单独存在B这三种情况。另外，本文中字符“/”，一般表示前后关联对象是一种“或”的关系。

虽然以上描述了本申请的具体实施方式，但是本领域的技术人员应当理解，这仅是举例说明，本申请的保护范围是由所附权利要求书限定的。本领域的技术人员在不背离本申请的原理和实质的前提下，可以对这些实施方式做出多种变更或修改，但这些变更和修改均落入本申请的保护范围。

Claims (10)

1.一种针对负载电路的限流保护的方法，包括：

S1.将电流采样单元和第一三极管串联构成限流支路，用于串联连接负载电路；

S2.将第二三极管的基极和发射极之间的PN结，与所述电流采样单元，耦合于同一个闭合回路中；

S3.通过第二三极管的输出，控制所述第一三极管的基极，并通过所述回路，协调所述第一可控开关与所述第二可控开关，工作于互斥的开关状态，以使当所述限流支路中的电流超过限流阈值时，关断所述第一可控开关。

2.根据权利要求1所述的限流保护的方法，还包括步骤：

S4.将一电流源电路的电流输出，耦合至所述闭合回路中的部分电流路径中形成压降，所述部分电流路径包括第一电阻和/或第二电阻；

其中，所述电流源电路的电流输出可随环境温度的升高而自动减小，或者随环境温度的降低而自动增大；或者，

S5.通过第二电阻将一电流源电路的电流输出，耦合/叠加入所述闭合回路中，从而在所述闭合回路的部分电流路径中造成电势差；

其中，所述电流源电路的电流输出可随环境温度的升高而自动减小，或者随环境温度的降低而自动增大。

3.根据权利要求2所述的限流保护的方法，所述步骤S4或S5进一步包括步骤：

利用由所述电流源电路的电流在所述部分电流路径上造成的可随温度变化的电势差，动态地抵消所述第二三极管，其基极、发射极之间的PN结上随温度变化的导通门限。

4.根据权利要求2所述的限流保护的方法，所述步骤S4或S5进一步包括步骤：

利用由环境温度变化而在所述电流路径上引起的电势差的变化，动态地抵消所述第二三极管，其基极、发射极之间的PN结的导通门限随所述环境温度的变化，从而使得所述限流阈值，随温度漂移而产生的变化比例不超过预定值。

5.根据权利要求4所述的限流保护的方法，其中，所述电流采样单元为第一电阻，所述预定值为以下任一数值：0.1％、0.5％、1％、2％、5％或者10％；

所述第二三极管的输出为第二三极管的集电极；

还包括步骤：

配置所述第二电阻与所述第一电阻，两者的阻值的比值，大于以下任一数值：1、10、50、100、500、1000、5000、10000、50000、100000或者500000。

6.根据权利要求5所述的限流保护的方法，还包括步骤：

S-6)如果所述第一三极管和所述第二三极管为PNP器件，通过所述第一三极管的集电极，将所述限流支路串联于所述负载电路的沿电流方向的上游；

利用NPN型的第五三极管构造压控电流源/电流放大电路,作为所述电流源电路，并将一个二极管或者串联的多个二极管跨接于所述第五三极管的BE结，以借助所述一个二极管或多个二极管的导通压降作为所述压控电流源/电流放大电路的至少部分的输入电压；

或者

S-7)如果所述第一三极管和所述第二三极管为NPN器件，通过所述第一三极管的集电极，将所述限流支路串联于所述负载电路的沿电流方向的下游；

利用PNP型的第五三极管构造压控电流源/电流放大电路,作为所述电流源电路，并将所述一个二极管或者串联的多个二极管跨接于所述第五三极管的BE结，以借助所述一个二极管或多个二极管的导通压降作为所述压控电流源/电流放大电路的至少部分的输入电压；

或者，

利用所述一个二极管或者多个二极管的导通压降/导通门限随温度漂移而变化的特性，通过第五三极管的电流放大能力，抵消/补偿第二三极管中的基极与发射极之间的PN结的导通门限随温度漂移而变化的特性，从而保持所述限流阈值基本不变；

其中，所述多个二极管的导通压降，随温度漂移而变化。

7.一种限流保护电路，其特征在于，包括：

第一端子，第二端子，

第一电阻和第一可控开关，串联于所述第一端子和所述第二端子之间；

第二可控开关，跨接于所述第一端子和所述第一可控开关的控制极之间，所述第二可控开关的控制极耦接于所述第一电阻和所述第一可控开关之间的连接节点；

所述第二可控开关，受控于来自所述第一电阻的采样信号而截止或导通；所述第一可控开关与所述第二可控开关工作于互斥的开关状态。

8.根据权利要求7所述的限流保护电路，其特征在于，还包括分压单元，跨接于i)第一电阻和第一可控开关之间的节点，和ii)所述第二可控开关的控制极；

所述电流源电路中的输出电流随温度漂移而变化，其电流流入端连接于所述第二可控开关的控制极；

所述第一可控开关，通过其控制极受控于所述第二可控开关：响应于所述第二可控开关进入截至状态，所述第一可控开关进入导通状态；响应于所述第二可控开关进入导通状态，所述第一可控开关进入截至状态；

i)所述第二三极管的基极和发射极之间的PN结，ii)所述第一电阻，两者位于一个回路中；

所述回路还包括所述第二电阻；

所述电流源电路的温度变化特性，与所述第二三极管的PN结的温度变化特性相对应，以使得：A)由所述电流源电路中的电流在所述第一电阻和/或第二电阻上造成的电压变化，抵消所述PN结的导通门限随温度漂移的变化；或者

B)当所述第一电阻中的电流达到限流阈值时，由所述电流源电路中的电流在所述第二电阻上造成的电压变化，抵消所述PN结的导通门限随温度漂移的变化；或者，

所述电流源电路为恒流源，具有随温度变化特性，与所述PN结的随温度变化的特性相对应/适配，从而，由所述电流源电路的电流随温度漂移的变化而在所述电流路径上引起的电压变化，补偿/抵消所述PN结的导通门限随温度漂移的变化；或者，

所述电流源电路的电流输出，耦合至所述回路中的部分路径中，所述电流源电路的电流输出可随温度漂移而变化，从而，当所述第一电阻中的电流达到所述限流阈值时：a)所述部分电流路径上的电压，不管温度漂移而保持与所述PN结的导通门限相当；或者b)所述部分电流路径上的电压降，保持跟随所述PN结的随温度漂移而变化的导通门限；

所述第二电阻的阻值大于所述第一电阻的阻值；

所述第二电阻的阻值与所述第一电阻的阻值的比值，大于以下任一数值：5、10、50、100、500、1000、5000、10000、50000、100000或者500000。

9.根据权利要求8所述的限流保护电路，其特征在于，所述第一可控开关、所述第二可控开关为第一三极管、第二三极管，均为PNP半导体器件；所述分压单元为第二电阻；

所述第一电阻跨接于a)所述第一三极管的发射极和b)所述第二三极管的发射极；

所述第二电阻跨接于c)所述第二三极管的基极和d)所述第一三极管的发射极之间；

所述第二三极管的发射极连接于所述第一端子；

所述第一三极管的集电极连接于所述第二端子；

所述第一三极管的基极，连接于所述第二三极管的集电极；

还包括第三电阻，其第一端连接于：所述第一三极管的基极和/或所述第二三极管的集电极；

所述第二可控开关的控制极，连接于所述电流采样单元和所述第一可控开关之间的连接点/节点；

所述第一电阻跨接于所述第一三极管的发射极和所述第二三极管的发射极之间，所述第二电阻跨接于所述第一三极管的发射极和所述第二三极管的基极之间；

所述第一电阻的第一端、所述第二电阻的第一端，连接于所述第一三极管的发射极；

A)所述第一三极管和所述第二三极管，为PNP器件，所述第一端子作为所述限流保护电路的电流流入端；所述第二端子作为电流流出端；所述电流源电路的电流流入端，连接于所述第二三极管的基极；或者连接于所述第二三极管的基极与所述第一三极管的发射极之间的连接节点；或者，所述电流源电路的电流流入端，通过所述第二电阻连接于所述第一管的发射极；

或者，

所述第三电阻的第二端和所述电流源电路的电流流出端，两者均接低电平；

所述第二电阻的第二端、所述电流源电路的电流流入端，均连接于所述第二三极管的基极；或者，

B)所述第一三极管和所述第二三极管，为NPN器件，所述第一端子作为所述限流保护电路的电流流出端；所述第二端子作为电流流入端；

所述电流源电路的电流流出端，连接于所述第二三极管的基极，或者连接于所述第二三极管的基极与所述第一三极管的发射极之间的连接节点；或者，所述电流源电路的电流流出端，通过所述第二电阻连接于所述第一管的发射极；

所述电流源电路的电流流入端，连接针对限流保护电路的模拟电源，或高电平；所述第三电阻的第二端，连接于针对所述限流保护电路的控制端；

所述第二电阻的第二端、所述电流源电路的电流流出端，均连接于所述第二三极管的基极；

所述电流源电路为压控电流源，作为三极管电流放大电路，包括NPN型的第五三极管、一个或多个二极管，该多个二极管串联连接，所述一个或多个二极管，跨接于所述第五三极管的BE结两端，或者与所述第五三极管的BE结并联，以其导通压降为所述压控电流源/第五三极管提供至少部分的电压输入；所述一个或多个二极管的阳极端，连接于所述第五三极管的基极；所述一个或多个二极管的阴极端，连接于所述第五三极管的发射极；所述电流源电路的电流流入端，对应于所述第五三极管的集电极，所述电流源电路的电流流出端，对应于所述第五三极管的发射极；或者，

所述电流源电路为压控电流源，作为三极管电流放大电路，包括PNP型的第五三极管、一个或多个二极管，该多个二极管串联连接，所述一个或多个二极管，跨接于所述第五三极管的BE结两端，或者与所述第五三极管的BE结并联，以其导通压降为所述压控电流源/第五三极管提供至少部分的电压输入；

所述一个或多个二极管的阳极端，连接于所述第五三极管的发射极；所述一个或多个二极管的阴极端，连接于所述第五三极管的基极；所述电流源电路的电流流出端，对应于所述第五三极管的集电极，所述电流源电路的电流流入端，对应于所述第五三极管的发射极；

所述一个或多个二极管的导通压降，随温度漂移而变化；

所述第二可控开关的控制极，为第二三极管的基极，通过所述第二电阻，连接于所述第一电阻和所述第一三极管的发射极之间的连接点；

所述电流采样单元和所述第一可控开关，串联于所述第一端子和所述第二端子之间；

所述第一电阻的第一端连接于所述第一端子，所述第一电阻的第二端连接于所述第一三极管的发射极，所述第一三极管的集电极连接于所述第二端子。

10.一种应急照明控制器、应急照明集中电源、应急照明分配电装置或者应急照明配电箱，包括如权利要求7-9中任一项的限流保护电路。