CN117220036A - 一种基于频率选择表面的非对称电磁透明基站天线及阵列 - Google Patents
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Abstract
本发明提供一种基于频率选择表面的非对称电磁透明基站天线，其低频天线的频率选择表面包括阵列排布的四个频率选择表面单元，至少存在两种频率选择表面单元，其电磁透明结构所对应的可通过的高频电磁信号位于不同的频率上，并且以此来构建多频（三频）基站天线阵列。仿真和测量结果表明所提出的非对称LB天线在不影响LB工作性能的情况下，可以实现两侧HB1/HB2天线较好的遮挡效应的抑制，阵列具有良好的阻抗和辐射性能。因此，所提出的非对称三频段共享孔径阵列为未来的通信系统提供了一种实用的解决方案。
Description
技术领域
本发明涉及无线通信技术领域，特别涉及基于频率选择表面的非对称电磁透明基站天线及阵列。
背景技术
如今，越来越多的频段被应用于处理日益增长的数据流量。因此，对双频/多频天线阵列的需求大大增加，以覆盖它们。因此，不同频段的天线在阵列中以多种方式排列，以确保空间紧凑。
通过赋予每个天线一个滤波响应，将不同频段的天线并排分配，但不可避免地增加了阵列的尺寸。那么，共享孔径阵列提供了一种可行的解决方案。首先，一种可行的做法是嵌入式方案，但需要在低频段(LB)天线中预留较大的空位来容纳高频段(HB)天线，导致低频段(LB)天线体积较大。其次，通过引入频率选择面(FSS)将HB天线叠加在LB天线之上。虽然FSS具有良好的电磁(EM)调控能力，但它们的加入会增加阵列的复杂性和高度。此外，交错方案受到了广泛关注，该方案不受LB和HB天线频率比的限制，也不会增加阵列的剖面。在这种情况下，HB天线的能量在通过LB天线时将被阻挡，导致HB天线的辐射方向图恶化。
为了解决阻塞效应，通过增加滤波扼流圈或槽，将LB天线修改为透明天线是一种可行的方法。双频阵列交错方案在LB天线中加入三维扼流圈，有效降低HB天线中的LB散射。为了在阵列中容纳更多的频段，在双频阵列交错方案基础上提出了三频段阵列的深度交错方案。低雷达截面(low-RCS)LB和中频(MB)天线是通过引入扼流圈和分裂环谐振器(SSRs)来设计的。然而，这种布局天生就具有复杂的电磁环境，不同频段的天线之间存在许多干扰路径。MB天线不仅需要对HB天线不可见，而且LB天线还需要同时覆盖MB和HB的双low-RCS频段，这增加了阵列的设计复杂性。另一种方法是在不添加任何结构的情况下，设计由带通FSS单元组成的透明LB天线。将两个寄生环路插入具有宽带特性的方形环路中，为LB天线的组件设计带通FSS单元。MB和HB天线都巧妙地限制在相同的辐射孔径内，并且它们垂直交错在LB天线下方以节省空间。但是这种布局中LB天线对MB/HB天线的阻塞效应仍然很大，因此LB/MB/HB阻抗匹配(回波损耗|S11|<10dB)，HB的辐射模式的恢复有限。
本发明首次在非对称三频段阵列中提出了由两个不同的low-RCS FSS单元组成的非对称LB天线，并且以此推广到五频基站天线阵列。
发明内容
本发明的目的在于：克服上述现有技术的缺陷，提出了一种基于频率选择表面的非对称电磁透明基站天线，可用于三频段共享孔径阵列，为未来的通信系统提供了一种实用的解决方案。
为实现本发明目的，本发明提供的基于频率选择表面的非对称电磁透明基站天线，包括：矩形的反射地和架空地设置于所述反射地(9)中央上方的低频天线，所述低频天线包括自下而上叠置的频率选择表面、低频天线介质基板和正交布置的两个分别用于激励低频天线两个极化能量的Y型馈电结构；所述频率选择表面包括阵列排布的四个频率选择表面单元，所述频率选择表面单元具有方形环路，其特征在于：所述频率选择表面单元还具有位于方形环路内部的用于提高高频天线隐身性能的电磁透明结构，所述电磁透明结构为金属片阵列；其中，至少存在两个频率选择表面单元，其电磁透明结构所对应的可通过的高频电磁信号位于不同的频率上。
进一步的，低频天线介质基板下表面还具有用于提高低频阻抗带宽的设置于方形环路外角处的阶宽臂和设置于相邻方形环路之间的交叉垂直带线。
需要特别说明的是，增设的金属片并不会影响低频天线的阻抗带宽调整，这使得低频阻抗带宽的调整和高频电磁透明性能的调整互相独立，互不干涉，从而简化了天线的设计过程，提高了天线的设计效率。
进一步的，所述金属片阵列的参数包括金属片的数量、金属片的边长和相邻金属片之间缝隙的宽度，所述金属片阵列的参数通过扫描参数获得。
此外，本发明还要求保护一种多频基站天线阵列，包括高频天线阵列，其特征在于：还包括上述基于频率选择表面的非对称电磁透明基站天线，所述高频天线阵列架空设置于反射地上方且位于所述低频天线的下方，所述高频天线阵列包括四个与频率选择表面单元一一对应的高频天线，所述频率选择表面单元设计成适合于对应高频天线的高频电磁信号穿过，所述低频天线和高频天线阵列在反射地上的投影部分重叠。
多频基站天线阵列可以是三频天线阵列或五频天线阵列。
对于三频天线阵列，所述低频天线中，左侧的两个频率选择表面单元具有相同的电磁透明结构，右侧的两个频率选择表面单元具有相同的电磁透明结构；左侧两个高频天线的辐射频率相同，右侧两个高频天线的辐射频率相同，并且左侧高频天线与右侧高频天线的辐射频率不相同。
对于五频天线阵列，所述低频天线的四个频率选择表面单元的电磁透明结构均不相同；四个高频天线的辐射频率均不相同。
本发明基站天线的核心部分在于提出了一种基于频率选择表面的非对称电磁透明基站天线，低频天线的频率选择表面在方形环路内部增设了开设有缝隙的金属片阵列，提高了高频电磁透明性能，低频天线下方的高频天线的能量几乎不受遮挡地向外辐射。本发明特别设计了三频天线阵列，实验表明，当贴片(嵌入方形环路)被分割成更多的块时，FSS单元的带通频率将向更高的频带移动。因此，在不影响LB工作性能的前提下，采用两种low-RCS FSS单元(分别对HB1和HB2 EM透明)设计非对称LB天线。在非对称三频段共享孔径阵列中引入LB天线后，整个HB1/HB2的辐射性能得到了显著恢复。使得本发明天线具有布局简单、易于阵列的特点，具有广泛的实际应用前景。
附图说明
图1为本发明基于频率选择表面的非对称电磁透明基站天线阵列示意图，(a)立体图，(b)俯视图，(c)低频天线俯视图，(d)高频天线HB1俯视图，(e)高频天线HB2俯视图。
图2为本发明所涉频率选择表面的设计演变过程图。
图3为四种FSS方案的模拟结果，(a)方案F1和方案F2的归一化RCS；(b)不同贴片尺寸(L_w2)下方案2的归一化RCS；(c)方案F3和方案F4的归一化RCS；(d)不同金属贴片缝隙宽度(L_c1)的归一化RCS。
图4为LB天线的仿真结果，(a)由不同FSS单元组成的LB天线S参数；(b)1.7、2.2和2.7GHz的提出的低频天线辐射模式。
图5为畸变阵列示意图。
图6为天线的辐射方向图，(a)在频率3.55GHz，(b)在频率4.9GHz。
图7为HB1和HB2在不同距离下的HPBW，(a)Dx1；(b)Dx2。
图8为制作的实物在暗室中测试的实物照片。
图9为模拟和实测的S参数，(a)LB天线；(b)HB1和HB2天线。
图10为模拟和实测的辐射图，(a)LB天线在频率1.7、2.2、2.7GHz；(b)HB1和HB2天线在频率3.3、3.8、4.9GHz。
图11为模拟和实测的HB1和HB2天线的增益和HPBW。
具体实施方式
下面结合附图详细的描述本发明的作进一步的解释说明，以使本领域的技术人员可以更深入地理解本发明并能够实施，但下面通过参考实例仅用于解释本发明，不作为本发明的限定。
频率选择表面(FSS)具有良好的电磁控制能力。为了研究基于FSS的低频段(LB)天线的电磁透明特性，发明人推导并分析了FSS单元的雷达散射截面(RCS)。目标对入射电磁波散射能力的强弱决定了目标影身性能的好坏，散射能力的强弱通常用RCS来定量描述，因此降低目标的RCS可以实现目标的影身目的，开展目标RCS的研究很有必要。首先，目标RCS的表达式如下：
式中，L为损耗系数，Prmin为接收机输出功率，G为天线增益，λ为雷达工作波长，Ps为发射机输出功率，Rmax为雷达探测距离。RCS是对入射平面波照射目标的测量。由上式可知，Rmax随RCS的减小呈指数级减小。因此，天线被雷达探测到的概率降低，相应增强了其电磁隐身效果。
如图2所示，为本发明所涉频率选择表面的设计演变过程图。图3(a)绘制了FSS单元从方案F1和方案F2对应的归一化RCS。由FSS单元组成的LB天线S参数如图2(b)所示。作为方案F1中的经典方形环路，其RCS在整个HB(3.3-3.8GHz)范围内为-2至5dB，如图3(a)所示。这意味着它几乎没有电磁透明特性，HB天线的大部分能量不能通过LB天线传输。由此可见，传统的方环LB天线对HB天线有阻塞作用，不适合用于共享孔径阵列。因此，需要具有EM透明特性的LB天线来解决这一问题。随后，在方案F2中加入方形金属片，在2.98GHz时产生最小RCS为-28dB的最低点。由于下降，HB内RCS(从-14到-6dB)显著降低。可以看出，随着方案F1到方案F2的演化，RCS的峰值点(对应带阻频率)从3.4GHz移动到较低的2.66GHz。在方案F2的RCS中，在2.9GHz处出现了-29dB的RCS下降，可以认为RCS上的峰值点对应于FSS单元的带阻频率fS，而最低点对应于带通频率fP。为了将最低点移动到HB1和HB2，可以用贴片的大小(L_w2)来控制它们。为了验证，图9图模拟了不同L_w2下F_2的归一化RCS。如图3(b)所示，当L_w2从18mm减少到14mm时，fS2从2.66GHz增加到3GHz,fP2从2.9GHz增加到3.82GHz。值得注意的是，RCS的最低点比峰值点移动得更多。为了进一步减小HB内RCS，在方案F3中将一个方形金属片替换为四个小方形金属片。值得注意的是，最低点移动到3.7GHz，并且HB内RCS值发生了很大的下降(从-26到-10dB)。结果表明，与方案F1相比，方案F3的HB内最大RCS值降低了15dB，显著提高了其在HB的EM隐身水平。同时，使用方案F1-方案F3单元的LB天线的|S11|没有明显移位。方案F3中将贴片切成4块，方案F4则将贴片切成9块。图3(c)模拟了F3和F4的归一化RCS，结果表明，当贴片被分割成更多的块时，带阻和带通频率将向更高的频带移动。在其他参数不变的情况下，对L_c1的归一化RCS如图3(d)所示。如图所示，随着L_c1从0.2mm增长到1mm,RCS的最低点从3.65GHz移动到4.03GHz。虽然带阻频率的变化很小，但其变化趋势与带通频率一致。
图1(a)、图1(b)和图1(c)中展现了基于频率选择表面的非对称电磁透明基站天线(低频天线LB)，包含有矩形的反射地9和架空设置于反射地9中央上方的低频天线1。其中，低频天线1包括低频天线介质基板21、分设于设置低频天线介质基板21上下表面的两个Y型馈电结构和频率选择表面。两个Y型馈电结构正交布置，分别用于激励低频天线的两个极化的能量。低频天线1还包括两根与Y型馈电结构一一对应的低频同轴电缆(图中未画出)，低频同轴电缆的外导体与低频天线介质基板21底部的方形环路接触，低频同轴电缆的内导体与对应的Y型馈电结构的能量输入端相连。图中标号4为端口1，标号5为端口2。端口1和端口2分别通过第一金属化通孔61与顶层的两个Y型馈电结构的能量输入端相连。图1(a)的实施例中，为了保持电流通过，用两个第二金属化通孔62将底部的金属连接片和上部的Y型馈线相连。
本实施例低频天线1的频率选择表面如图1(a)、图1(b)所示，由阵列结构排布的频率选择表面单元构成，频率选择表面单元(见图2的方案F3和方案F4)包括方形环路、设置于方形环路内部的用于提高高频电磁透明性能且与方形环路绝缘的金属片阵列。金属片阵列的参数可通过扫描参数获得，金属片阵列的参数具体包括金属片的数量、金属片的边长和相邻金属片之间缝隙的宽度。
为了提低频天线的高频电磁透明性能，本实施例中，低频天线还包括用于提高低频阻抗带宽的设置于方形环路外角处的阶宽臂10和设置于相邻方形环路之间的交叉垂直带线11。通过调整阶宽臂10和交叉垂直带线11的参数实现低频天线1的低频阻抗带宽的调节本低频天线中，低频阻抗带宽的调整和高频电磁透明性能的调整互相独立，互不干涉。当然，除了阶宽臂10和交叉垂直带线11以外，还可采用其他拓展低频带宽的方法，例如：嵌套方形环，添加寄生结构。
本基于频率选择表面的非对称电磁透明基站天线中，至少存在两个频率选择表面单元，其电磁透明结构所对应的可通过的高频电磁信号位于不同的频率上。以本实施例来说，如图1(c)所示，左侧的两个频率选择表面单元具有相同的电磁透明结构，可通过第一高频频率信号；右侧的两个频率选择表面单元具有相同的电磁透明结构，可通过第二高频频率信号。从而使得本基于频率选择表面的非对称电磁透明基站天线能够搭配两种不同频率的高频天线，从而构建三频基站天线阵列。除了本实施例方案以外，凭借这样的思想还可以举一反三，构建四频基站天线阵列和五频基站天线阵列，本专利中不再详细描述。
实验表明，LB天线的隐身效果由贴片调节，而其工作性能由方环控制，LB工作性能与透明特性之间具有独立可控能力。此外，天线间的相互干扰较小，有利于抑制阻塞效应，满足设计要求。最后，得到了一种非对称的low-RCS FSS-based LB天线，该天线在y轴左右两侧具有不同的透明特性。即LB天线对左侧的HB1天线和右侧的HB2天线分别是EM透明的。并且，将贴片(方形环路中的金属片)分割成更多的块，带阻和带通频率将向更高的频带移动。当贴片被切割成更小的贴片时，发现RCS带宽更宽，这种提高RCS带宽的方法是具有竞争力的。
不同的FSS单元是否会影响天线的工作性能值得探讨。众所周知，RCS是通过将平面波照射到FSS单元而获得的，显示其隐身水平。而LB天线的S参数是通过激励外部的方环来实现的，内部的贴片此时可以看作是寄生结构。实验表明，贴片的变化对LB天线的工作性能影响不大。
图4(a)显示了不同FSS单元组成的LB天线的S参数。如图所示，带宽(1.74-2.45GHz)和隔离度(>25dB)，从F_1到F_4几乎没有变化。根据前面的分析，方案F3和F4分别在HB1和HB2处是透明的。对于如图1(c)所示的非对称布局，需要在y轴的左右两侧分别放置方案F3和方案F4。为了满足1.7-2.7GHz的要求，在LB天线中引入了对F3和方案F4的RCS影响较小的交叉带和阶梯臂，以拓宽LB带宽。本实施例所提出的LB带宽已达到1.7-2.7GHz(45％)，极化之间的隔离度高达25dB，具有良好的阻抗性能。随后，所提出的LB天线的辐射方向图(1.7、2.2、2.7GHz)绘制在图4(b)中。由此可见，LB天线具有稳定的辐射性能。换句话说，LB天线的隐身效果由贴片调节，而其工作性能由方环控制，LB工作性能与透明特性之间具有独立可控能力。此外，天线间的相互干扰较小，有利于抑制阻塞效应，满足设计要求。最后，得到了一种非对称的low-RCS FSS-based LB天线，该天线在y轴左右两侧具有不同的透明特性。即LB天线对左侧的HB1天线和右侧的HB2天线分别是EM透明的。
非对称low-RCS FSS-based LB天线设计完成后，将其引入非对称三频段共享孔径阵列。如图1所示，本实施例提出的三频基站天线阵列，包括矩形的反射地9，四个架空地设置于反射地9四角上方的高频天线和一个架空地设置于反射地9中央上方且位于高频天线上方的低频天线1(低频天线1的结构参见上文的低频天线)，低频天线1和高频天线在反射地9上的投影部分重叠(低频天线1的四角分别遮挡四个高频天线2的内角)。除了本实施例以外，高频天线阵列还可以采用其他形式，比如十字形。本实施例中高频天线9为十字形，包括高频天线介质基板、设置于高频天线介质基板上方的辐射臂，以及设置于高频天线介质基板顶部的分别用于激励高频天线两个极化方向上能量的馈电结构，馈电结构与对应的辐射臂相连。本实施例中，左侧两个高频天线7的尺寸与右侧两个高频天线8的尺寸不相同。两者频率与低频天线9的中对应频率选择表面允许通过的频率相适应，使得高频天线的信号不被低频天线遮挡，凑而构建一种紧凑结构的三频基站天线阵列。
本实施例三频段孔径共享阵列参数见表1：
表1
L_h,H1_h,H2_h分别表示LB,HB1,HB2天线距离反射地的高度；反射地的尺寸为Dg×Dg×Dh；Dx1和Dx2分别代表HB1天线之间的距离和HB2天线之间的距离。Dy代表HB1与HB2天线沿着Y轴的距离；L_w2代表金属贴片的边长，L_c1和L_c2代表左右两边的缝隙宽度；L_dl代表交叉垂直带线的长度。
为了更好的表述，将单独的HB1/HB2天线定义为方案1，将存在严重阻塞效应的畸变阵列中的HB1/HB2天线定义为方案2(如图5所示)，将所提出的三频段共享孔径阵列中的HB1/HB2天线定义为方案3(本发明方案)。
图6给出了不同状态下HB1和HB2的辐射方向图。图16(a)显示了3.55GHz的辐射图。方案3的辐射性能已经从方案2有效恢复，几乎与方案1相同。另外，与方案2相比，方案3的交叉极化也减小了。同样，图6(b)中4.9GHz的方案3也从方案2恢复。综上所述，非对称low-RCSFSS-based LB天线大大减弱了LB天线对HB1/HB2天线的阻塞效应。
半功率波束宽度(HPBW)是衡量基站天线辐射性能的重要指标，其变化情况是评价HB1/HB2天线恢复水平的必然参考。其中，MDHPBW定义为不同状态间HPBW的最大差值。MDHPBW越小，辐射性能恢复越好。图7为不同Dx1和Dx2条件下的模拟HPBW，表1中其他参数不变。一方面，图7(a)为HB1对Dx1的HPBW。可以看到，方案1和方案2之间的MDHPBW达到12.04°，这意味着方案2的辐射模式已经严重扭曲。随着Dx1的增加，方案3的MDHPBW逐渐减小(从10.37°减小到6°)，HPBW的HB1带内波动趋于平缓。当距离增加到0.8λHB1时，MDHPBW减小到6°。另一方面，图7(b)显示了HB2在不同Dx2下的HPBW。由于带宽较窄(4.8-5GHz)，HB2中的HPBW非常平坦，波动很小。然而，方案1和方案2之间的MDHPBW(16°)非常大，表明辐射方向图变形严重，这与图6(b)中的方案2一致。同样，当Dx2从40mm增加到60mm时，MDHPBW从7.3°减小到0.6°。当Dx2为50mm时，MDHPBW为1.5°。最后，为了便于排列，选择Dx2＝65mm对应的0.8λHB1和Dx2＝50mm对应的0.8λHB2。
为了验证，制作了非对称三频段共享孔径阵列，其测量环境和样件如图8所示。由于所提出的阵列沿x轴对称，因此这里仅给出端口1-6的结果以作简单说明。图9(a)显示了模拟和测量的|S11|、|S21|和|S22|LB结果。从图中可以看出，|S11|和|S22|可以覆盖1.7-2.7GHz，回波损耗为-15dB，端口1和端口2(|S21|)之间的隔离度大于25dB，显示了仿真和测量的一致性。如图9(b)所示，仿真和测量的|S33|和|S44|覆盖3.3-3.8GHz,|S55|和|S66|覆盖4.9-5GHz，回波损耗均为-15dB。此外，在仿真和测量中，隔离度(|S43|和|S65|)均大于25dB。
在消声室中，LB天线(端口1激励)、HB1(端口3激励)和HB2(端口5激励)在H-/V-平面上的辐射方向图如图10所示。每个频段都有一个稳定的辐射方向图，仿真和实验结果吻合良好。最后但并非最不重要的是，LB、HB1和HB2天线的增益和HPBW如图11所示。LB、HB1和HB2天线的平均模拟增益分别为8.23、8.40和8.90dB，实测增益分别为8.04、8.20和8.62dB。对于实测的HPBW,LB天线为61.71°,HB1天线为68.82°，HB2天线为71.67°。
综上所述，模拟结果与实测结果吻合较好。误差在合理范围内，可归因于同轴线损耗和装配过程中的不精确。
以上所述的具体实施方案，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步的详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施方案而已，并非用以限定本发明的范围，任何本领域的技术人员，在不脱离本发明的构思和原则的前提下所做出的等同变化与修改，均应属于本发明保护的范围。
Claims (10)
1.一种基于频率选择表面的非对称电磁透明基站天线，包括：
矩形的反射地（9）；
低频天线（1），架空地设置于所述反射地（9）中央的上方；所述低频天线（1）包括自下而上叠置的频率选择表面、低频天线介质基板（21）和正交布置的两个分别用于激励低频天线两个极化能量的Y型馈电结构；所述频率选择表面包括阵列排布的四个频率选择表面单元，所述频率选择表面单元具有方形环路，其特征在于：
所述频率选择表面单元还具有位于方形环路内部的用于提高高频天线隐身性能的电磁透明结构，所述电磁透明结构为金属片阵列；
其中，至少存在两种频率选择表面单元，其电磁透明结构所对应的可通过的高频电磁信号位于不同的频率上。
2.根据权利要求1所述的基于频率选择表面的非对称电磁透明基站天线，其特征在于：低频天线介质基板（21）下表面还具有用于提高低频阻抗带宽的设置于方形环路外角处的阶宽臂（10）和设置于相邻方形环路之间的交叉垂直带线（11）。
3.根据权利要求1所述的基于频率选择表面的非对称电磁透明基站天线，其特征在于：所述金属片阵列的参数包括金属片的数量、金属片的边长和相邻金属片之间缝隙的宽度，所述金属片阵列的参数通过扫描参数获得。
4.根据权利要求1所述的基于频率选择表面的非对称电磁透明基站天线，其特征在于：还包括两根与Y型馈电结构一一对应的低频同轴电缆，所述低频同轴电缆的外导体（4）与低频天线介质基板（21）底部的方形环路接触，低频同轴电缆的内导体与对应的Y型馈电结构的能量输入端相连。
5.根据权利要求1所述的基于频率选择表面的非对称电磁透明基站天线，其特征在于：通过调整阶宽臂（10）和交叉垂直带线（11）的参数实现低频天线（1）的低频阻抗带宽的调节；通过调整金属片阵列的参数实现低频天线（1）高频电磁透明性能的调节，所述低频阻抗带宽的调整和高频电磁透明性能的调整互相独立，互不干涉。
6.一种多频基站天线阵列，包括高频天线阵列，其特征在于：还包括如权利要求1-5任一项所述基于频率选择表面的非对称电磁透明基站天线，所述高频天线阵列架空设置于反射地（9）上方且位于所述低频天线（1）的下方，所述高频天线阵列包括四个与频率选择表面单元一一对应的高频天线（7、8），所述频率选择表面单元设计成适合于对应高频天线（7、8）的高频电磁信号穿过，所述低频天线（1）和高频天线阵列在反射地（9）上的投影部分重叠。
7.根据权利要求6所述的多频基站天线阵列，其特征在于：所述低频天线（1）中，左侧的两个频率选择表面单元具有相同的电磁透明结构，右侧的两个频率选择表面单元具有相同的电磁透明结构；左侧两个高频天线的辐射频率相同，右侧两个高频天线的辐射频率相同，并且左侧高频天线与右侧高频天线的辐射频率不相同。
8.根据权利要求6所述的多频基站天线阵列，其特征在于：所述低频天线（1）中，四个频率选择表面单元的电磁透明结构均不相同；四个高频天线的辐射频率均不相同。
9.根据权利要求6-8任一项所述的多频基站天线阵列，其特征在于：所述低频天线（1）的四角分别遮挡四个高频天线的内角。
10.根据权利要求6所述的多频基站天线阵列，其特征在于：所述高频天线（7、8）为十字形高频天线，包括高频天线介质基板、设置于高频天线介质基板上方的辐射臂、设置于高频天线介质基板顶部的两个分别用于激励高频天线两极化方向上能量的馈电结构，所述两个馈电结构与对应的辐射臂相连接。
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Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN213366800U (zh) * | 2020-07-03 | 2021-06-04 | 华为技术有限公司 | 多频段共口径天线和通信设备 |
| CN113809556A (zh) * | 2021-08-05 | 2021-12-17 | 华南理工大学 | 共口径双频双极化天线阵列及通信设备 |
| CN114336044A (zh) * | 2021-12-06 | 2022-04-12 | 华南理工大学 | 一种具有自解耦能力的共口径天线阵列 |
| US20220190472A1 (en) * | 2019-09-05 | 2022-06-16 | Huawei Technologies Co., Ltd. | Antenna, antenna array, and communications device |
| CN115117613A (zh) * | 2022-07-20 | 2022-09-27 | 广东通宇通讯股份有限公司 | 一种非对称偶极子天线及天线阵列 |
| WO2023152394A1 (en) * | 2022-02-14 | 2023-08-17 | Alpha Wireless Ltd | Multiband antenna and antenna system |
-
2023
- 2023-10-10 CN CN202311306309.9A patent/CN117220036A/zh active Pending
Patent Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20220190472A1 (en) * | 2019-09-05 | 2022-06-16 | Huawei Technologies Co., Ltd. | Antenna, antenna array, and communications device |
| CN213366800U (zh) * | 2020-07-03 | 2021-06-04 | 华为技术有限公司 | 多频段共口径天线和通信设备 |
| CN113809556A (zh) * | 2021-08-05 | 2021-12-17 | 华南理工大学 | 共口径双频双极化天线阵列及通信设备 |
| CN114336044A (zh) * | 2021-12-06 | 2022-04-12 | 华南理工大学 | 一种具有自解耦能力的共口径天线阵列 |
| WO2023152394A1 (en) * | 2022-02-14 | 2023-08-17 | Alpha Wireless Ltd | Multiband antenna and antenna system |
| CN115117613A (zh) * | 2022-07-20 | 2022-09-27 | 广东通宇通讯股份有限公司 | 一种非对称偶极子天线及天线阵列 |
Non-Patent Citations (2)
| Title |
|---|
| DONGLIN HE: "Dual-Band Shared-Aperture Base Station Antenna Array With Electromagnetic Transparent Antenna Elements", 《 IEEE TRANSACTIONS ON ANTENNAS AND PROPAGATION》, 1 March 2021 (2021-03-01), pages 3 * |
| DONG-ZE ZHENG: "A Wideband Dual-Polarized Antenna With Two Independently Controllable Resonant Modes and Its Array for Base-Station Applications", 《IEEE ANTENNAS AND WIRELESS PROPAGATION LETTERS》, 12 April 2017 (2017-04-12), pages 1 * |
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